JP2002247852A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 広範囲入力電圧対応とし、また負荷、交流入
力電圧変動に対して実使用条件に対応できるだけの力率
を維持する。 【解決手段】 プッシュプル形のスイッチング周波数制
御方式複合共振形コンバータといわれる電源回路に備え
られる力率改善回路に磁気結合トランスＭＣＴを備え、
一次側共振回路に得られるスイッチング出力電圧が磁気
結合方式により帰還すると共に、スイッチング動作切換
手段により交流入力電圧に応じてプッシュプル動作と分
電圧プッシュプル動作を切り換えるようにする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、力率改善回路を備
えたスイッチング電源回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来より交流入力電圧が１００Ｖ系と２
００Ｖ系共用のワイドレンジ対応力率改善ソフトスイッ
チング電源は電流共振形コンバータと静電結合あるいは
磁気結合形力率改善回路を組み合わせて種々の回路が構
成されている。まず図１０〜図１９により、各種のスイ
ッチング電源回路の構成及び問題点を説明する。

【０００３】図１０、図１１はそれぞれ従来の電流共振
形コンバータと電力帰還方式力率改善回路を組み合わせ
た力率改善ソフトスイッチング電源を示しており、図１
０は静電結合形の力率改善回路２０を採用した方式で、
また図１１は磁気結合形の力率改善回路２１を採用した
方式である。

【０００４】この図１０、図１１に示す電源回路におい
ては、商用交流電源ＡＣを全波整流するブリッジ整流回
路Ｄｉが備えられている。この場合、ブリッジ整流回路
Ｄｉにより整流された整流出力は、力率改善回路２０ま
たは２１を介して平滑コンデンサＣｉに充電され、平滑
コンデンサＣｉの両端には、交流入力電圧ＶACの１倍の
レベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉが得られることにな
る。また、この整流平滑回路（Ｄｉ，Ｃｉ）に対して
は、その整流電流経路に対して突入電流制限抵抗Ｒｉが
挿入されており、例えば電源投入時に平滑コンデンサに
流入する突入電流を抑制するようにしている。

【０００５】また、この図１０、図１１のスイッチング
電源回路では、平滑コンデンサＣｉの両端電圧である整
流平滑電圧Ｅｉを動作電源とする自励式の電流共振形コ
ンバータが備えられる。そしてこの電流共振形コンバー
タにおいては、図のように２つのバイポーラトランジス
タによるスイッチング素子Ｑ100、Ｑ200をハーフブリッ
ジ結合した上で、平滑コンデンサＣｉの正極側の接続点
とアース間に対して挿入するようにして接続されてい
る。なおクランプダイオードＤD100，ＤD200が、それぞ
れスイッチング素子Ｑ100，Ｑ200のエミッタ−コレクタ
間に対して並列に接続される。そしてスイッチング素子
Ｑ100、Ｑ200は、それぞれ制御回路１からの信号に基づ
いて所要のスイッチング周波数でスイッチング動作を行
う。

【０００６】絶縁コンバータトランスＰＩＴ (Power Is
olation Transformer)は、スイッチング素子Ｑ100、Ｑ2
00のスイッチング出力を二次側に伝送する。すなわち、
平滑コンデンサＣｉの端子電圧を動作電源としてスイッ
チング素子Ｑ100、Ｑ200が交互に開閉を繰り返すことに
よって、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1
に共振電流波形に近いドライブ電流を供給し、二次巻線
Ｎ2に交番出力を得る。この絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴの一次巻線Ｎ1 の一端は、スイッチング素子Ｑ100
のエミッタとスイッチング素子Ｑ200のコレクタの接点
（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチ
ング出力が得られるようにされる。

【０００７】また、一次巻線Ｎ1 の他端は、直列共振コ
ンデンサＣ100を介して、力率改善回路２０（または２
１）に接続されている。この場合、上記直列共振コンデ
ンサＣ100及び一次巻線Ｎ1 は直列に接続されている
が、この直列共振コンデンサＣ100のキャパシタンス及
び一次巻線Ｎ1 （直列共振巻線）を含む絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの漏洩インダクタンス（リーケージイン
ダクタンス）成分により、スイッチングコンバータの動
作を電流共振形とするための一次側直列共振回路を形成
している。

【０００８】また、この図１０、図１１における絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴの二次側では、二次巻線Ｎ2に
対してセンタータップを設けた上で、整流ダイオードＤ
O1，ＤO2及び平滑コンデンサＣOを図のように接続する
ことで、全波整流回路が形成され、直流出力電圧ＥOが
生成される。制御回路１は、例えば二次側の直流電圧出
力ＥOのレベルに応じてそのレベルが可変されるよう
に、スイッチング素子Ｑ100、Ｑ200のスイッチング周波
数を制御することで、定電圧制御を行う。

【０００９】図１０の場合における力率改善回路２０
は、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデ
ンサＣｉの正極端子間に対して、フィルタチョークコイ
ルＬN−高速リカバリ型ダイオードＤ1 が直列接続され
て挿入される。ここで、フィルタコンデンサＣN はフィ
ルタチョークコイルＬN −高速リカバリ型ダイオードＤ
1 の直列接続回路に対して並列に設けられる。そして、
このような接続形態によっても、フィルタコンデンサＣ
N はフィルタチョークコイルＬN と共にノーマルモード
のローパスフィルタを形成している。また、共振コンデ
ンサＣ3 は、高速リカバリ型ダイオードＤ1 に対して並
列に設けられる。ここでは詳しい説明は省略するが、例
えば共振コンデンサＣ3 は例えばフィルタチョークコイ
ルＬN 等と共に並列共振回路を形成するようにされ、そ
の共振周波数は後述する直列共振回路の共振周波数とほ
ぼ同等となるように設定される。これにより、負荷が軽
くなったときの整流平滑電圧Ｅｉの上昇を抑制する作用
を有するものである。

【００１０】この力率改善回路２０に対しては、フィル
タチョークコイルＬN と高速リカバリ型ダイオードＤ1
のアノードとの接続点に対して一次側直列共振回路（Ｎ
1，Ｃ100）の端部が接続される。

【００１１】このような接続形態では、一次巻線Ｎ1 に
得られるスイッチング出力は、直列共振コンデンサＣ10
0の静電容量結合を介して、スイッチング出力を整流電
流経路に帰還されることになる。この場合には、フィル
タチョークコイルＬN と高速リカバリ型ダイオードＤ1
のアノードとの接続点に対して、一次巻線Ｎ1に得られ
た共振電流が流れるように帰還されて、スイッチング出
力が印加される。

【００１２】上記のようにしてスイッチング出力が帰還
されることで、整流電流経路にはスイッチング周期の交
番電圧が重畳されることになるが、このスイッチング周
期の交番電圧の重畳分によって、高速リカバリ型ダイオ
ードＤ1 では整流電流をスイッチング周期で断続する動
作が得られることになり、この断続作用により見掛け上
のフィルタチョークコイルＬN のインダクタンスも上昇
することになる。また、共振コンデンサＣ3にはスイッ
チング周期の電流が流れることでその両端に電圧が発生
するが、整流平滑電圧Ｅｉのレベルは、この共振コンデ
ンサＣ3の両端電圧だけ引き下げられることになる。こ
れにより、整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉの
両端電圧よりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣ
ｉへの充電電流が流れるようにされる。この結果、交流
入力電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付く
ようにされて交流入力電流の導通角が拡大され、力率改
善が図られることになる。

【００１３】また図１１の場合における力率改善回路２
１は、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コン
デンサＣｉの正極端子間に対して、フィルタチョークコ
イルＬN −高速リカバリ型ダイオードＤ1 −チョークコ
イルＬS が直列接続されて挿入される。フィルタコンデ
ンサＣＮ は高速リカバリ型ダイオードＤ1 のアノード
側と平滑コンデンサＣｉの正極端子間に対して挿入され
ることで、フィルタチョークコイルＬN と共にノーマル
モードのローパスフィルタを形成している。また共振コ
ンデンサＣ3 は、高速リカバリ型ダイオードＤ1 に対し
て直列に設けられる。

【００１４】この力率改善回路２１に対しては、高速リ
カバリ型ダイオードＤ1 のカソードとチョークコイルＬ
Sの接続点に対して、一次側の直列共振回路（Ｎ1，Ｃ10
0）の端部が接続される。すなわち、直列共振回路（Ｎ
1，Ｃ100）に供給されたスイッチング出力をチョークコ
イルＬS 自体が有するとされる誘導性リアクタンス（磁
気結合）を介して整流電流経路に帰還するようにされ
る。

【００１５】上記のようにして帰還されたスイッチング
出力により、整流電流経路にはスイッチング周期の交番
電圧が重畳されることになるが、このスイッチング周期
の交番電圧の重畳分によって、高速リカバリ型ダイオー
ドＤ1 では整流電流をスイッチング周期で断続する動作
が得られることになり、この断続作用により見掛け上の
フィルタチョークコイルＬN，チョークコイルＬS のイ
ンダクタンスも上昇することになる。これにより、整流
出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも
低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉへの充電電流
が流れるようにされる。この結果、交流入力電流の平均
的な波形が交流入力電圧の波形に近付くようにされて交
流入力電流の導通角が拡大される結果、力率改善が図ら
れることになる。

【００１６】ここで図１２は、これら図１０、図１１の
スイッチング電源回路における交流入力電圧ＶAC＝１０
０Ｖ時と、ＶAC＝２３０Ｖ時の交流入力電流の動作波形
を示し、また図１３は、力率ＰＦ−交流入力電圧ＶAC特
性を示している。これらの図から分かるように、交流入
力電圧ＶAC＝１００Ｖ時に力率ＰＦ＝０．８５に設定し
ても、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖの場合は、力率ＰＦ
＝０．６５に低下してしまう。これはすなわち、１００
Ｖ系〜２００Ｖ系にわたって安定的に高力率が得られな
いことも意味する。したがって図１０、図１１のスイッ
チング電源回路は、１００Ｖ系と２００Ｖ系共用のワイ
ドレンジ対応力率改善ソフトスイッチング電源としては
適切ではない。

【００１７】これに対して、図１４は直列共振回路（Ｌ
30、Ｃ30）を追加して、チョークコイルＬ30と共振コン
デンサＣ30の直列共振電流Ｉ01を、力率改善回路２０の
高速リカバリ型ダイオードＤ1とコンデンサＣ3の並列接
続点に電力帰還するようにしたものである。なお、以降
各図の説明において、既に説明した図における電源回路
と同一部分は同一符号を付して説明を省略する。

【００１８】この電源回路では、スイッチング素子Ｑ10
1，Ｑ201のスイッチング動作を電流共振形とするために
設けられる直列共振回路（Ｎ1，Ｃ100）は、その一次巻
線Ｎ１ の一端が共振コンデンサＣ100を介してスイッチ
ング素子Ｑ101，Ｑ201のソース−ドレインの接続点（ス
イッチング出力点）に対して接続され、その他端は一次
側アースに接地されることにより、スイッチング出力が
供給されるようにされている。さらに上記のように直列
共振回路（Ｌ30、Ｃ30）が追加され、直列共振電流Ｉ01
が力率改善回路２０に電力帰還される。

【００１９】なお、スイッチング素子Ｑ101，Ｑ201は、
そのゲートに対してスタート回路３からのトリガに基づ
いてドライブ・発振回路２から所要のスイッチング周波
数の駆動パルスが供給されることにより、交互にオン／
オフのスイッチングを行う。また制御回路１は、二次側
の直流電圧出力ＥOのレベルに応じてそのレベルが可変
されるように、ドライブ・発振回路２からスイッチング
素子Ｑ101、Ｑ201に供給されるパルス周波数（スイッチ
ング周波数）を制御することで、定電圧制御を行う。

【００２０】この図１４の電源回路についての力率ＰＦ
−交流入力電圧ＶAC特性、及び力率ＰＦ−負荷電力Ｐｏ
特性を図１５（ａ）（ｂ）に示す。図１５（ａ）（ｂ）
から分かるように、この電源回路の場合、負荷電力Ｐｏ
＝１１３Ｗ〜４７Ｗの変動に対して交流入力電圧ＶAC＝
１００Ｖの場合と交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖの場合
で、共に力率ＰＦはほぼ０．７以上となり、十分なもの
となっている。しかしながら、この電源回路では一次側
直列共振電流Ｉ02と電力帰還用直列共振電流Ｉ01が重畳
してスイッチング素子Ｑ101，Ｑ201に流れるため、スイ
ッチング素子Ｑ101，Ｑ201のスイッチング損失が増加
し、電力変換効率が低下する。したがって、負荷電力Ｐ
ｏが１００Ｗ程度以下の軽負荷にしか適用できない方式
であるといえる。

【００２１】負荷電力Ｐｏが２００Ｗ以上の重負荷の場
合は図１６に示すように交流ラインに電力帰還方式力率
改善回路を挿入し、４組の整流ダイオード（Ｄ101〜Ｄ1
04）と２組の平滑用電解コンデンサ（Ｃｉ１、Ｃｉ２）
と電磁パワーリレーＲＹによる倍圧／全波整流回路切り
替え方式とすれば、交流入力電圧ＶACが１００Ｖ系と２
００Ｖ系のワイドレンジ対応が可能となる。

【００２２】すなわち図１６の電源回路は、力率改善回
路２２においては、商用交流電源ＡＣの正極入力ライン
に直列にフィルタチョークコイルＬN が挿入されてお
り、商用交流電源ＡＣに対して並列に接続されるフィル
タコンデンサＣＮ と共にノーマルモードのローパスフ
ィルタを形成して、高調波電流が商用交流電源ＡＣに流
れるのを阻止するようにしている。この場合には、力率
改善回路２２において２本の並列共振コンデンサＣ31，
Ｃ32が設けられており、並列共振コンデンサＣ31は、整
流ダイオードＤ101に並列に挿入され、並列共振コンデ
ンサＣ32は整流ダイオードＤ102に並列に挿入される。
これら並列共振コンデンサＣ31，Ｃ32は、例えばフィル
タチョークコイルＬN のインダクタンス等と共に並列共
振回路を形成するものとされ、この並列共振回路の共振
周波数は例えば後述する直列共振回路の共振周波数とほ
ぼ同様となるように設定される。

【００２３】この場合、４本の整流ダイオードＤ101〜
Ｄ104によるブリッジ整流回路は、後述するようにして
力率改善動作に伴って整流電流経路にスイッチング周期
の高周波電流が流れることに対応して高速リカバリ型が
用いられている。整流ダイオードＤ101、Ｄ102の接続点
に対しては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線
Ｎ１ が直列共振コンデンサＣ100を介して接続されてお
り、一次巻線Ｎ１ に得られたスイッチングコンバータ
（後述）のスイッチング出力が直列共振コンデンサＣ10
0の静電容量結合を介して、整流電流経路に帰還される
ようにしている。

【００２４】この電源回路では、２本の平滑コンデンサ
Ｃｉ１，Ｃｉ２が直列に接続されて、上記ブリッジ整流
回路の正極出力端子と一次側アース間に挿入するように
設けられる。そして平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２の接
続点は、スイッチＳを介して、上記ブリッジ整流回路の
負極入力端子に対して接続される。直列接続された平滑
コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２の両端に得られる整流平滑電
圧は、後段の他励式による電流共振形コンバータに入力
される。電流共振形コンバータでは、入力された整流平
滑電圧に基づいてスイッチング動作を行い、最終的に安
定化された二次側直流出力電圧ＥOを出力する。

【００２５】スイッチＳは、倍電圧整流平滑動作と通常
の整流平滑動作を切り換えるために設けられ、電磁リレ
ーＲＹによりオン／オフ制御される。電磁リレーＲＹ
は、リレー駆動回路４０によって駆動される。このリレ
ー駆動回路４０においては、商用交流電源ＡＣを半波整
流する整流ダイオードＤ105及び平滑コンデンサＣ33か
らなる半波整流回路が備えられ、この半波整流回路の出
力と一次側アース間に対して抵抗Ｒ１、Ｒ２が直列に接
続される。この抵抗Ｒ１、Ｒ２の分圧点とトランジスタ
Ｑ300のベース間にはツェナーダイオードＺDが挿入され
る。この場合、商用交流電源ＡＣに供給される交流入力
電圧ＶACがＡＣ１５０Ｖ以上の場合に、抵抗Ｒ１、Ｒ２
で分圧される電圧値によってツェナーダイオードＺDが
導通するように、上記各部品が選定されているものとさ
れる。つまり、上記各部品によって交流入力電圧レベル
がＡＣ１５０Ｖ以上か否かを検出する電圧検出回路が形
成される。トランジスタＱ300は電磁リレーＲＹを駆動
する。このトランジスタＱ300のベースと一次側アース
間には、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ34がそれぞれ接続され
ている。また、トランジスタＱ300のコレクタは一次側
アースに接地される。またエミッタは電磁リレーＲＹを
介して、後述する絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次
巻線Ｎ3、整流ダイオードＤ300及び平滑コンデンサＣ10
1により得られる低圧直流電圧のラインと接続されてい
る。電磁リレーＲＹに対しては逆方向電流を流すための
保護用ダイオードＤ５が並列に接続されている。

【００２６】例えば、ＡＣ１００Ｖ系としてＡＣ１５０
Ｖ以下の交流入力電圧ＶACが供給されている場合、ツェ
ナーダイオードＺDは導通しないことから、トランジス
タＱ300ではベース電流が抵抗Ｒ３を介して流れるよう
にされてオン状態となる。これにより電磁リレーＲＹに
は、エミッタ電流が導通する。そして、電磁リレーＲＹ
の励磁作用によってスイッチＳはオン状態とされること
になる。これにより、平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２の
接続点と上記ブリッジ整流回路の負極入力端子とがスイ
ッチＳを介して接続されることになる。このような接続
形態では、交流入力電圧ＶACが正の期間では整流ダイオ
ードＤ102で整流した商用交流電源ＡＣを平滑コンデン
サＣｉ１に充電する整流電流経路が形成されることで、
平滑コンデンサＣｉ１にはＡＣ１００Ｖ系の交流入力電
圧に相当するレベルの両端電圧が発生する。これに対し
て、交流入力電圧ＶACが負の期間では整流ダイオードＤ
101で整流した商用交流電源ＡＣを平滑コンデンサＣｉ
２に充電する整流電流経路が形成されることで、平滑コ
ンデンサＣｉ２にもＡＣ１００Ｖ系の交流入力電圧に相
当するレベルの両端電圧が発生する。したがって、直列
接続された平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の両端には１
００Ｖ系のほぼ２倍に相当するレベルの整流平滑電圧Ｅ
ｉが発生する倍電圧整流平滑動作となる。

【００２７】ＡＣ２００Ｖ系としてＡＣ１５０Ｖ以上の
交流入力電圧ＶACが供給されている場合では、ツェナー
ダイオードＺDが導通することにより、トランジスタＱ3
00のベース電位が所定以上に引き上げられてベース電流
が流れないようにされ、トランジスタＱ300はオフとな
る。このため、トランジスタＱ300のエミッタ電流は電
磁リレーＲＹを流れなくなり、スイッチＳはオフ状態と
されることになる。この場合には、商用交流電源ＡＣを
上記ブリッジ整流回路（整流ダイオードＤ101〜Ｄ104）
により全波整流して、平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の
直列接続に対して充電をする全波整流平滑動作となり、
交流入力電圧ＶACに対応するＡＣ２００Ｖ系の整流平滑
電圧Ｅｉが得られることになる。

【００２８】この図に示すスイッチングコンバータは他
励式による電流共振形コンバータとされる。この電流共
振形コンバータでは、例えばＭＯＳ−ＦＥＴによる２石
のスイッチング素子Ｑ101、Ｑ201がハーフブリッジ結合
されて備えられている。これらスイッチング素子Ｑ10
1、Ｑ201は、発振ドライブ回路２によって交互にオン／
オフ動作が繰り返されるようにスイッチング駆動され
て、整流平滑電圧Ｅｉを断続してスイッチング出力とす
る。なお、各スイッチング素子Ｑ101、Ｑ201のドレイン
−ソース間に対して図に示す方向に対して並列にダンパ
ーダイオードＤ101、Ｄ201が備えられる。

【００２９】スイッチング素子Ｑ101、Ｑ201のソース−
ドレインの接続点（スイッチング出力点）に対しては、
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１ の一端
が接続されて、この一次巻線Ｎ１ に対してスイッチン
グ出力を供給するようにされる。また、絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１ は直列共振コンデンサ
Ｃ100と直列に接続され、この直列共振コンデンサＣ100
のキャパシタンス及び一次巻線Ｎ１ を含む絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの漏洩インダクタンス成分により、
スイッチング電源回路を電流共振形とするための直列共
振回路を形成している。

【００３０】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、一次巻
線Ｎ１ に供給されたスイッチング出力により得られる
交番電圧を二次側に転送する。絶縁コンバータトランス
ＰＩＴの二次側では、上記図１０、図１１、図１４の場
合と同様に直流出力電圧ＥOを得る。

【００３１】起動回路３は、電源投入直後に整流平滑ラ
インに得られる電圧あるいは電流を検出して、発振ドラ
イブ回路２を起動させるために設けられており、この起
動回路３には、動作電源として絶縁コンバータトランス
ＰＩＴに設けられた三次巻線Ｎ3と整流ダイオードＤ30
0、及び平滑コンデンサＣ101により供給される低圧直流
電圧が供給される。

【００３２】力率改善回路２２については、前述のよう
に絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に得ら
れるスイッチング出力を、直列共振コンデンサＣ100の
静電容量結合を介して整流電流経路に帰還するようにさ
れている。このようにして帰還されたスイッチング出力
は、フィルタチョークコイルＬNのインダクタンスを介
する整流出力電圧に対してスイッチング周期の交番電圧
（スイッチング電圧）を重畳するように作用し、この重
畳されたスイッチング電圧によって、整流ダイオードＤ
101、Ｄ102は整流電流をスイッチング周期で断続するよ
うに動作する。整流ダイオードＤ101、Ｄ102は、倍電圧
整流時及び全波整流時の何れの場合にも整流電流の経路
にあることから、上述の動作は、倍電圧整流時及び全波
整流時の何れにおいても行われることになる。

【００３３】この動作により、例えば倍電圧整流動作時
には、整流出力電圧はスイッチング電圧が重畳された状
態で平滑コンデンサＣｉ１及びＣｉ２に充電されること
になるが、このスイッチング電圧の重畳分によって、平
滑コンデンサＣｉ１、Ｃｉ２の各両端電圧をスイッチン
グ周期で引き下げることになる。このため、整流出力電
圧レベルが平滑コンデンサＣｉ１、Ｃｉ２の各両端電圧
よりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉ１、Ｃ
ｉ２への充電電流が流れるようにされる。また、全波整
流動作時では、整流出力電圧はスイッチング電圧が重畳
された整流出力電圧によって直列接続される平滑コンデ
ンサＣｉ１−Ｃｉ２に充電を行うようにされ、このスイ
ッチング電圧の重畳分によって、直列接続された平滑コ
ンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の両端電圧（整流平滑電圧）を
スイッチング周期で引き下げることになる。このため、
整流出力電圧レベルが直列接続された平滑コンデンサＣ
ｉ１−Ｃｉ２の両端電圧よりも低いとされる期間にも充
電電流が流れるようにされる。

【００３４】この結果、倍電圧整流動作または全波整流
動作時の何れの場合においても、交流入力電流ＩACの平
均的な波形が交流入力電圧ＶACの波形に近付くようにさ
れ、交流入力電流ＩACの導通角が拡大されることにな
る。このようにして、この図に示す電源回路では倍電圧
整流動作時と全波整流動作時の何れの場合にも力率が改
善されることになる。

【００３５】図１７（ａ）（ｂ）に、この図１６の電源
回路についての力率ＰＦ−交流入力電圧ＶAC特性、及び
力率ＰＦ−負荷電力Ｐｏ特性を示す。図１７（ａ）
（ｂ）から分かるように、この電源回路の場合、負荷電
力Ｐｏ＝２５０Ｗ〜１５０Ｗの変動に対して交流入力電
圧ＶACが１００Ｖ系の場合と交流入力電圧ＶACが２３０
Ｖ系の場合で、共に力率ＰＦは十分なものとなってい
る。しかしながら、図１６に示した回路ではノーマルモ
ードのローパスフィルタ（ＬN ，ＣＮ ）や並列共振コ
ンデンサＣ31、Ｃ32などの力率改善用の部品素子が交流
入力ラインに設けられているため、例えば全世界対応の
安全規認定格品を採用する必要があって、コスト的に不
利となる。また、交流入力電圧ＶACの検出回路が瞬時停
電や外乱ノイズによって誤動作する場合があるため誤動
作防止の対策を施さねばならない。

【００３６】図１８はスイッチング素子４石（Ｑ41〜Ｑ
44）によるフルブリッジ結合電流共振形コンバータと磁
気結合形電力帰還方式力率改善回路を組み合わせて、磁
気結合トランス（ＭＣＴ）の一次インダクタンスＬ30と
Ｃ100の直列共振回路を追加し、２次インダクタンスＬR
を介して電力帰還するようにしたものである。

【００３７】この電源回路ではスイッチングコンバータ
として、４本のスイッチング素子Ｑ41〜Ｑ44をフルブリ
ッジ結合した他励式の電流共振形コンバータが備えられ
る。このようなフルブリッジ結合による他励式の電流共
振形コンバータは、スイッチング素子Ｑ41，Ｑ42の組と
スイッチング素子Ｑ43，Ｑ44の組がプッシュプルにより
駆動されるように構成される。この際スイッチング素子
Ｑ41〜Ｑ44の各ドレイン−ソース間に対してもダンパー
ダイオードＤD41〜ＤD44が備えられる。

【００３８】この場合、ドライブ回路２Ｂはスイッチン
グ素子Ｑ41，Ｑ42の各ゲートに対してスイッチング駆動
信号を出力し、またドライブ回路２Ｃはスイッチング素
子Ｑ43，Ｑ44の各ゲートに対してスイッチング駆動信号
を出力するように構成される。この場合、ドライブ回路
２Ｂ、２Ｃは、発振回路２Ａからの互いに逆相の発振出
力に基づいて、［スイッチング素子Ｑ41，Ｑ44］と［ス
イッチング素子Ｑ42，Ｑ43］の組が所要のスイッチング
周波数により交互にオン／オフするスイッチング動作を
行うようにスイッチング駆動信号を出力する。

【００３９】また、平滑コンデンサＣｉの充電電圧を検
出するＶAC検出回路２Ｄによって、交流入力電圧ＶACが
１５０Ｖ以上と検出された際には、このＶAC検出回路２
Ｄの制御によってスイッチング素子Ｑ43はオフ、Ｑ44は
オンの状態とすれば、ハーフブリッジ結合電流共振形コ
ンバータ動作となる。すなわちフルブリッジ、ハーフブ
リッジ結合切り替え方式とされてワイドレンジ対応を可
能としている。

【００４０】力率改善回路２３では、磁気結合トランス
ＭＣＴを備えてその磁気結合作用によって直列共振回路
に供給されるスイッチング出力を整流電流経路に帰還す
るようにされる。この力率改善回路２３においては、ブ
リッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデンサＣ
ｉの正極端子間に、フィルタチョークコイルＬN −高速
リカバリ型ダイオードＤ１ −巻線ＮRが直列接続されて
挿入される。フィルタコンデンサＣＮ は、フィルタチ
ョークコイルＬN −巻線ＮRの直列接続回路に対して並
列に設けられているが、このような接続形態によっても
フィルタチョークコイルＬN と共にローパスフィルタを
形成する。

【００４１】磁気結合トランスＭＣＴは、コアに対して
巻線ＮR及び巻線Ｎ30を磁気的に密結合するようにして
巻装して形成される。巻線Ｎ30の一端はスイッチング素
子Ｑ41，Ｑ42の接続点に対して接続され、他端は直列共
振コンデンサＣ100を介してスイッチング素子Ｑ43，Ｑ4
4の接続点と接続される。またこの接続点は直列共振コ
ンデンサＣ1を介して一次巻線Ｎ1の一端と接続される。
この接続形態により、スイッチング素子Ｑ41〜Ｑ44のス
イッチング出力は、一次巻線Ｎ１側の直列共振回路に供
給されるようにされると共に、この直列共振回路に対し
て直列に接続される巻線Ｎ30に対してもスイッチング出
力が得られることになる。

【００４２】このようにして形成される力率改善回路２
３では、巻線Ｎ30に得られるスイッチング出力が、磁気
結合トランスＭＣＴの磁気結合作用を介することによっ
て、巻線ＬRに伝送される。これにより、巻線ＮRにはス
イッチング周期の電圧（スイッチング電圧）が発生する
が、巻線ＮRは整流電流経路に挿入されていることか
ら、整流出力電圧に対してスイッチング電圧を重畳する
ように動作する。そして、このスイッチング出力電圧の
重畳分によって高速リカバリ型ダイオードＤ1が整流電
流をスイッチング周期で断続するように動作し、交流入
力電流の導通角の拡大が図られて力率が改善されること
になる。

【００４３】図１９に、この図１８の電源回路について
の力率ＰＦ−交流入力電圧ＶAC特性を示す。この図１９
から分かるように、この電源回路の場合、負荷電力Ｐｏ
＝１９２Ｗ〜８４Ｗの変動に対しても高い力率ＰＦが得
られる。ところが、回路構成が複雑となり、構成部品点
数が増加し、プリント基板マウント面積が拡大するとい
う欠点がある。

【００４４】

【発明が解決しようとする課題】以上の図１０〜図１９
によって各種の電源回路例をあげたが、これら従来の電
源回路の問題点をまとめると、以下のようになる。

【００４５】・ハーフブリッジ結合電流共振形コンバー
タの直列共振回路と並列にＬＣの直列共振回路を設けて
電力帰還方式力率改善回路と組み合わせる場合、２組の
スイッチング素子のスイッチング電流が増加し電力変換
効率が低下する。 ・ハーフブリッジ結合電流共振形コンバータの交流入力
電圧整流切り替え方式の場合、最大負荷電力は２５０Ｗ
程度に向上するが、ＡＣラインに構成部品が接続されて
おり安全規格承認品の選定が必要であり、ＡＣ２００Ｖ
系時に瞬間停電や外乱ノイズによる整流方式切り替え回
路の誤動作対策が必要である。 ・フルブリッジ結合電流共振形コンバータをＡＣ１００
Ｖ系、ハーフブリッジ結合電流共振形コンバータをＡＣ
２００Ｖ系で動作するフルブリッジ、ハーフブリッジ切
り替え方式の場合、スイッチ素子のドライブ段が２組と
なり回路構成が複雑である。したがって、構成部品点数
が多く基板面積が増加する。

【００４６】

【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記課題
を考慮してスイッチング電源回路として次のように構成
する。即ち本発明のスイッチング電源回路は、入力され
た商用交流電源を整流するとともに、直列接続された２
つの平滑コンデンサの両端に得られる平滑電圧を分圧し
て第１及び第２の直流入力電圧を出力することができる
整流平滑手段と、疎結合とされる所要の結合係数が得ら
れるようにギャップが形成され、一次側出力を二次側に
伝送するために設けられる絶縁コンバータトランスと、
上記第１の直流入力電圧をプッシュプル動作により断続
して上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力する
ようにされた第１及び第２のスイッチング手段と、少な
くとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を含む
漏洩インダクタンス成分と一次側並列共振コンデンサの
キャパシタンスとによって形成されて、上記第１及び第
２のスイッチング手段の動作を電圧共振形とする第１及
び第２の一次側共振回路と、上記一次巻線と接続される
第１巻線と、整流電流経路に挿入される第２巻線とを磁
気結合する磁気結合トランスと整流電流経路に挿入され
るスイッチング用素子とを少なくとも備えることで力率
改善動作を行う力率改善手段と、商用交流電源電圧に応
じて、上記第１及び第２の直流入力電圧が、それぞれ上
記第１及び第２のスイッチング手段による分電圧プッシ
ュプル動作により断続されて上記絶縁コンバータトラン
スの一次巻線に出力されるようにすることのできるスイ
ッチング動作切換手段と、上記絶縁コンバータトランス
の二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、二次側共振コ
ンデンサのキャパシタンスとによって二次側において形
成される二次側共振回路と、上記二次側共振回路を含ん
で形成され、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に
得られる交番電圧を入力して、整流動作を行って二次側
直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧
生成手段と、上記二次側直流出力電圧のレベルに応じ
て、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うよう
に構成された定電圧制御手段とを備える。

【００４７】また上記力率改善手段は、上記磁気結合ト
ランスの第１巻線と第２巻線の極性が加極性又は減極性
で結合されるとともに、上記第２巻線が上記スイッチン
グ用素子としての高速リカバリ型と直列接続されて構成
される。また上記磁気結合トランスは、上記第２巻線が
上記第１巻線よりも大きな所定のインダクタンスを有し
て構成される。また上記磁気結合トランスの上記第１巻
線と上記第２巻線のインダクタンス値の各々について所
要の値が得られるように上記第１巻線と上記第２巻線の
巻数比が設定されることで電力帰還量が最適化される。
また上記スイッチング動作切換手段は、電磁パワーリレ
ーを備えて構成される。

【００４８】上記構成によれば、プッシュプル形のスイ
ッチング周波数制御方式複合共振形コンバータといわれ
る電源回路に備えられる力率改善回路に対して磁気結合
トランスを備えることで、一次側共振回路に得られるス
イッチング出力による電力が磁気結合方式により帰還さ
れることになると共に、上記スイッチング動作切換手段
により、例えばＡＣ電圧が１５０Ｖ以上の場合に、分電
圧プッシュプル形の動作に切り換えらることで、広範囲
入力電圧対応となり、かつＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００
Ｖ系で力率が一定に保持できる。

【００４９】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の実施の形態とし
てのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
この図１のスイッチング電源回路は、２石のスイッチン
グ素子Ｑ1，Ｑ2 を備えて、いわゆるプッシュプル方式
で自励式によりスイッチング動作を行う電圧共振形コン
バータを備えて構成される。そしてその電圧共振形コン
バータに対して力率改善回路１０が設けられる。

【００５０】またこの図に示す電源回路は、例えば交流
入力電圧Ｖａｃ＝１５０Ｖ以上（いわゆるＡＣ２００Ｖ
系）の条件に対応できるようにするため、スイッチング
素子Ｑ1，Ｑ2 によるプッシュプル動作を、いわゆる分
電圧プッシュプル動作に切り換えることができるように
している。このため、整流平滑電圧を得るための平滑コ
ンデンサとしては、２本の平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2
が備えられる。これら平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2は、
図示するようにブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力ライン
から力率改善回路１０を介して、一次側アース間に直列
に接続される。

【００５１】そしてスイッチＳ１、Ｓ２が設けられ、平
滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2の接続点はスイッチＳ１のｔ
ａ端子に接続される。スイッチＳ１のｔｂ端子は平滑コ
ンデンサＣｉ1の正極に接続される。またスイッチＳ１
はスイッチＳ２のｔａ端子に接続され、またスイッチＳ
２のｔｂ端子は１次側アースに接続される。

【００５２】スイッチＳ１、Ｓ２は電磁パワーリレーＲ
Ｙによって連動されるものであり、スイッチＳ１、Ｓ２
がｔａ端子に接続されることで、スイッチング素子Ｑ
１、Ｑ２による分電圧プッシュプル方式のスイッチング
動作が行われる回路構成となり、一方、スイッチＳ１、
Ｓ２がｔｂ端子に接続されることで、スイッチング素子
Ｑ１、Ｑ２によるプッシュプル方式のスイッチング動作
が行われる回路構成となるものである。

【００５３】この図に示す電源回路においては、商用交
流電源（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を
得るための整流平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ
及び平滑コンデンサＣｉからなる全波整流回路が備えら
れ、交流入力電圧ＶACの１倍のレベルに対応する整流平
滑電圧Ｅｉを生成するようにされる。また、この整流平
滑回路に対しては、その整流電流経路に対して突入電流
制限抵抗Ｒｉが挿入されており、例えば電源投入時に平
滑コンデンサに流入する突入電流を抑制するようにして
いる。

【００５４】また、平滑コンデンサＣｉ1の正極側に対
して絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1Aの一
端が、チョークコイルＣＨ１、直交型ドライブトランス
ＰＲＴの検出巻線ＮD、及び力率改善回路１０の磁気結
合トランスＭＣＴの一次巻線（第１巻線）ＮPを介して
接続される。さらに分電圧プッシュプル動作を可能とす
るため、スイッチＳ１、Ｓ２がｔａ端子に接続された場
合は、平滑コンデンサＣｉ1の負極と平滑コンデンサＣ
ｉ2の正極との接続点に対しては、チョークコイルＣＨ
２を介して一次巻線Ｎ1Bの一端が接続される。

【００５５】この電源回路としては、２組のスイッチン
グ素子Ｑ1，Ｑ2をプッシュプル動作（及び分電圧プッシ
ュプル動作）によりスイッチング駆動すると共に、スイ
ッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数を可変制御
するために、直交型ドライブトランスＰＲＴが設けられ
ている。

【００５６】直交型ドライブトランスＰＲＴの構造とし
ては、例えば４本の磁脚を有する２つのダブルコの字型
コアの互いの磁脚の端部を接合するようにして立体型コ
アを形成する。そして、この立体型コアの所定の２本の
磁脚に対して、同じ巻回方向に検出巻線ＮD，駆動巻線
ＮB1，ＮB2を巻装し、更に制御巻線ＮCを、上記検出巻
線ＮD，駆動巻線ＮB1，ＮB2に対して直交する方向に巻
装することで可飽和リアクトルとして構成される。

【００５７】また、この場合の駆動巻線ＮB1，ＮB2は、
図のように互いに独立して直交型ドライブトランスＰＲ
Ｔに巻装されている。そして、駆動巻線ＮB1の一端は、
スイッチＳ２がｔｂ端子に接続されている時は一次側ア
ースに接地され、またスイッチＳ１及びＳ２がｔａ端子
に接続されている時は平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の接
続点に対して接続される。その駆動巻線ＮB1の他端はベ
ース電流制限抵抗ＲB1−共振コンデンサＣB1を介してス
イッチング素子Ｑ1のベースに接続される。

【００５８】また、駆動巻線ＮB2の一端は一次側アース
に接地され、その他端は共振コンデンサＣB2−ベース電
流制限抵抗ＲB2を介してスイッチング素子Ｑ2のベース
に接続される。つまり、駆動巻線ＮB1−ベース電流制限
抵抗ＲB1−共振コンデンサＣB1によりスイッチング素子
Ｑ1のための自励発振駆動回路を形成し、駆動巻線ＮB2
−共振コンデンサＣB2−ベース電流制限抵抗ＲB2により
スイッチング素子Ｑ2のための自励発振駆動回路を形成
する。

【００５９】検出巻線ＮDでは、後述するスイッチング
動作によってスイッチング出力に応じた交番電圧が検出
される。駆動巻線ＮB1,ＮB2では、検出巻線ＮDにより検
出されたスイッチング出力に応じて、互いに１８０°位
相が異なる逆極性の交番電圧が得られるようになってい
る。

【００６０】プッシュプル動作及び分電圧プッシュプル
動作のために設けられる２本のスイッチング素子Ｑ1、
Ｑ2には、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；
接合型トランジスタ）が採用されている。

【００６１】スイッチング素子Ｑ1には、上記駆動回路
（駆動巻線ＮB1−ベース電流制限抵抗ＲB1−共振コンデ
ンサＣB1）、及びクランプダイオードＤD1、並列共振コ
ンデンサＣｒ1が図のように接続され、またスイッチン
グ素子Ｑ2には、駆動回路（駆動巻線ＮB2−共振コンデ
ンサＣB2−ベース電流制限抵抗ＲB2）、及びクランプダ
イオードＤD2、並列共振コンデンサＣｒ2が図のように
接続される。

【００６２】ここで、クランプダイオードＤD1，ＤD2
は、それぞれスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のベース−コレ
クタ間に対して並列に接続される。また並列共振コンデ
ンサＣｒ1、Ｃｒ２は、それぞれスイッチング素子Ｑ1、
Ｑ２のコレクタ−エミッタ間に対して接続される。

【００６３】スイッチング素子Ｑ1のエミッタは、スイ
ッチＳ２がｔｂ端子に接続されている時は一次側アース
に接地され（プッシュプル動作時）、またスイッチＳ１
及びＳ２がｔａ端子に接続されている時は平滑コンデン
サＣｉ1−Ｃｉ2の接続点に対して接続される（分電圧プ
ッシュプル動作時）。また、スイッチング素子Ｑ2のエ
ミッタは一次側アースに接続される。

【００６４】起動抵抗Ｒｓは平滑コンデンサＣｉ１の負
極とスイッチング素子Ｑ2間に対して接続されるように
なっている。この起動抵抗Ｒｓは、起動時において、ス
イッチング動作を起動させるための起動電流をスイッチ
ング素子Ｑ2に対して供給するために挿入されるもので
ある。

【００６５】絶縁コンバ−タトランスＰＩＴは、スイッ
チング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力を二次側に伝送
する絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図２に示すよう
に、例えばフェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２
を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア
が備えられ、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、分割
ボビンＢを利用して一次巻線Ｎ1（Ｎ1A，Ｎ1B）及び後
述する駆動巻線Ｎ５と、二次巻線Ｎ2をそれぞれ分割し
た状態で巻装している。そして、中央磁脚に対しては図
のようにギャップＧを形成するようにしている。これに
よって、所要の結合係数による疎結合が得られるように
している。ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の中
央磁脚を、２本の外磁脚よりも短く形成することで形成
することが出来る。また、結合係数ｋとしては、例えば
ｋ≒０．８５という疎結合の状態を得るようにしてお
り、その分、飽和状態が得られにくいようにしている。

【００６６】この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
における一次側巻線は、一次巻線Ｎ1A，Ｎ1B、駆動巻線
Ｎ５に分割される。一次巻線Ｎ1Aの一端はスイッチング
素子Ｑ1のコレクタと接続され、他端はチョークコイル
ＣＨ１のインダクタンス巻線Ｌｃ１、直交型ドライブト
ランスＰＲＴの検出巻線ＮD、及び磁気結合トランスＭ
ＣＴの一次巻線ＮPを介して平滑コンデンサＣｉ1の正極
側に接続される。一次巻線Ｎ1Bの一端は、スイッチング
素子Ｑ2のコレクタに対して接続される。その一次巻線
Ｎ1Bの他端は、スイッチＳ１がｔｂ端子に接続されてい
る時はチョークコイルＣＨ２のインダクタンス巻線Ｌｃ
２の直列接続を介して平滑コンデンサＣｉ１の正極と接
続され（プッシュプル動作時）、またスイッチＳ１がｔ
ａ端子に接続されている時はチョークコイルＣＨ２のイ
ンダクタンス巻線Ｌｃ２の直列接続を介して平滑コンデ
ンサＣｉ2の正極に対して接続される（分電圧プッシュ
プル動作時）。

【００６７】この場合、上記した並列共振コンデンサＣ
ｒ1は、一次巻線Ｎ1Aの漏洩インダクタンス成分（Ｌ1
A）とインダクタンス巻線Ｌｃ１との合成インダクタン
ス（Ｌ1A＋Ｌｃ１）とによってスイッチング素子Ｑ1を
電圧共振形の動作とするための並列共振回路を形成す
る。同様にして、並列共振コンデンサＣｒ2は、一次巻
線Ｎ1Bの漏洩インダクタンス成分（Ｌ1B）とインダクタ
ンス巻線Ｌｃ２との合成インダクタンス（Ｌ1B＋Ｌｃ
２）とによってスイッチング素子Ｑ2を電圧共振形の動
作とするための並列共振回路を形成する。またここでは
詳しい説明を省略するが、スイッチング素子Ｑ1、Ｑ2
の各オフ時には、これらの並列共振回路の作用によって
共振コンデンサＣｒ１、Ｃｒ２の両端電圧は、実際には
正弦波状のパルス波形となって電圧共振形の動作が得ら
れるようになっている。

【００６８】このような一次側の構成では、直交型ドラ
イブトランスＰＲＴの駆動巻線ＮB1，駆動巻線ＮB2にお
いて互いに逆極性の交番電圧が得られることで、駆動巻
線ＮB1を備える自励発振駆動回路と、駆動巻線ＮB2を備
える自励発振駆動回路のそれぞれによって、互いに逆極
性の交番電流としての駆動電流（ベース電流）が、スイ
ッチング素子Ｑ1、Ｑ2の各ベースに流される。これによ
って、スイッチング素子Ｑ1、Ｑ2は、自励発振駆動回路
の定数により決定されるスイッチング周波数により交互
にオン／オフを行う動作が得られる。即ち、電圧共振形
で、かつ、プッシュプルによるスイッチング動作が得ら
れる。スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力は、一
次巻線Ｎ1Aに供給され、スイッチング素子Ｑ2のスイッ
チング出力は一次巻線Ｎ1Bに供給される。

【００６９】スイッチＳ１，Ｓ２がｔｂ端子に接続され
てスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2がプッシュプル動作を行う
場合は、スイッチング素子Ｑ1、Ｑ2は、平滑コンデンサ
Ｃｉ（Ｃｉ１＋Ｃｉ２）の両端電圧を入力してスイッチ
ング動作を行なう。つまりスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2
は、直流入力電圧Ｅｉを入力してスイッチングを行うよ
うにされる。またスイッチＳ１，Ｓ２がｔａ端子に接続
されて、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が分電圧プッシュプ
ル動作を行う場合は、スイッチング素子Ｑ1は、平滑コ
ンデンサＣｉ1の両端電圧を入力してスイッチング動作
を行い、スイッチング素子Ｑ2は、平滑コンデンサＣｉ2
の両端電圧を入力してスイッチング動作を行うようにさ
れる。つまり、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、それぞれ
１／２Ｅｉのレベルの直流電圧を入力してスイッチング
を行うようにされる。

【００７０】このような構成とし、交流入力電圧がＡＣ
１００Ｖ系のときはプッシュプル動作、ＡＣ２００Ｖ系
のときは分電圧プッシュプル動作とすることで、ＡＣ２
００Ｖ系の条件であってもＡＣ１００Ｖ系と同様の条件
でプッシュプルによるスイッチング動作を行うことを可
能としているものである。

【００７１】絶縁コンバ−タトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1 により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二
次側並列共振コンデンサＣ2 が並列に接続されること
で、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次
側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって
並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、
二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧は共振電圧となる。
つまり二次側において電圧共振動作が得られる。

【００７２】即ち、この電源回路では、一次側にはスイ
ッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が
備えられ、二次側にも、電圧共振動作を得るための並列
共振回路が備えられる。なお、本明細書では、このよう
に一次側及び二次側に対して共振回路が備えられて動作
する構成のスイッチングコンバータについては、「複合
共振形スイッチングコンバータ」ともいうことにする。

【００７３】この場合、上記のようにして形成される二
次側の並列共振回路に対しては、二次巻線Ｎ2に対して
タップを設けた上で、整流ダイオードＤO1，ＤO2，ＤO
3，ＤO4及び平滑コンデンサＣO1，ＣO2を図のように接
続することで、［整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コン
デンサＣO1］の組と、［整流ダイオードＤO3，ＤO4，平
滑コンデンサＣO2］の組とによる、２組の全波整流回路
が設けられる。［整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コン
デンサＣO1］から成る全波整流回路は直流出力電圧ＥO1
を生成し、［整流ダイオードＤO3，ＤO4，平滑コンデン
サＣO2］から成る全波整流回路は直流出力電圧ＥO2を生
成する。なお、この場合には、直流出力電圧ＥO1及び直
流出力電圧ＥO2は制御回路１に対しても分岐して入力さ
れる。制御回路１においては、直流出力電圧ＥO1を検出
電圧として利用し、直流出力電圧ＥO2を制御回路１の動
作電源として利用する。

【００７４】制御回路１は、例えば二次側の直流電圧出
力ＥO1のレベルに応じてそのレベルが可変される直流電
流を、制御電流としてドライブトランスＰＲＴの制御巻
線ＮC に供給することにより、後述のように定電圧制御
を行う。

【００７５】ところで、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
においては、一次巻線Ｎ1 、二次巻線Ｎ2 の極性（巻方
向）と整流ダイオードＤO （ＤO1、ＤO2、ＤO3、ＤO4）
の接続との関係によって、一次巻線Ｎ1 のインダクタン
スＬ1と二次巻線Ｎ2 のインダクタンスＬ2 との相互イ
ンダクタンスＭについて、＋Ｍとなる場合と−Ｍとなる
場合とがある。例えば、図３（ａ）に示す接続形態を採
る場合に相互インダクタンスは＋Ｍ（加極性：フォワー
ド方式）となり、図３（ｂ）に示す接続形態を採る場合
に相互インダクタンスは−Ｍ（減極性：フライバック方
式）となる。これを、図１に示す電源回路の二次側の動
作に対応させてみると、例えば二次巻線Ｎ2 に得られる
交番電圧が正極性のときに整流ダイオードＤO1（ＤO3）
に整流電流が流れる動作は、＋Ｍの動作モード（フォワ
ード方式）とみることができ、逆に、二次巻線Ｎ2 に得
られる交番電圧が負極性のときに整流ダイオードＤO2
（ＤO4）に整流電流が流れる動作は、−Ｍの動作モード
（フライバック方式）であるとみることができる。即
ち、この電源回路では、二次巻線に得られる交番電圧が
正／負となるごとに、相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍ
のモードで動作することになる。

【００７６】制御回路１では、二次側直流出力電圧レベ
ル（ＥO1）の変化に応じて、制御巻線ＮCに流す制御電
流（直流電流）レベルを可変することで、直交型ドライ
ブトランスＰＲＴに巻装された駆動巻線ＮB1、ＮB2のイ
ンダクタンスＬB1、ＬB2を可変制御する。これにより、
駆動巻線ＮB1、ＮB2のインダクタンスＬB1、ＬB2を含ん
で形成されるスイッチング素子Ｑ1、Ｑ2のための自励発
振駆動回路内の直列共振回路の共振条件が変化する。こ
れは、スイッチング素子Ｑ1、Ｑ2のスイッチング周波数
を可変する動作となるが、この動作によって二次側直流
出力電圧を安定化する作用を有する。

【００７７】続いて、力率改善回路１０の構成について
説明する。この図に示す力率改善回路１０は、フィルタ
コンデンサＣN、高速リカバリ型ダイオードＤ1、及び磁
気結合トランスＭＣＴを備えて成る。ここで、磁気結合
トランスＭＣＴは一次巻線（第１巻線）Ｎpと二次巻線
（第２巻線）Ｎsを例えば密結合の状態となるようにし
て巻装して構成される。また、本実施の形態にあって
は、一次巻線ＮpのインダクタンスＬpと二次巻線Ｎsの
インダクタンスＬsとについて、インダクタンスＬpに対
してインダクタンスＬsのほうが大きい値を採ることを
前提として、それぞれ、所定のインダクタンス値が選定
される。このためには、例えば一次巻線Ｎpと二次巻線
Ｎsの巻数（巻線比）を実際に選定すべきインダクタン
ス値に応じて設定することになる。

【００７８】磁気結合トランスＭＣＴの一次巻線Ｎpの
巻始め端部は、検出巻線ＮD及びチョークコイルＣＨ１
を介して絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1A
と接続され、巻終わり端部は平滑コンデンサＣｉ１の正
極に対して接続される。これにより、磁気結合トランス
ＭＣＴの一次巻線Ｎpに対しては、一次巻線Ｎ1Aに現れ
るスイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力が、チョー
クコイルＣＨ１、検出巻線ＮDを介して伝達されること
になる。

【００７９】磁気結合トランスＭＣＴの二次巻線Ｎsの
巻始め端部は、高速リカバリ型ダイオードＤ1のカソー
ドに対して接続される。ここで、高速リカバリ型ダイオ
ードＤ1のアノードは、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出
力端子に接続される。また、二次巻線Ｎsの巻終わり端
部は、平滑コンデンサＣｉの正極端子に対して接続され
る。つまり、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と平
滑コンデンサＣｉの正極端子間（すなわち整流電流経
路）に対して、高速リカバリ型ダイオードＤ1−二次巻
線Ｎsの直列接続回路が挿入される。また、この図に示
す磁気結合トランスＭＣＴの一次巻線Ｎpと二次巻線Ｎs
の巻方向の関係を見た場合には、図３（ａ）と同様とな
り、したがってその動作は、加極性（＋Ｍ）モードとさ
れることになる。

【００８０】また、この場合のフィルタコンデンサＣN
は、高速リカバリ型ダイオードＤ1のアノード側と一次
側アース間に対して挿入されることで、例えば磁気結合
トランスＭＣＴの二次巻線Ｎsと共にノーマルモードの
ローパスフィルタを形成している。

【００８１】このような構成の力率改善回路１０による
力率改善動作としては、基本的に、次のようになる。力
率改善回路１０では、まず、絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴの一次巻線Ｎ1Aに得られるスイッチング素子Ｑ1の
スイッチング出力が、磁気結合トランスＭＣＴの一次巻
線Ｎpに伝達されることになる。そして、磁気結合トラ
ンスＭＣＴにおける磁気結合を介して、一次巻線Ｎpに
得られたスイッチング出力は、二次巻線Ｎsに対して励
起される。つまり、磁気結合トランスＭＣＴの磁気結合
によってスイッチング出力が整流電流経路に電力帰還さ
れる。

【００８２】このようにして帰還されたスイッチング出
力により、高速リカバリ型ダイオードＤ1 では整流電流
をスイッチング周期で断続するように動作する。この断
続動作により、チョークコイルとして機能する二次巻線
ＮsのインダクタンスＬSも上昇し、整流出力電圧レベル
が平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされる期
間にも平滑コンデンサＣｉへの充電電流が流れる。した
がって結果的に、交流入力電流の導通角が拡大されて力
率改善が図られる。

【００８３】本例では上述してきたようにスイッチＳ
１、Ｓ２により、プッシュプル動作と分電圧プッシュプ
ル動作が切り換えられる。そしてスイッチＳ１、Ｓ２
を、交流入力電圧値に応じて切り換えることで、交流入
力電圧１００Ｖ系の場合はプッシュプル動作、交流入力
電圧２００Ｖ系の場合は分電圧プッシュプル動作を行う
ようにするものである。すなわち本例では、リレー駆動
回路４、電磁パワーリレーＲＹ、及びスイッチＳ１，Ｓ
２により、商用交流電源電圧に応じてプッシュプル動作
／分電圧プッシュプル動作を切り換えるスイッチング動
作切換回路が形成される。

【００８４】上述したようにスイッチＳ１，Ｓ２は、電
磁パワーリレーＲＹにより連動的にオン／オフ制御され
る。電磁パワーリレーＲＹは、リレー駆動回路４によっ
て駆動される。リレー駆動回路４は、抵抗Ｒ１〜Ｒ３、
スイッチング素子Ｑ３、ツェナーダイオードＺＤ、コン
デンサＣ５、ダイオードＤ５が図のように接続されて構
成される。

【００８５】このリレー駆動回路４においては、平滑コ
ンデンサＣｉ１の正極と一次側アース間に対して抵抗Ｒ
１、Ｒ２が直列に接続される。そしてこの抵抗Ｒ１、Ｒ
２の分圧点とスイッチング素子Ｑ３間にツェナーダイオ
ードＺＤが挿入される。この場合、平滑コンデンサＣｉ
１にあらわれる整流平滑電圧がＡＣ１５０Ｖ以上の場合
に、抵抗Ｒ１、Ｒ２で分圧される電圧値によってツェナ
ーダイオードＺＤが導通するように、上記各部品が選定
されているものとされる。つまり、上記各部品によって
交流入力電圧レベルがＡＣ１５０Ｖ以上か否かを検出す
る電圧検出回路が形成される。そしてスイッチング素子
Ｑ３のオン／オフにより電磁リレーＲＹが駆動される。
電磁パワーリレーＲＹに対しては逆方向電流を流すため
の保護用ダイオードＤ５が並列に接続されている。

【００８６】またリレー駆動回路４が動作するための動
作電源としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴに対し
て駆動巻線Ｎ５を巻装し、この駆動巻線Ｎ５に励起され
た交番電圧を、整流ダイオードＤ６とコンデンサＣ６か
ら成る半波整流回路によって整流して得られる直流電圧
が利用される。

【００８７】このようなリレー駆動回路４によって、例
えばＡＣ１００Ｖ系としてＡＣ１５０Ｖ以下の交流入力
電圧ＶACが供給されている場合、ツェナーダイオードＺ
Ｄは導通しないことから、スイッチング素子Ｑ３はオフ
となる。このとき電磁リレーＲＹによって切り換えられ
るスイッチＳ１，Ｓ２は、それぞれｔｂ端子側に接続さ
れた状態となっている。つまりプッシュプル動作状態と
なる。

【００８８】一方、ＡＣ２００Ｖ系としてＡＣ１５０Ｖ
以上の交流入力電圧ＶACが供給されている場合では、ツ
ェナーダイオードＺＤが導通しスイッチング素子Ｑ３が
オンとなることにより、電磁リレーＲＹの励磁作用によ
ってスイッチＳ１，Ｓ２は、それぞれｔａ端子側に切り
換えられ、分電圧プッシュプル動作状態となる。

【００８９】図４に、上記図１に示す電源回路の動作波
形を示す。ここで、図４（ａ）〜（ｅ）は、各部の商用
電源周期での動作が示され、図４（ｆ）〜（ｊ）は、各
部のスイッチング周期での動作が示される。また、この
動作は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、最大負荷電力２
９０Ｗ時のプッシュプル動作による動作となる。

【００９０】ここでは、商用電源の周波数は５０Ｈｚと
され、交流入力電圧ＶACは図４（ａ）に示すように、半
周期が１０ｍｓとなる正弦波状の波形が得られている。
そして、ブリッジ整流回路Ｄｉに流れる整流電流として
は、交流入力電流ＩACが図４（ｂ）に示すようにして流
れると、高速リカバリ型ダイオードＤ1ではこれを断続
するようにスイッチングすることで、図４（ｃ）に示す
波形によるスイッチング電流ＩDが流れることになる。

【００９１】ここで、交流入力電圧ＶACが高いとされて
交流入力電流ＩACが流れる期間におけるスイッチング周
期の動作としては次のようになる。例えば、この期間に
おいてスイッチング素子Ｑ1がスイッチング動作を行っ
たとすると、並列共振コンデンサＣｒの両端には、図４
（ｆ）に示すようにして、スイッチング素子Ｑ1がオフ
となる期間Ｔoff（３μｓ）において正弦波状のパルス
となる並列共振電圧Ｖｃｐが発生する。そして、スイッ
チング素子Ｑ1がオンとなる期間Ｔon（７μｓ）には、
スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エミッタ間に、図４
（ｇ）に示すようにしてスイッチング出力電流Ｉｃｐが
流れるが、このスイッチング出力電流Ｉｃｐは、力率改
善回路１０内のフィルタコンデンサＣNから、高速リカ
バリ型ダイオードＤ1→二次巻線Ｎsを介して平滑コンデ
ンサＣｉ１に流れる。このとき、高速リカバリ型ダイオ
ードＤ1を流れるスイッチング電流ＩDは、図４（ｈ）に
示すように、略正弦波上で１１Ａｐのレベルを有する波
形となる。

【００９２】また、スイッチング周期における二次巻線
Ｎsの両端電圧ＶLは、図４（ｉ）に示すようにして、期
間Ｔoffにおいては、正方向に１００Ｖｐとなる正弦波
状の波形となり、期間Ｔonにおいてはその開始期間にお
いて負方向に６０Ｖｐとなる波形が得られる。また、図
４（ｊ）は、スイッチング周期における、二次巻線Ｎs
−平滑コンデンサＣｉの直列接続回路の両端電圧Ｖ1を
示しているが、この電圧Ｖ1は、期間Ｔoffにおいては、
２６０Ｖｐとなる正弦波状の波形となり、期間Ｔonにお
いては、その開始期間において１００Ｖｐとなる逆方向
の正弦波状の波形が得られ、この後、１５０Ｖが維持さ
れる。

【００９３】そして、商用電源周期による動作として、
交流入力電圧ＶACが低いとされて、交流入力電流ＩACが
流れない期間（高速リカバリ型ダイオードＤ1がスイッ
チング動作を行わない期間）においては、磁気結合トラ
ンスＭＣＴの一次巻線Ｎpに対して、絶縁コンバータト
ランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に流れる一次側スイッチン
グ電流Ｉ1が流れ、これによって磁気結合トランスＭＣ
Ｔの二次巻線Ｎsには、励起電圧が発生する。これによ
り、商用電源周期で見た場合の二次巻線Ｎsの両端電圧
ＶLは、図４（ｄ）に示すものとなり、ほぼ定常的に電
圧レベルが得られていることになる。そして、この二次
巻線Ｎsの両端電圧ＶLが整流平滑電圧Ｅｉ（平滑コンデ
ンサＣｉの両端電圧）に重畳されることで、二次巻線Ｎ
s−平滑コンデンサＣｉの直列接続回路の両端電圧Ｖ1
は、商用電源周期において図４（ｅ）に示す波形が得ら
れる。この図４（ｅ）に示す波形から分かるように、本
実施の形態では、磁気結合トランスＭＣＴの二次巻線Ｎ
sに励起される電圧により、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入
力電圧）のレベルを増加させるように動作しているもの
である。そして、この動作は、前述したようにして、磁
気結合トランスＭＣＴの一次巻線Ｎpのインダクタンス
Ｌpと、二次巻線ＮsのインダクタンスＬsについて、イ
ンダクタンスＬsのほうがインダクタンスＬpよりも大き
くなるように設定されていることによって得られるもの
である。

【００９４】上記のようにして、直流入力電圧のレベル
を増加させていることで、例えば、高速リカバリ型ダイ
オードＤ1のカソード電位Ｖ1が、力率改善回路への入力
電圧（高速リカバリ型ダイオードＤ1のアノード側電
位）よりも低いとされる期間においても、高速リカバリ
型ダイオードＤ1のスイッチング動作を継続するように
動作する。つまり、商用電源周期の半周期ごとにおい
て、高速リカバリ型ダイオードＤ1がスイッチングを行
う期間が延長されるものである。このような動作によっ
て、１０ｍｓの商用電源の半周期に対して、例えば図４
（ｂ）に示すように交流入力電流ＩACの導通角は６ｍｓ
程度にまで拡大されることになり、より高い力率が得ら
れるようにされる。

【００９５】ここで、図５、図６に、上記図１に示した
電源回路についての実験結果を示す。なお、これらの図
に示す実験結果を得るのにあたっては、磁気結合トラン
スＭＣＴについてはＥＩ−２５のＥＩ型コアを用い、一
次巻線ＮpについてはインダクタンスＬp＝１３μＨ、二
次巻線ＮsについてはインダクタンスＬp＝１０５μＨと
している。そして、フィルタコンデンサＣN＝１μＦ、
並列共振コンデンサＣｒ＝２７００ｐＦ、スイッチング
素子Ｑ1、Ｑ2はＶCBO＞１５００Ｖを選定している。ま
た、動作条件としては、負荷電力Ｐｏ＝２９０Ｗ〜０
Ｗ、交流入力電圧ＶAC＝８０Ｖ〜２８８Ｖ時とされる。

【００９６】まず図５には、交流入力電圧ＶAC＝１００
Ｖ、及び交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖで一定とした条件
の下での、負荷と力率との関係を示している。この図に
示されるように、本実施の形態では、負荷電力Ｐｏ＝１
００Ｗ程度以上から、力率ＰＦについて０．７５程度以
上が維持される。そして、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗにお
いて力率ＰＦ＝０．８程度となるまで、力率が緩やかに
上昇する特性が得られている。このようにして、本実施
の形態では、広範囲の負荷条件にわたって高力率が得ら
れるものである。

【００９７】また、図６には、負荷電力Ｐｏ＝２９０Ｗ
で一定とした条件の下での、交流入力電圧ＶACと力率と
の関係が示されている。この図から分かるように、力率
ＰＦとしては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ付近におい
て既にＰＦ＝０．９程度以上の高力率が得られており、
交流入力電圧ＶACが上昇するように変動していくのにし
たがって、力率ＰＦが低くはなっていくものの、そし
て、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖにあっても、ＰＦ＝
０．８に近い値を維持しているものである。

【００９８】このように、本実施の形態の電源回路で
は、プッシュプル動作と分電圧プッシュプル動作におい
て、磁気結合トランスＭＣＴの磁気結合によって整流電
流経路に帰還されるスイッチング出力がほぼ同じにな
る。したがって、図５、図６で示したように交流入力電
圧ＶACが１００Ｖ系または２００Ｖ系であるときでも力
率ＰＦはほぼ同等の特性となる。また本実施の形態の電
源回路では、交流入力電圧、負荷の変動に対しても高力
率を維持できる。このために、交流入力電圧や負荷条件
が指定されるテレビジョン受像機などに限定されず、例
えば負荷条件が変動する事務機器やパーソナルコンピュ
ータなどの事務機器に対して本実施の形態の電源回路を
搭載することが実用上十分に可能となるものである。

【００９９】また本実施の形態の電源回路によれば、従
来の電力帰還方式に比較して、負荷電力Ｐｏ及び交流入
力電圧ＶACの変化に対して力率ＰＦが非常に安定したも
のとなる。また負荷電力Ｐｏの変動範囲も大幅に拡大さ
れている。このように交流入力電圧、負荷の変動に対し
ても高力率を維持できることで、交流入力電圧や負荷条
件が指定されるテレビジョン受像機などに限定されず、
例えば負荷条件が変動する事務機器やパーソナルコンピ
ュータなどの事務機器に対して本実施の形態の電源回路
を搭載することが実用上十分に可能となるものである。
また、ワイドレンジ対応の構成として、プッシュプル動
作／分電圧プッシュプル動作の切換のための交流入力電
圧ＶACの検出は、平滑コンデンサＣｉ１の正極にあらわ
れる直流入力電圧Ｅｉから行っている。したがって例え
ば瞬時停電や外乱のノイズなどの影響で、商用交流電流
レベルの誤検出が生じたとしても、プッシュプル動作／
分電圧プッシュプル動作の切換が行なわれるだけで、ス
イッチングのための動作電源である直流入力電圧Ｅｉの
レベル変化を生じさせずに、スイッチング動作を継続す
ることができる。つまり、スイッチング素子Ｑ1、Ｑ2な
どの部品において、例えば瞬間停電や外乱のノイズなど
による交流入力電圧ＶACにも対応することができる耐圧
品を選定したり、誤検出からスイッチング素子Ｑ1、Ｑ2
を保護する構成を採るなどの対策が必要なくなる。した
がって、誤動作対策を採る必要がないので回路規模の拡
大を防ぐことができる。

【０１００】また、本実施の形態の電源回路では、交流
入力電圧がＶAC＝１００Ｖ、ＶAC＝２３０Ｖのときに電
力変換効率が上昇し、例えば力率改善回路１０を備えな
い場合よりも１．５％向上し、交流入力電力としては、
力率改善回路１０を備えない場合よりも約４．４Ｗ低減
している。これは、本実施の形態の力率改善回路１０の
構成として、電力帰還のために磁気結合トランスＭＣＴ
を備えていることによる。例えば図１４に示した力率改
善回路２０の構成では、スイッチング出力が、一次側直
列共振回路と、力率改善回路２０に対して電力帰還する
ためのＬＣ共振回路とに対して分岐して流れるためにス
イッチング電流が増加して、その分電力損失が増加す
る。これに対して、本実施の形態では、スイッチング素
子Ｑ1のスイッチング出力を単に磁気結合トランスＭＣ
Ｔの一次側巻線ＮPに伝達すれば、磁気結合トランスＭ
ＣＴの磁気結合作用によって、整流電流経路へのスイッ
チング出力の帰還が行われるものである。これにより、
同じ力率改善を図るのにあたって、スイッチング電流量
は、図１４の場合よりも少なくすることができているも
のである。

【０１０１】また、実験結果として、磁気結合トランス
ＭＣＴの巻線（Ｎp，Ｎs）間のインダクタンス値の比を
変更して、一次巻線Ｎpから二次巻線Ｎs側へのスイッチ
ング電流Ｉ1の帰還量を変更することで、力率特性を変
えられることが確認されている。つまり、本実施の形態
としては、磁気結合トランスＭＣＴにおける巻線（Ｎ
p，Ｎs）のインダクタンス値を変更することで、実使用
に適った条件の力率特性が得られるように調整を行うこ
とができるものである。このように磁気結合トランスＭ
ＣＴの一次巻線Ｎp／二次巻線Ｎsのインダクタンス値の
比を変更するのには、例えば一次巻線Ｎp／二次巻線Ｎs
の巻数比を変更してやればよいものである。

【０１０２】ここで、磁気結合トランスＭＣＴにおける
一次巻線Ｎp／二次巻線Ｎsのインダクタンス値として、
一次巻線ＮpについてはインダクタンスＬp＝１３μＨ、
二次巻線ＮsについてはインダクタンスＬp＝９０μＨと
なるように、その巻数比を設定した場合に得られた各部
の動作波形を図７に示す。

【０１０３】図７（ａ）に示すように、例えば５０Ｈｚ
の商用電源周期により交流入力電圧ＶACが入力されてい
るとして、高速リカバリ型ダイオードＤ1では、図７
（ｃ）のスイッチング電流ＩDに示されるようにしてス
イッチング動作を行う。また、このときの磁気結合トラ
ンスＭＣＴの二次巻線Ｎsの両端電圧ＶLは、図７（ｄ）
に示すようにして、交流入力電圧ＶACが低いとされるτ
期間以外の期間にほぼ対応して、スイッチング周期に応
じた交番波形が得られるものとなり、二次巻線Ｎs−平
滑コンデンサＣｉの直列接続回路に得られる両端電圧
（直流入力電圧）Ｖ1は、交流入力電圧ＶACが高いとさ
れるτ期間に１３０Ｖｐで、τ期間以外の期間において
は４０Ｖとなる電圧レベルに対して、電圧ＶLとほぼ同
一の波形が重畳されるものとなる。

【０１０４】また、上記のようにして磁気結合トランス
ＭＣＴの巻線比を変更した場合の、交流入力電圧をＶAC
＝１００Ｖ、ＶAC＝２３０Ｖで一定とした条件の下で
の、負荷と力率との関係を図８に示す。例えば図５と比
較すると、図８の場合には、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ以
上では、力率ＰＦの値は低くはなるものの、負荷電力の
変動に関わらずほぼＰＦ＝０．７５程度で一定に維持さ
れ、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ程度以下では、逆に力率が
上昇するという特性が得られる。

【０１０５】図９は、同じく磁気結合トランスＭＣＴの
巻線比を変更した構成における、負荷電力をＰｏ＝１０
０Ｗ、Ｐｏ＝２９０Ｗで一定とした条件の下での、交流
入力電圧ＶACと力率との関係が示されている。この場合
にも、力率ＰＦとしては、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗの場
合、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ程度以上では、力率Ｐ
Ｆ＝０．７５程度でほぼ一定となり、ＶAC＝１００Ｖ程
度以下で力率ＰＦが高くなるという特性が得られる。ま
た、負荷電力Ｐｏ＝２９０Ｗの場合、交流入力電圧ＶAC
＝２００Ｖ程度以上では、力率ＰＦ＝０．７５程度でほ
ぼ一定となり、ＶAC＝２００Ｖ程度以下で力率ＰＦが高
くなるという特性が得られる。

【０１０６】なお、図１に示すスイッチング電源回路の
構成において、磁気結合トランスＭＣＴの一次巻線Ｎ
p、二次巻線Ｎsの巻方向の関係として、図３（ｂ）に示
した関係、すなわち磁気結合トランスＭＣＴが減極性
（−Ｍ：フライバック方式）で動作するように構成した
場合でも、図５、図６に示した特性を得ることができ
る。また、磁気結合トランスＭＣＴの一次巻線と二次巻
線の巻数比を変更すれば、例えば図８、図９に示したよ
うな特性が得られるものである。この場合、図４に示し
た、スイッチング素子Ｑ1がオフとなるとき（期間Ｔof
f）に高速リカバリ型ダイオードＤ1にスイッチング電流
ＩDが流れ、両端電圧ＶLと両端電圧Ｖ1の高周波波形の
位相が逆になる。

【０１０７】以上、実施の形態について説明してきた
が、本発明はさらに多様な変形例が考えられる。例えば
本出願人は、複合共振形スイッチングコンバータとし
て、二次側直列共振回路を利用した４倍電圧整流回路を
備えた構成も既に提案しているが、このような構成も本
実施の形態の変形例として成立し得る。つまり、本実施
の形態としては二次側の共振回路及び整流回路の構成と
して特に限定されるものではない。

【０１０８】また、本実施の形態では、プッシュプル動
作を行う場合にスイッチング素子Ｑ1のスイッチング出
力が力率改善回路１０に帰還される構成を例に挙げて説
明したが、スイッチング素子Ｑ2のスイッチング出力を
力率改善回路１０に帰還させるように構成することも考
えられる。さらに、本実施の形態においては、一次側に
対して自励式による共振コンバータを備えた構成の下で
定電圧制御を行うための制御トランスとして直交形制御
トランスが用いられているが、この直交形制御トランス
の代わりに、先に本出願人により提案された斜交形制御
トランスを採用することができる。上記斜交形制御トラ
ンスの構造としては、ここでの図示は省略するが、例え
ば直交形制御トランスの場合と同様に、４本の磁脚を有
する２組のダブルコの字形コアを組み合わせることで立
体型コアを形成する。そして、この立体形コアに対して
制御巻線ＮCと駆動巻線ＮBを巻装するのであるが、この
際に、制御巻線と駆動巻線の巻方向の関係が斜めに交差
する関係となるようにされる。具体的には、制御巻線Ｎ
Cと駆動巻線ＮBの何れか一方の巻線を、４本の磁脚のう
ちで互いに隣り合う位置関係にある２本の磁脚に対して
巻装し、他方の巻線を対角の位置関係にあるとされる２
本の磁脚に対して巻装するものである。そして、このよ
うな斜交形制御トランスを備えた場合には、駆動巻線を
流れる交流電流が負の電流レベルから正の電流レベルと
なった場合でも駆動巻線のインダクタンスが増加すると
いう動作傾向が得られる。これにより、スイッチング素
子をターンオフするための負方向の電流レベルは増加し
て、スイッチング素子の蓄積時間が短縮されることにな
るので、これに伴ってスイッチング素子のターンオフ時
の下降時間も短くなり、スイッチング素子の電力損失を
より低減することが可能になるものである。

【０１０９】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、プッシュ
プル方式のスイッチング周波数制御方式複合共振形コン
バータといわれる電源回路の整流電流経路に磁気結合ト
ランスを備えた力率改善回路を備えている。そして、一
次側共振回路に得られるスイッチング出力が磁気結合ト
ランスによる磁気結合を介して帰還されると共に、スイ
ッチング動作切換手段により交流入力電圧に応じてプッ
シュプル動作と分電圧プッシュプル動作を切り換えるよ
うにしている。これにより広範囲入力電圧対応となり、
また交流入力電圧や負荷電力の変動に対して広範囲にわ
たって十分な力率が維持されるという効果がある。例え
ばＡＣ１００Ｖ系、２００Ｖ系共用で負荷電力が２００
Ｗ以上の重負荷時に、２９０Ｗ〜０Ｗの広範囲の負荷変
動に対して、安定的に高力率が得られるようになる。し
たがって、１００Ｖ系と２００Ｖ系共用のワイドレンジ
に対応した力率改善ソフトスイッチング電源としては適
切なものとなり、負荷変動が大きい事務機器、情報機器
用の力率改善電源回路として好適なものとなる。

【０１１０】また、力率改善手段としては磁気結合トラ
ンスを備えていることで、スイッチング出力を一次巻線
に供給すべき系に対して、例えば磁気結合トランスの第
１巻線を挿入すれば、整流電流経路へのスイッチング出
力の帰還を実現することが可能とされている。これは、
例えば整流電流経路にスイッチング出力を帰還するため
の共振回路系を追加する必要が無いことを意味するもの
で、その分、スイッチング素子に流れるスイッチング電
流を低減することができ、電力変換効率の向上を図るこ
とができる。さらに、力率改善手段は商用電源ラインに
挿入されておらず、整流出力点と平滑コンデンサ間に挿
入されているので、安全規格承認品を選定する必要がな
く、安価に構成することができるようになる。また本発
明としては、ワイドレンジ対応の構成として、プッシュ
プル動作／分電圧プッシュプル動作の切換を行うように
している。これは、例えば商用交流電源レベルを検出す
る検出回路系において、瞬時停電や外乱のノイズ等によ
る誤検出が生じたとしても、単にプッシュプル動作／シ
ングルエンド動作の切り換えが行われるのみであって、
誤検出に伴った、スイッチングのための動作電源である
直流入力電圧レベルの変化を生じさせない。従って、例
えば誤検出時に対応した保護対策を特に採る必要も無い
ために、それだけ、回路規模の拡大を防ぐことができ
る。

【０１１１】また、一次側共振回路を電圧共振形で構成
することで、交流入力電圧に応じてプッシュプル動作と
分電圧プッシュプル動作を切り換えることによってワイ
ドレンジに対応することが可能となる。これによって、
一次側共振回路を電流共振形として、例えばハーフブリ
ッジ結合とフルブリッジ結合を切り換えてスイッチング
動作を行うように構成した電源回路よりも部品点数を削
減することができる。したがって、スイッチング電流を
低減することができ電力変換効率を向上することができ
る。さらに、部品点数を削減することで回路構成を簡素
化することができ基板面積を低減することができる。

【０１１２】また、磁気結合トランスにおいては、第１
巻線のインダクタンスよりも第２巻線のインダクタンス
が大きくなるように設定されていることで、直流入力電
圧が増加するのであるが、これにより、結果的には、交
流入力電圧、及び負荷電力の変動に対しても、実用性に
足るだけの力率が得られるように維持されるものであ
る。したがって、例えば負荷変動が大きい事務機器、情
報機器用の力率改善電源回路として好適なものとなる。
また、力率の特性としては、例えば第１巻線のインダク
タンスと第２巻線のインダクタンスとの比を調整するこ
とで、交流入力電圧、負荷電力の変動に対してほぼ一定
とすることもできるために、リップル成分の抑制を図る
ことも可能となる。また、直流入力電圧の増加によっ
て、電力変換効率の向上が図られるものである。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態としてのスイッチング電源
回路の回路図である。

【図２】本実施の形態の電源回路に採用される絶縁コン
バータトランスの構造を示す断面図である。

【図３】相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍの場合の各動
作を示す説明図である。

【図４】図１に示すスイッチング電源回路のプッシュプ
ル動作によるスイッチング動作を示す波形図である。

【図５】図１に示すスイッチング電源回路について、負
荷電力と力率との関係を示す特性図である。

【図６】図１に示すスイッチング電源回路について、交
流入力電圧と力率との関係を示す特性図である。

【図７】磁気結合トランスの巻線比を変更した場合の図
１に示すスイッチング電源回路の動作を示す波形図であ
る。

【図８】磁気結合トランスの巻線比を変更した場合の図
１に示すスイッチング電源回路の負荷電力と力率との関
係を示す特性図である。

【図９】磁気結合トランスの巻線比を変更した場合の図
１に示すスイッチング電源回路の交流入力電圧と力率と
の関係を示す特性図である。

【図１０】先行技術としての電源回路の構成を示す回路
図である。

【図１１】先行技術としての電源回路の構成を示す回路
図である。

【図１２】図１０、図１１の電源回路の動作を示す波形
図である。

【図１３】図１０、図１１の電源回路の交流入力電圧と
力率との関係を示す特性図である。

【図１４】先行技術としての電源回路の構成を示す回路
図である。

【図１５】図１４の電源回路について負荷電力と力率と
の関係、及びを交流入力電圧と力率との関係を示す特性
図である。

【図１６】先行技術としての電源回路の構成を示す回路
図である。

【図１７】図１６の電源回路について負荷電力と力率と
の関係、及びを交流入力電圧と力率との関係を示す特性
図である。

【図１８】先行技術としての電源回路の構成を示す回路
図である。

【図１９】図１８の電源回路について交流入力電圧と力
率との関係を示す特性図である。

【符号の説明】

１ 制御回路、４ リレー駆動回路、１０ 力率改善回
路、Ｄｉ ブリッジ整流回路、Ｃｉ１，Ｃｉ２ 平滑コ
ンデンサ、Ｄ1 高速リカバリ型ダイオード、ＭＣＴ
磁気結合トランス、Ｃｒ１，Ｃｒ２ 並列共振コンデン
サ、Ｃ2 二次側並列共振コンデンサ、ＰＲＴ 直交型
ドライブトランス、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、
Ｑ1，Ｑ2，Ｑ３ スイッチング素子、ＲＹ 電磁パワー
リレー、Ｓ１，Ｓ２ スイッチ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁷ 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｈ０２Ｍ 7/06 Ｈ０２Ｍ 7/06 Ｐ

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 入力された商用交流電源を整流するとと
   もに、直列接続された２つの平滑コンデンサの両端に得
   られる平滑電圧を分圧して第１及び第２の直流入力電圧
   を出力することができる整流平滑手段と、 疎結合とされる所要の結合係数が得られるようにギャッ
   プが形成され、一次側出力を二次側に伝送するために設
   けられる絶縁コンバータトランスと、 上記第１の直流入力電圧をプッシュプル動作により断続
   して上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力する
   ようにされた第１及び第２のスイッチング手段と、 少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を
   含む漏洩インダクタンス成分と一次側並列共振コンデン
   サのキャパシタンスとによって形成されて、上記第１及
   び第２のスイッチング手段の動作を電圧共振形とする第
   １及び第２の一次側共振回路と、 上記一次巻線と接続される第１巻線と、整流電流経路に
   挿入される第２巻線とを磁気結合する磁気結合トランス
   と、整流電流経路に挿入されるスイッチング用素子とを
   少なくとも備えることで電力帰還方式の力率改善動作を
   行う力率改善手段と、 商用交流電源電圧に応じて、上記第１及び第２の直流入
   力電圧が、それぞれ上記第１及び第２のスイッチング手
   段による分電圧プッシュプル動作により断続されて上記
   絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力されるように
   することのできるスイッチング動作切換手段と、 上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダク
   タンス成分と、二次側共振コンデンサのキャパシタンス
   とによって二次側において形成される二次側共振回路
   と、 上記二次側共振回路を含んで形成され、上記絶縁コンバ
   ータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力し
   て、整流動作を行って二次側直流出力電圧を生成するよ
   うに構成された直流出力電圧生成手段と、 上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、二次側直流
   出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定
   電圧制御手段と、 を備えたことを特徴とするスイッチング電源回路。
2. 【請求項２】 上記力率改善手段は、上記磁気結合トラ
   ンスの第１巻線と第２巻線の極性が加極性又は減極性で
   結合されるとともに、上記第２巻線が上記スイッチング
   用素子としての高速リカバリ型と直列接続されて構成さ
   れていることを特徴とする請求項１に記載のスイッチン
   グ電源回路。
3. 【請求項３】 上記磁気結合トランスは、上記第２巻線
   が上記第１巻線よりも大きな所定のインダクタンスを有
   して構成されていることを特徴とする請求項１に記載の
   スイッチング電源回路。
4. 【請求項４】 上記磁気結合トランスの上記第１巻線と
   上記第２巻線のインダクタンス値の各々について所要の
   値が得られるように上記第１巻線と上記第２巻線の巻数
   比が設定されることで電力帰還量が最適化されることを
   特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
5. 【請求項５】 上記スイッチング動作切換手段は、電磁
   パワーリレーを備えて構成されることを特徴とする請求
   項１に記載のスイッチング電源回路。