JPH08289552A

JPH08289552A - 電流共振形スイッチング電源回路

Info

Publication number: JPH08289552A
Application number: JP11413095A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Yasumura; 昌之安村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1995-04-17
Filing date: 1995-04-17
Publication date: 1996-11-01

Abstract

(57)【要約】【目的】スイッチング電源回路の小型／軽量化及び低
コスト化を促進する。【構成】電流共振形のスイッチング電源回路におい
て、ＡＣラインにノイズ除去回路（コモンモードチョー
クコイルＣＭＣ、アクロスコンデンサＣ_L ）を設けた上
で、整流回路の正極と負極間に挿入される小容量のフィ
ルタコンデンサＣ_N1と、整流回路の正極と平滑コンデン
サの正極間のラインに直列に挿入される低インダクタン
スを有する小型のインダクタＬ_N1と高速リカバリ型ダイ
オードＤ₂ とを備え、直列共振コンデンサＣ₁ と一次巻
線Ｎ₁ による直列共振回路を介してスイッチング出力が
整流出力ラインに重畳されるようにして力率改善を図
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、例えば力率改善が図ら
れている電流共振形のスイッチング電源回路に関するも
のである。

【０００２】

【従来の技術】近年、高周波の比較的大きい電流及び電
圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によっ
て、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源装置
としては、大部分がスイッチング方式の電源装置になっ
ている。スイッチング電源はスイッチング周波数を高く
することによりトランスその他のデバイスを小型にする
と共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電
子機器の電源として使用される。

【０００３】ところで、一般に商用電源を整流すると平
滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用
効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。ま
た、歪み電流波形となることによって発生する高調波を
抑圧するための対策が必要とされている。

【０００４】そこで、力率改善がなされたスイッチング
電源回路の１つとして、図７の回路図に示すようなスイ
ッチング電源回路が、先に本出願人により提案されてい
る。この電源回路は、ハーフブリッジによる自励式の電
流共振形コンバータとされている。

【０００５】この図に示すスイッチング電源回路におい
ては、商用交流電源ＡＣに対してコモンモードのノイズ
を除去するノイズフィルタとしてコモンモードチョーク
コイルＣＭＣとアクロスコンデンサＣ_L が設けられてい
る。また、ＡＣラインには突入電流制限抵抗Ｒｉを挿入
して、電源オン時に生じる突入電流を抑制するようにし
ている。商用交流電源ＡＣはブリッジ整流回路Ｄ₁ によ
り全波整流され、その整流出力は力率改善回路２０を介
して平滑コンデンサＣｉに充電される。なお力率改善回
路２０の構成及びその動作については後述する。

【０００６】この電源回路のスイッチングコンバータ
は、図のようにハーフブリッジ結合された２つのスイッ
チング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ が備えられ、平滑コンデンサＣｉ
の正極側の接続点とアース間に対してそれぞれのコレク
タ、エミッタを介して接続されている。このスイッチン
グ素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ の各コレクタ−ベース間には、それぞ
れ起動抵抗Ｒ_S 、Ｒ_S が挿入され、抵抗Ｒ_B 、Ｒ_B によ
りスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂のベース電流（ドライブ
電流）を調整する。また、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂
の各ベース−エミッタ間にはそれぞれダンパーダイオー
ドＤ_D 、Ｄ_D が挿入される。そして、共振用コンデンサ
Ｃ_B 、Ｃ_B は次に説明するドライブトランスＰＲＴの駆
動巻線Ｎ_B 、Ｎ_B と共に、自励発振用の直列共振回路を
形成している。

【０００７】ドライブトランスＰＲＴ (Power Regulati
ng Transformer）はスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ のスイ
ッチング周波数を可変制御するもので、この図の場合に
は駆動巻線Ｎ_B 、Ｎ_B 及び共振電流検出巻線Ｎ_D が巻回
され、更にこれらの各巻線に対して制御巻線Ｎ_C が直交
する方向に巻回された直交型の可飽和リアクトルとされ
ている。このドライブトランスＰＲＴのスイッチング素
子Ｑ₁ 側の駆動巻線Ｎ_B の一端は共振用コンデンサＣ_B
を介して抵抗Ｒ_B に、他端はスイッチング素子Ｑ₁ のエ
ミッタに接続される。また、スイッチング素子Ｑ₂ 側の
駆動巻線Ｎ_B の一端はアースに接地されると共に、他端
は共振用コンデンサＣ_B と接続されてスイッチング素子
Ｑ₁ 側の駆動巻線Ｎ_B と逆の極性の電圧が出力されるよ
うになされている。

【０００８】絶縁トランスＰＩＴ (Power Isolation Tr
ansformer)はスイッチング素子Ｑ₁、Ｑ₂ のスイッチン
グ出力を二次側に伝送する。この絶縁トランスＰＩＴの
一次巻線Ｎ₁ の一端は、共振電流検出巻線Ｎ_D を介して
スイッチング素子Ｑ₁ のエミッタとスイッチング素子Ｑ
₂ のコレクタの接点に接続されることで、スイッチング
出力が得られるようにされる。また、一次巻線Ｎ₁ の
他端は直列共振コンデンサＣ₁ を介して、後述する力率
改善回路２０における高速リカバリ型ダイオードＤ₂ と
フィルタチョークコイルＬ_N の接点に対して接続され
て、スイッチング出力を全波整流ラインに帰還するよう
にしている。そして、上記直列共振コンデンサＣ₁ 及び
一次巻線Ｎ₁ を含む絶縁トランスＰＩＴのインダクタン
ス成分により、スイッチング電源回路を電流共振形とす
るための共振回路を形成している。このスイッチング電
源回路の場合、絶縁トランスＰＩＴの二次側では一次巻
線Ｎ₁ により二次巻線Ｎ₂ に誘起される誘起電圧が、ブ
リッジ整流回路Ｄ₃ 及び平滑コンデンサＣ₃ により直流
電圧に変換されて出力電圧Ｅ₀ とされる。

【０００９】制御回路１は、例えば二次側の直流電圧出
力Ｅ_O と基準電圧を比較してその誤差に応じた直流電流
を、制御電流Ｉ_C としてドライブトランスＰＲＴの制御
巻線Ｎ_C に供給する誤差増幅器である。

【００１０】上記構成のスイッチング電源のスイッチン
グ動作としては、先ず商用交流電源が投入されると、例
えば起動抵抗Ｒ_S 、Ｒ_S を介してスイッチング素子Ｑ
₁ 、Ｑ₂ のベースにベース電流が供給されることになる
が、例えばスイッチング素子Ｑ₁ が先にオンとなったと
すれば、スイッチング素子Ｑ₂ はオフとなるように制御
される。そしてスイッチング素子Ｑ₁ の出力として、共
振電流検出巻線Ｎ_D →一次巻線Ｎ₁ →直列共振コンデン
サＣ₁ に共振電流が流れるが、この共振電流が０となる
近傍でスイッチング素子Ｑ₂ がオン、スイッチング素子
Ｑ₁ がオフとなるように制御される。そして、スイッチ
ング素子Ｑ₂ を介して先とは逆方向の共振電流が流れ
る。以降、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ が交互にオンと
なる自励式のスイッチング動作が開始される。このよう
に、平滑コンデンサＣｉの端子電圧を動作電源としてス
イッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ が交互に開閉を繰り返すこと
によって、絶縁トランスの一次側巻線Ｎ₁ に共振電流波
形に近いドライブ電流を供給し、二次側の巻線Ｎ₂ に交
番出力を得る。

【００１１】また、二次側の直流出力電圧Ｅ_O が低下し
た時は制御回路１によって制御巻線Ｎ_C に流れる電流が
制御され、スイッチング周波数が低くなるよう（共振周
波数に近くなるように）に制御され、一次巻線Ｎ₁ に流
すドライブ電流が増加するように制御して、定電圧化を
図っている（スイッチング周波数制御方式）。

【００１２】また、力率改善は力率改善回路２０により
なされる。この、力率改善回路２０の構成としては、図
のようにブリッジ整流回路Ｄ₁ の正極出力と負極（一次
側アース）間にフィルタコンデンサＣ_N が挿入され、ま
た、ブリッジ整流回路Ｄ₁ の正極出力の一端にはフィル
タチョークコイルＬ_N が接続される。そして、上記フィ
ルタチョークコイルＬ_N とフィルタコンデンサＣ_N とに
よりノーマルモードのＬＣローパスフィルタが形成さ
れ、スイッチング周波数の高周波ノイズがＡＣラインに
流入するのを阻止するようにされる。また、高速リカバ
リ型ダイオードＤ₂ はアノードがフィルタチョークコイ
ルＬ_N の他端に接続され、カソード側は平滑コンデンサ
Ｃｉの正極に接続される。即ち、フィルタチョークコイ
ルＬ_N と高速リカバリ型ダイオードＤ₂ は全波整流ライ
ンに対して直列接続して挿入される。この高速リカバリ
型ダイオードＤ₂ は全波整流ラインに流れるスイッチン
グ周期の高周波電流に対応して設けられる。

【００１３】さらに、高速リカバリ型ダイオードＤ₂ に
対しては共振用コンデンサＣ₂ が並列に接続されて並列
接続回路が形成される。この共振用コンデンサＣ₂ の容
量は、直列共振コンデンサＣ₁ の容量と比較して、Ｃ₂
＞Ｃ₁ となるように設定され、また、フィルタチョーク
コイルＬ_N のインダクタンスと接続されて共振回路を形
成するものとされる。そして、この共振回路の共振周波
数は、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ に対して設定された
最小スイッチング周波数よりも低くなるように設定され
ている。

【００１４】そして、力率改善動作は次のようになる。
この接続形態によると、絶縁トランスＰＩＴの一次巻線
Ｎ₁ とコンデンサＣ₁ による直列共振回路に流れる直列
共振電流Ｉ₀ は、共振用コンデンサＣ₂ を介して流れる
ようにされる。これによって、直列共振回路からのスイ
ッチング電圧がフィルタチョークコイルＬ_N のインダク
タンスを流れる整流電圧に重畳されるようにされるが、
これによって、全波整流電圧にスイッチング電圧が重畳
された状態で平滑用コンデンサＣｉに充電され、このス
イッチング電圧の重畳分によって、平滑コンデンサＣｉ
の端子電圧をスイッチング周期で引き下げることにな
る。すると、ブリッジ整流回路の整流電圧レベルよりコ
ンデンサＣｉの端子電圧が低下している期間に充電電流
が流れるようになり、平均的な交流入力電流がＡＣ電圧
波形に近付くことによって力率改善が図られることにな
る。なお、コモンモードチョークコイルＣＭＣとアクロ
スコンデンサＣ_L からなるノイズフィルタと、フィルタ
チョークコイルＬ_N 及びフィルタコンデンサＣ_N からな
るノーマルモードのローパスフィルタの作用により、商
用交流電源ＡＣにはスイッチング周期の高周波成分は流
入しないことになる。

【００１５】例えば具体的には、交流入力電圧Ｖ_AC＝１
００Ｖ（５０Hz）、負荷電力Ｐ_O ＝１２０Ｗ時の条件に
おいて力率を０．８０程度に改善しようとすれば、直列
共振コンデンサＣ₁ ＝０．０１８μＦとされ、力率改善
回路２０における共振用コンデンサＣ₂ ＝０．０４７μ
Ｆ／２００Ｖ、フィルタコンデンサＣ_N ＝１μＦ／２０
０Ｖ、フィルタチョークコイルＬ_N ＝２２０μＨとなる
ようにされる。

【００１６】ここで、上記図７の回路において実際に用
いられるフィルタチョークコイルＬ_N を図８に示す。フ
ィルタチョークコイルＬ_N は、例えばこの図のようにド
ラム型のフェライトコアＤに対してボビンを介さず直接
に単線を巻装して構成され、例えば上記のように２２０
μＨのインダクタンスを得る場合には、０．４ｍｍφの
ポリウレタン銅線を５０Ｔ巻装するようにされる。

【００１７】

【発明が解決しようとする課題】ところで、機器のサイ
ズやコストなどの観点によれば、スイッチング電源回路
においてもできるだけ部品点数を削減したり小型や安価
な部品を使用するなどして、小型・軽量化及び低コスト
を化を図ることが好ましい。例えば、上記図７に示した
スイッチング電源回路の場合、ノーマルモードのＬＣロ
ーパスフィルタを形成している開磁路のフィルタチョー
クコイルＬ_N にはスイッチング周期の高周波電流が常時
流れているために、これによる高周波の漏洩磁束がコモ
ンモードチョークコイルＣＭＣに結合するとそれだけ商
用交流電源に高周波が漏洩して電源妨害レベルが悪化す
る。このため、実装基板上においてはフィルタチョーク
コイルＬ_N とコモンモードチョークコイルＣＭＣの距離
を離して実装する必要があり、これが基板サイズの小型
化の促進を妨げる要因ともなっている。また、高速リカ
バリ型ダイオードＤ₂ に対して並列に設けられる共振用
コンデンサＣ₂ も、それなりの耐圧を考慮して選定する
必要があるため比較的大型化する。

【００１８】

【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記した
問題点を考慮して、電流共振形のスイッチング電源回路
において、商用電源ラインに流入するノイズ成分を除去
するノイズ除去回路を設けたうえで、整流手段の正極出
力と負極間に挿入されるフィルタコンデンサと、整流回
路の正極出力と平滑コンデンサの正極間のラインに直列
に挿入される低インダクタンスのインダクタと、高速リ
カバリ型整流素子と、スイッチングコンバータのスイッ
チング出力を整流回路の正極出力ラインに重畳するよう
にされたスイッチング出力重畳部とを設けることとし
た。

【００１９】

【作用】上記構成によれば、電流共振形のスイッチング
電源回路において、ＡＣラインにノイズ除去回路を設け
たうえで、整流出力の正極と負極間に挿入されるフィル
タコンデンサと、整流出力ラインに直列に挿入される低
インダクタンスのリードインダクタ及び高速リカバリ型
ダイオードとを備え、スイッチング出力が整流出力ライ
ンに重畳されるようにして力率改善を図ることとなる
が、この場合、高速リカバリ型ダイオードに並列接続し
た共振用コンデンサを省略することが可能となる。ま
た、開磁路型のチョークコイルから低インダクタンスの
リードインダクタとなったことで、コモンモードチョー
クコイルへの高周波漏洩磁束の結合度が大幅に減少す
る。

【００２０】

【実施例】図１は本発明によるスイッチング電源回路の
一実施例を示すものであり、この場合には、ハーフブリ
ッジ結合による自励式の電流共振形コンバータとされて
いることから、図７と同一部分は同一符号を付してスイ
ッチング動作及び定電圧制御などについては説明を省略
する。この実施例のスイッチング電源回路における力率
改善回路１０は、図のようにブリッジ整流回路Ｄ₁ の正
極と平滑コンデンサＣｉの正極間に直列接続して挿入さ
れるリードインダクタＬ_N1及び高速リカバリ型ダイオー
ドＤ₂ と、ブリッジ整流回路Ｄ₁ の正極出力と一次側ア
ース間に挿入されるフィルタコンデンサＣ_N1を備えてな
る。この場合、ブリッジ整流回路Ｄ₁ の正極出力側にリ
ードインダクタＬ_N1が設けられ、高速リカバリ型ダイオ
ードＤ₂ はアノードがリードインダクタＬ_N1と接続さ
れ、カソードは平滑コンデンサＣｉの正極に接続され
る。また、絶縁トランスの一次巻線Ｎ₁ とコンデンサＣ
₁ からなる直列共振回路はブリッジ整流回路Ｄ₁ の正極
出力に接続されて、コンデンサＣ₁ の静電容量結合を介
して全波整流ラインにスイッチング出力を帰還するよう
にされている。

【００２１】上記のような力率改善回路１０では、フィ
ルタコンデンサＣ_N1が図７に示した力率改善回路２０に
おけるフィルタコンデンサＣ_N と共振用コンデンサＣ₂
の作用を兼ねるような構成とされ、従って本実施例では
共振用コンデンサＣ₂ が省略されることになる。また、
本実施例のリードインダクタＬ_N1は、図７に示した力率
改善回路２０におけるフィルタチョークコイルＬ_N を低
インダクタンス化したものに相当し、例えば、フィルタ
チョークコイルＬ_N が２００μＨとされていたのに対し
て、本実施例のリードインダクタＬ_N1は３．３μＨの低
インダクタンス値を有するようにされる。その構造とし
ては、例えば図６の斜視図に示すように、フェライトビ
ーズによる小型の略立方体形状のコアＣｒに対して略Ｕ
字形状のリード線Ｒｄを貫通させるようにして挿入した
ものとして形成され、そのサイズは図８に示したフィル
タチョークコイルＬ_N よりも、更に小型なものとされ
る。

【００２２】図２は、上記のようにして構成されるスイ
ッチング電源回路の各部の動作を商用電源周期により示
す波形図とされる。例えば、図２（ａ）に示すように交
流入力電圧Ｖ_ACが供給されている場合、本実施例では、
図７の力率改善回路２０に示されるようなＬＣローパス
フィルタ（Ｌ_N Ｃ_N ）が形成されないことから、ブリッ
ジ整流回路Ｄ₁ に流入する電流Ｉ₁としては、交流入力
電圧Ｖ_ACの絶対値が平滑コンデンサＣｉの両端電圧Ｅｉ
よりも高いとされるτ期間において、アクロスコンデン
サＣ_L に流れる高周波成分が重畳されて、図２（ｃ）に
示す波形となる。ただし、この高周波成分はコモンモー
ドチョークコイルＣＭＣでキャンセルされるため交流電
源ＡＣに流れる交流入力電流Ｉ_AC（図２（ｇ））には、
高周波成分は含まれない。即ち、図７の回路では通常ス
イッチング電源回路に搭載されるコモンモードチョーク
コイルＣＭＣとアクロスコンデンサＣ_L によるノイズフ
ィルタと、主として整流ラインに帰還されるスイッチン
グ周期の高周波成分を抑制するために設けたＬＣローパ
スフィルタの両者によって電源妨害を抑制するようにし
ていたが、実際にはノイズ対策として過剰であり、本実
施例のようにコモンモードチョークコイルＣＭＣとアク
ロスコンデンサＣ_L によるノイズフィルタのみによって
ＡＣラインに流入するスイッチング周期の高周波成分ま
でも抑制することが可能であり、電源妨害に対して充分
に対応できることになる。

【００２３】また、直列共振電流Ｉ_O （図示しない）は
τ期間では、フィルタコンデンサＣ_N1とリードインダク
タＬ_N1に分流して流れ、τ期間以外ではフィルタコンデ
ンサＣ_N1に流れるようにされることから、フィルタコン
デンサＣ_N1に流れる電流Ｉ₂は図２（ｄ）に示す波形と
なる。なお、整流出力電圧Ｖ₁ は図２（ｂ）に示すよう
に高周波電圧が重畳されたものとなる。また、τ期間に
おける初めと終りの期間ではフィルタコンデンサＣ_N1の
静電容量とリードインダクタＬ_N1のインダクタンスによ
り、比較的小レベルの並列共振が生じることから、リー
ドインダクタＬ_N1に流れる電流Ｉ₃ （図２（ｅ））はτ
期間において略凸字状となる波形が得られる。また、平
滑コンデンサＣｉの充放電電流Ｉ₄ （図２（ｆ））のτ
期間においても波形は略凸字状となる。そしてこれに対
応して、交流入力電流Ｉ_ACは図２（ｇ）に示すように、
τ期間の初めと終りの期間で突起状に電流が流れること
になり、これによって交流入力電流の平均が交流入力電
圧波形に近付くこととなって、実際には力率改善が図ら
れる程度に導通角が拡大されることになる。なお、この
ような動作波形となることにより、交流入力電流として
は電源周期における９次〜１５次の好調波電流のレベル
が高くなることから、例えば、実際には電源好調波電流
規制値のクラスＡ、Ｂ、Ｃの規制値をクリアするスイッ
チング電源回路が得られることとなる。

【００２４】例えば具体的に、図１に示す本実施例のス
イッチング電源回路において、交流入力電圧Ｖ_AC＝１０
０Ｖ（５０Hz）、負荷電力Ｐ_O ＝１２０Ｗ時の条件にお
いて、力率を０．８０程度に改善するためには、直列共
振コンデンサＣ₁ ＝０．０１８μＦとされて、力率改善
回路１０においてはフィルタコンデンサＣ_N1＝０．１μ
Ｆ／２００Ｖ、リードインダクタＬ_N1＝３．３μＨとな
るように各素子が選定される。

【００２５】そこで、本実施例の力率改善回路１０と先
に先行例として図７に示した力率改善回路２０とについ
て比較すると、先ず、図７に示した力率改善回路２０は
４点の部品で構成されていたのに対し、本実施例の力率
改善回路１０は共振用コンデンサＣ₂ が削除された３点
の部品で構成されることになる。特に共振用コンデンサ
Ｃ₂ は、例えば交流入力電圧Ｖ_AC＝１００Ｖ系の場合に
は２００Ｖ耐圧品を選定し、交流入力電圧Ｖ_AC＝２００
Ｖ系の場合には４００Ｖ耐圧品を選定する必要があり、
それだけ部品サイズは大型化し、コストも要するものと
なっていたものである。また、図７の力率改善回路２０
においてはフィルタチョークコイルＬ_N は２２０μＨの
インダクタンスを得るために図８にて説明したような構
造とされて、同様に体積・重量が増加していたが、本実
施例ではこのフィルタチョークコイルＬ_N が図６に示し
たような小型のリードインダクタＬ_N1とされ、より小型
／軽量かつ安価なものにかわることとなった。さらに、
本実施例のリードインダクタＬ_N1は、開磁路型ではある
ものの前述のように低インダクタンス（３．３μＨ）と
されていることから、リードインダクタＬ_N1とコモンモ
ードチョークコイルＣＭＣを比較的隣接してレイアウト
しても結合の問題が解消されて基板上の実装位置の自由
度が増し、それだけ基板サイズを縮小することが可能に
なる。また、フィルタコンデンサについては、Ｃ_N ＝１
μＦ／２００ＶからＣ_N1＝０．１μＦ／２００Ｖと小容
量化されたことによって、この部品も小型化されること
になる。このように本実施例のスイッチング電源回路
は、図７に示したスイッチング電源回路と比較して小型
・軽量化及び低コスト化が大幅に促進されることとな
る。

【００２６】ところで、これまでの説明による図１に示
す本実施例のスイッチング電源回路においては、ブリッ
ジ整流回路Ｄ₁ は、通常の低速リカバリ型による４本の
ダイオードにより形成されていたが、図１の（）内に
示すようにそれぞれ高速リカバリ型ダイオードＤＦ₁ 〜
ＤＦ₄ によって形成することも可能とされる。これによ
り、例えば図１と図７のそれぞれのスイッチング電源回
路において前述のように力率０．８０となるよう部品群
を選定している場合の比較として、本実施例のスイッチ
ング電源回路においてブリッジ整流回路Ｄ₁ を低速リカ
バリ型のダイオードにより形成した場合には、図７の回
路と交流入力電力はほぼ同等の特性となる。一方、本実
施例の回路でブリッジ整流回路Ｄ₁ を高速リカバリ型ダ
イオードＤＦ₁ 〜ＤＦ₄ により形成した場合には、リー
ドインダクタＬ_N1における電力損失が低減されて、図７
の回路よりも交流入力電力特性が向上される。

【００２７】次に、図３の回路図に本発明の他の実施例
であるスイッチング電源回路の構成を示し、図１と同一
部分は同一符号を付して説明を省略する。このスイッチ
ング電源回路の力率改善回路１０Ａは、先に図１の実施
例に示した力率改善回路１０と比較すると、ブリッジ整
流回路Ｄ₁ の正極出力と平滑コンデンサＣｉの正極間に
直列接続して挿入される高速リカバリ型ダイオードＤ₂
とリードインダクタＬ_N1の接続順が逆とされている。こ
のような本実施例の接続形態によっても先の実施例と同
様の作用によって力率改善が行われ、また、リードイン
ダクタＬ_N1も図６にて説明したと同様の構造でよいもの
とされることから、先の実施例と同様に電源回路の小型
／軽量化及び低コスト化が図られる。

【００２８】この場合、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ を
自励発振させるドライブトランスＣＤＴ（Converter Dr
ive Transformer)は制御巻線Ｎ_C が設けられておらず、
従って、スイッチング周波数は固定とされている。そし
て、絶縁トランスＰＲＴ（Power Regulating Transform
er）が、一次及び二次巻線Ｎ₁ 、Ｎ₂ に対して制御巻線
Ｎ_C が直交して設けられる直交型とされ、制御回路１が
直流出力電圧Ｅ_O に基づいて制御巻線Ｎ_C に流す制御電
流Ｉ_C を可変して絶縁トランスＰＲＴの漏洩磁束をコン
トロールし、直列共振回路に流れる共振電流を変化させ
て定電圧制御を行う、いわゆる直列共振周波数制御方式
が採られている。

【００２９】次に、図４の回路図に更に他の実施例のス
イッチング電源回路の構成を示し、図１及び図２と同一
部分は同一符号を付して説明を省略する。この図の実施
例における電流共振形コンバータは、スイッチング素子
Ｑ₁₁、Ｑ₁₂に例えばＭＯＳ−ＦＥＴを用いた、ハーフブ
リッジ接続による他励式とされる。この場合には、制御
回路１が直流出力電圧Ｅ_O に基づいて発振ドライブ回路
２を制御し、発振ドライブ回路２からスイッチング素子
Ｑ₁₁、Ｑ₁₂の各ゲートに供給するスイッチング駆動電圧
を変化させる（例えば駆動電圧のパルス幅可変制御を行
う）ことで、定電圧制御を行うようにされる。なお、各
スイッチング素子Ｑ₁₁、Ｑ₁₂のドレイン−ソース間に対
して図に示す方向に接続されるＤ_CL、Ｄ_CLは、スイッチ
ング素子Ｑ₁₁、Ｑ₁₂のオフ時に帰還される電流の経路を
形成するダンパーダイオードとされる。また、起動回路
３は電源始動時に整流平滑ラインに得られる電圧あるい
は電流を検出して、発振ドライブ回路２を起動させるた
めに設けられており、この起動回路３には、絶縁トラン
スＰＩＴに設けられた三次巻線Ｎ₃ と整流ダイオードＤ
₄ により供給される低圧直流電圧が供給される。この実
施例で用いられるような、電界効果型のスイッチング素
子は電圧駆動であり自励発振が困難になるため、この図
のように発振ドライブ回路２と起動回路３を設けること
が好ましい。

【００３０】この実施例においては、力率改善回路１０
の構成は先に図１に示したものと同様とされており、図
１により説明したようにして力率改善が図られることに
なる。従って、例えばこの図のような他励式によるスイ
ッチングコンバータの構成においても、図７に示したよ
うな力率改善回路２０により力率改善を図る場合に比
べ、電源回路の小型／軽量化及び低コスト化が促進され
ることになる。また、ブリッジ整流回路Ｄ₁ を形成する
４本のダイオードをそれぞれ高速リカバリ型とした場合
にも、先の実施例と同様に交流入力電圧特性を向上させ
ることができる。

【００３１】図５は更に他の実施例としてのスイッチン
グ電源回路の構成を示す回路図であり、この場合にはハ
ーフブリッジ接続による自励式のスイッチングコンバー
タとされ、定電圧制御方式としてはスイッチング周波数
制御方式とされていることから図１と同一部分は同一符
号を付して説明を省略する。

【００３２】先ず、本実施例の場合には絶縁トランスＰ
ＩＴの一次巻線Ｎ₁ と直列共振コンデンサＣ₁ により形
成される直列共振回路は、一次巻線Ｎ₁ 側の端部が一次
側アースに接地され、直列共振コンデンサＣ₁ 側の端部
は共振電流検出巻線Ｎ_D を介して、スイッチング素子Ｑ
₁ 、Ｑ₂ のエミッタ−コレクタの接続点に対して接続さ
れて、スイッチング出力が一次巻線Ｎ₁ に供給されるよ
うにしている。

【００３３】次に、この図に示す力率改善回路１１にお
いては、高速リカバリ型ダイオードＤ₂ とリードインダ
クタＬ_N1（図６に示したと同様の構造でよい）の直列接
続がブリッジ整流回路Ｄ₁ の正極出力と平滑コンデンサ
Ｃｉの正極間に挿入され、フィルムコンデンサＣ_N1がブ
リッジ整流回路Ｄ₁ の正極出力と一次側アース間に挿入
されるのに加えて、図のように直列共振／結合コンデン
サＣ_1AとチョークコイルＣＨが設けられる。

【００３４】本実施例では、これら直列共振／結合コン
デンサＣ_1Aの静電容量とチョークコイルＣＨの自己イン
ダクタンスＬｓにより第２の直列共振回路（なお、ここ
では一次巻線Ｎ₁ 及び直列共振コンデンサＣ₁ からなる
直列共振回路を第１の直列共振回路として、この第２の
直列共振回路と区別する）を形成しており、この第２の
直列共振回路の共振周波数ｆ_O(A)としては、第１の直列
共振回路の共振周波数をｆ_O とすると、ｆ_O(A)＜ｆ_Oの
関係が得られるように、上記自己インダクタンスＬｓと
直列共振／結合コンデンサＣ_1Aの静電容量が選定されて
いる。

【００３５】この第２の直列共振回路は、上記直列共振
／結合コンデンサＣ_1A側の端部がブリッジ整流回路Ｄ₁
の正極出力と接続され、チョークコイルＣＨ側の端部は
スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ のエミッタ−コレクタの接
続点に対して接続される。

【００３６】従って、本実施例ではスイッチング素子Ｑ
₁ 、Ｑ₂ のエミッタ−コレクタの接続点から得られるス
イッチング出力を直列共振／結合コンデンサＣ_1Aの静電
容量結合によりブリッジ整流回路Ｄ₁ の正極出力ライン
に帰還するようにされる。即ち、先に図１、図３及び図
４に示した各実施例では、第１の直列共振回路（一次巻
線Ｎ₁ 、直列共振コンデンサＣ₁ ）がブリッジ整流回路
Ｄ₁ の正極出力ラインに接続されてスイッチング出力を
帰還するようにされていたのに対して、本実施例では第
２の直列共振回路によりスイッチング出力を帰還して力
率改善を行うようにされる。

【００３７】この場合の特徴として、先の各実施例に示
したスイッチング出力の帰還方法と比べ、本実施例で
は、第２の直列共振回路が設けられることで第１の直列
共振回路側に重畳される商用電源周期のリップル電圧成
分が減少することから、二次側の直流出力電圧に現れる
リップル成分をより減少させることができる。また、先
の各実施例の場合には負荷電力１２０Ｗ程度の重負荷時
で、かつ、交流入力電圧Ｖ_AC＝１００Ｖ以下のような条
件でのレギュレーション範囲の下限が狭くなることが分
かっているが、本実施例のように第２の直列共振回路が
設けられることによって、例えばレギュレーション範囲
の下限を力率改善前と同程度にまで拡大することができ
る。なお、本実施例においても図１にて説明したように
ブリッジ整流回路Ｄ₁ を高速リカバリ型ダイオードによ
り形成すれば交流入力電力特性を向上させることができ
る。

【００３８】また、上記各実施例においてこれまで説明
してきた本発明の力率改善方法は、電流共振形スイッチ
ング電源回路としての自励発振形／他励発振形、スイッ
チング周波数制御方式（ドライブトランスを直交形のＰ
ＲＴ（Power Regulating Transformer）とする）／直列
共振周波数制御方式（絶縁トランスを直交形のＰＲＴと
する）、スイッチング素子のハーフブリッジ結合タイプ
／フルブリッジ結合タイプ、更には倍電圧整流回路など
の各種方式・タイプの組み合わせパターンにより構成さ
れる電源回路に対して適用が可能であって、上記各図に
実施例として示した組み合わせのパターンに限定される
ものでないことはいうまでもない。

【００３９】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、各種タイ
プの電流共振形のスイッチング電源回路において、ＡＣ
ラインにノイズ除去用の回路（コモンモードチョークコ
イル、アクロスコンデンサ）を設けた上で、整流回路の
正極と負極間に挿入される小容量のフィルタコンデンサ
と、整流回路の正極と平滑コンデンサの正極間のライン
に直列に挿入される低インダクタンスの小型インダクタ
と高速リカバリ型ダイオードとを備えて、スイッチング
出力が静電容量結合を介して整流回路の整流出力ライン
に重畳されるようにして力率改善を図ることが可能とさ
れる。これにより、高速リカバリ型ダイオードと並列共
振回路を形成するための並列共振コンデンサは削除さ
れ、フィルタコンデンサ及びインダクタも小型化される
ために、コストの削減及び小形／軽量化が更に実現され
るという効果を有することとなった。また、この際イン
ダクタが低インダクタンスとされることから、コモンモ
ードチョークコイルとの高周波漏洩磁束の結合の問題が
解消され、基板上のレイアウトの自由度が向上するた
め、更に小型化に有利になる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例としてのスイッチング電源回
路の回路図である。

【図２】実施例におけるスイッチング電源回路の動作を
示す波形図である。

【図３】他の実施例としてのスイッチング電源回路を示
す回路図である。

【図４】さらに他の実施例としてのスイッチング電源回
路を示す回路図である。

【図５】さらに他の実施例としてのスイッチング電源回
路を示す回路図である。

【図６】実施例におけるリードインダクタの構造を示す
斜視図である。

【図７】先行技術としてのスイッチング電源回路を示す
回路図である。

【図８】フィルタチョークコイルの構造を示す斜視図で
ある。

【符号の説明】

１制御回路２発振ドライブ回路３起動回路１０，１０Ａ，１１力率改善回路Ｌ_N1 リードインダクタＣ_N1 フィルタコンデンサＤ₁ ブリッジ整流回路Ｄ₂ ，ＤＦ₁ 〜ＤＦ₄ 高速リカバリ型ダイオードＣＨチョークコイルＰＩＴ（ＰＲＴ）絶縁トランスＣＤＴ（ＰＲＴ）ドライブトランスＱ₁ ，Ｑ₂ ，Ｑ₁₁，Ｑ₁₂ スイッチング素子Ｃｉ平滑コンデンサＣ₁ 直列共振コンデンサＣ_1A 直列共振／結合コンデンサＮ₁ 一次巻線

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】商用電源ラインに流入するノイズ成分を
除去するノイズ除去手段と、商用電源を整流する整流手段と、該整流手段の出力を平滑する平滑手段と、該平滑手段より出力される電圧を断続するスイッチング
手段と、絶縁トランスの一次巻線及び直列共振コンデンサにより
形成され、上記スイッチング手段のスイッチング出力が
供給される直列共振回路と、上記整流手段の正極出力と負極間に挿入されるフィルタ
コンデンサと、上記整流手段の正極出力と上記平滑手段の平滑コンデン
サの正極間のラインに直列に挿入される低インダクタン
スのインダクタと、高速リカバリ型整流素子と、上記スイッチング出力を上記整流手段の正極出力ライン
に重畳するようにされたスイッチング出力重畳手段と、を備えて構成されていることを特徴とする電流共振形ス
イッチング電源回路。
【請求項２】上記スイッチング出力重畳手段は、上記
直列共振回路の一次巻線が直列共振コンデンサを介して
上記整流手段の正極出力ラインと接続されて構成されて
いることを特徴とする請求項１に記載の電流共振形スイ
ッチング電源回路。
【請求項３】上記スイッチング出力重畳手段は、上記スイッチング手段の出力と接続されるチョークコイ
ルと、該チョークコイルと共に他の直列共振回路を形成すると
共に、チョークコイルに供給されるスイッチング出力
を、静電容量結合によって上記整流手段の正極ラインに
供給するように設けられる結合用コンデンサとを備えて
構成されていることを特徴とする請求項１に記載の電流
共振形スイッチング電源回路。
【請求項４】上記整流手段は、高速リカバリ型整流素
子によって形成されていることを特徴とする請求項１又
は請求項２又は請求項３に記載の電流共振形スイッチン
グ電源回路。
【請求項５】上記インダクタは、ビーズ型のコアに対
してリード線が挿入されて形成されていることを特徴と
する請求項１乃至請求項４の何れかに記載の電流共振形
スイッチング電源回路。
【請求項６】上記絶縁トランスの二次側で得られる直
流出力電圧に基づいて、上記スイッチング手段のスイッ
チング周波数を可変することにより定電圧制御を行うよ
うに構成されていることを特徴とする請求項１乃至請求
項５の何れかに記載の電流共振形スイッチング電源回
路。
【請求項７】上記絶縁トランスの二次側で得られる直
流出力電圧に基づいて、上記絶縁トランスの磁束を可変
して定電圧制御を行うように構成されていることを特徴
とする請求項１乃至請求項５の何れかに記載の電流共振
形スイッチング電源回路。
【請求項８】上記スイッチング手段は他励式による電
流共振形コンバータとされ、上記絶縁トランスの二次側
で得られる直流出力電圧に基づいて、スイッチング駆動
信号を可変させることにより定電圧制御を行うように構
成されていることを特徴とする請求項１乃至請求項５の
何れかに記載の電流共振形スイッチング電源回路。