JPH0974759A

JPH0974759A - スイッチング電源回路

Info

Publication number: JPH0974759A
Application number: JP24512795A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Yasumura; 昌之安村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1995-08-31
Filing date: 1995-08-31
Publication date: 1997-03-18

Abstract

(57)【要約】【課題】スイッチング電源回路の小型／軽量化及び低
コスト化を促進し、力率特性及びリップル成分の抑制、
レギュレ−ション範囲の拡大等の電気的諸特性を向上す
る。【解決手段】力率改善回路１０において一次側直列共
振回路に得られるスイッチング出力を整流出力ラインに
帰還して重畳するための磁気結合トランスＭＣＴに対し
て、スイッチング素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ のための自励発振用の
共振回路を形成する駆動巻線Ｎ_B1〜Ｎ_B2を巻装して、ド
ライブトランスを省略する。また、絶縁コンバータトラ
ンスＰＲＴに制御巻線Ｎ_C を設けてその漏洩磁束を制御
し、一次側直列共振回路のインダクタンス成分を変化さ
せて定電圧制御を行うように構成して、スイッチング周
波数は固定となるようにする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、例えば力率改善が
図られている電流共振形のスイッチング電源回路に関す
るものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、高周波の比較的大きい電流及び電
圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によっ
て、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源装置
としては、大部分がスイッチング方式の電源装置になっ
ている。スイッチング電源はスイッチング周波数を高く
することによりトランスその他のデバイスを小型にする
と共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電
子機器の電源として使用される。

【０００３】ところで、一般に商用電源を整流すると平
滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用
効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。ま
た、歪み電流波形となることによって発生する高調波を
抑圧するための対策が必要とされている。

【０００４】そこで、先に本出願人によりスイッチング
電源回路において力率改善が図られるように構成した発
明が各種提案されており、図９はこれらの発明に基づい
て構成されるスイッチング電源回路の一例を示す回路図
とされる。この電源回路は、例えば負荷電力１３０Ｗ以
上を保証すると共に、交流入力電圧としてＡＣ１００Ｖ
系と２００Ｖ系に共通して対応可能ないわゆるワイドレ
ンジ対応とされる。このため、スイッチングコンバータ
としては、４石のスイッチング素子をフルブリッジ結合
した自励式の電流共振形コンバータとして構成されてい
る。

【０００５】この図９に示すスイッチング電源回路にお
いては、商用交流電源ＡＣに対してコモンモードのノイ
ズを除去するノイズフィルタとしてコモンモードチョー
クコイルＣＭＣとアクロスコンデンサＣ_L が設けられて
いる。商用交流電源ＡＣはブリッジ整流回路Ｄ₁ により
全波整流され、その整流出力は力率改善回路２０を介し
て平滑コンデンサＣｉに充電される。なお力率改善回路
２０の構成及びその動作については後述する。

【０００６】４石のスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ 、Ｑ
₃ 、Ｑ₄ は、フルブリッジ結合型のスイッチングコンバ
ータを形成するスイッチング素子である。図のようにス
イッチング素子Ｑ₁ 及びＱ₂ は、平滑コンデンサＣｉの
正極とアース間に対して、それぞれのコレクタ−エミッ
タを介して直列に接続されている。また、スイッチング
素子Ｑ₃ 及びＱ₄ 側もまた、上記と同様にして接続され
る。

【０００７】そして、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ の各
コレクタ−ベース間にそれぞれ挿入される抵抗Ｒ_S1、Ｒ
_S2は起動抵抗を、またスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ の各
ベース−エミッタ間に挿入されるクランプダイオードＤ
_D1、Ｄ_D2はそれぞれスイッチングオフ時の逆方向電流の
経路を形成するために設けられる。また、抵抗Ｒ_B1、Ｒ
_B2はそれぞれ、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ のベース電
流（ドライブ電流）調整用のダンピング抵抗を示してい
る。そして、Ｃ_B1、Ｃ_B2は共振用の共振コンデンサであ
り、後述するドライブトランスＰＲＴの駆動巻線Ｎ_B1、
Ｎ_B2と共に、自励発振用の直列共振回路を形成してお
り、これらの素子によりスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ の
駆動回路系が形成される。

【０００８】また、スイッチング素子Ｑ₃ 、Ｑ₄ に対し
ても、それぞれ起動抵抗Ｒ_S3、Ｒ_S4、クランプダイオー
ドＤ_D3、Ｄ_D3、ダンピング抵抗Ｒ_B3、Ｒ_B4、共振コンデ
ンサＣ_B3、Ｃ_B4、及び駆動巻線Ｎ_B3、Ｎ_B4が、上述と同
様の接続形態により設けられて、スイッチング素子Ｑ
₃ 、Ｑ₄ の各駆動回路系を形成している。

【０００９】ドライブトランスＰＲＴ（Power Regulati
ng Transformer) はスイッチング素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ を駆動
すると共に、スイッチング周波数を可変制御するドライ
ブトランスを示している。この図の場合には、駆動巻線
Ｎ_B1〜Ｎ_B4及び、駆動巻線Ｎ_B1を巻き上げて形成される
共振電流検出巻線Ｎ_D が巻回され、更にこれらの各巻線
に対して制御巻線Ｎ_C が直交する方向に巻回された直交
型の可飽和リアクトルとされている。このドライブトラ
ンスＰＲＴのスイッチング素子Ｑ₁ 側の駆動巻線Ｎ_B1の
一端はコンデンサＣ_B1に、他端はスイッチング素子Ｑ₁
のエミッタに接続される。また、スイッチング素子Ｑ₂
側の駆動巻線Ｎ_B2の一端はアースに接地されると共に他
端はコンデンサＣ_B2と接続されて、駆動巻線Ｎ_B1と逆の
極性の電圧が出力されるようにされている。また、この
場合の共振電流検出巻線Ｎ_D は、スイッチング素子Ｑ₁
のエミッタとスイッチング素子Ｑ₂ のコレクタの接点に
接続された側の駆動巻線Ｎ_B1の端部を巻き上げて形成さ
れており、この場合、共振電流検出巻線Ｎ_D は、後述す
る磁気結合トランスＭＣＴの一次巻線Ｎ_S の一端に対し
て接続される。

【００１０】また、スイッチング素子Ｑ₃ に対応する駆
動巻線Ｎ_B3の一端は、コンデンサＣ_B3に、他端はスイッ
チング素子Ｑ₃ のエミッタに接続される。また、スイッ
チング素子Ｑ₄ 側の駆動巻線Ｎ_B4の一端はアースに接地
されると共に他端はコンデンサＣ_B4と接続されて、駆動
巻線Ｎ_B3とは逆の極性の電圧が出力されるようになされ
ている。

【００１１】絶縁コンバータトランスＰＩＴ（Power Is
olation Transformer)はスイッチング素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ の
スイッチング出力を二次側に伝送するための絶縁コンバ
ータトランスで、この絶縁コンバータトランスＰＩＴの
一次巻線Ｎ₁ の一端はスイッチング素子Ｑ₃ 、Ｑ₄ のエ
ミッタ−コレクタの接続点と接続され、他端は直列共振
コンデンサＣ₁ を介して磁気結合トランスＭＣＴの一次
巻線Ｎ_S の端部と接続されている。

【００１２】このような接続形態によると、先ず上記直
列共振コンデンサＣ₁ と磁気結合トランスＭＣＴの一次
冠巻線Ｎ_S と、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻
Ｎ₁が直列に接続されるが、これにより、直列共振コン
デンサＣ₁ のキャパシタンスと、磁気結合トランスＭＣ
Ｔの一次巻線Ｎ_S のインダクタンス及び一次巻線Ｎ₁を
巻装した絶縁コンバータトランスＰＩＴのリーケージ・
インダクタンス成分とにより、スイッチング電源回路を
電流共振形とするための一次側直列共振回路を形成する
ようにされる。また、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ およ
びＱ₃ 、Ｑ₄ のスイッチング出力を、絶縁コンバータト
ランスＰＩＴの一次巻線Ｎ₁ に供給するようにしてい
る。

【００１３】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ₁ により二次側に誘起される電圧が、セ
ンタータップが設けられた二次巻線Ｎ₂ と整流ダイオー
ドＤ_3A、Ｄ_3B及び平滑コンデンサＣ₃ により形成される
両波整流回路により直流電圧に変換されて直流出力電圧
Ｅ₀ が得られる。

【００１４】制御回路１は例えば二次側の直流電圧出力
Ｅ_O と、基準電圧を比較してその誤差に応じた直流電流
を、制御電流としてドライブトランスＰＲＴの制御巻線
Ｎ_Cに供給する誤差増幅器である。

【００１５】上記構成のスイッチング電源のスイッチン
グ動作としては、例えばスイッチング素子［Ｑ₁ 、Ｑ
₄ ］の組とスイッチング素子［Ｑ₂ 、Ｑ₃ ］の組が交互
にオン／オフ動作を行うようにされる。例えば、先ず商
用交流電源が投入されると、起動抵抗Ｒ_S1〜Ｒ_S4を介し
てスイッチング素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ のベースにベース電流が
供給されることになるが、仮にスイッチング素子［Ｑ
₁ 、Ｑ₄ ］が先にオンとなったとすれば、スイッチング
素子［Ｑ₂ 、Ｑ₃ ］はオフとなるように制御される。そ
して、スイッチング素子［Ｑ₁ 、Ｑ₄ ］の出力として、
スイッチング素子Ｑ₁ のコレクタ−エミッタ→共振電流
検出巻線Ｎ_D →磁気結合トランスＭＣＴの一次巻線Ｎ_S
→コンデンサＣ₁ →一次巻線Ｎ₁ →スイッチング素子Ｑ
₄ のコレクタ−エミッタ→アースの経路で電流が流れる
が、この際、直列共振回路（磁気結合トランスＭＣＴの
一次巻線Ｎ_S、コンデンサＣ₁ 、一次巻線Ｎ₁ ）を流れ
る共振電流が０となる近傍でスイッチング素子［Ｑ₂ 、
Ｑ₃ ］がオン、スイッチング素子［Ｑ₁ 、Ｑ₄ ］がオフ
となるように制御される。そして、スイッチング素子Ｑ
₂ を介して先とは逆方向に直列共振回路に対して共振電
流が流れる。以降、スイッチング素子［Ｑ₁ 、Ｑ₄ ］及
び［Ｑ₂ 、Ｑ₃ ］が交互にオンとなる自励式のスイッチ
ング動作が開始される。このように、平滑コンデンサＣ
ｉの端子電圧を動作電源としてスイッチング素子［Ｑ
₁ 、Ｑ₄ ］及び［Ｑ₂ 、Ｑ₃ ］が交互に開閉を繰り返す
ことによって、絶縁コンバータトランスの一次側巻線Ｎ
₁ に共振電流波形に近いドライブ電流を供給し、二次側
の二次巻線Ｎ₂ に交番出力を得る。

【００１６】また、二次側の直流出力電圧Ｅ_O が低下し
た時や重負荷時の場合には、制御回路１によって制御巻
線Ｎ_C に流れる電流が制御され、スイッチング周波数が
低くなるよう（共振周波数に近くなるように）に制御さ
れ、一次巻線Ｎ₁ に流すドライブ電流が増加するように
制御して、定電圧化を図っている（スイッチング周波数
制御方式ということにする）。なお、このスイッチング
電源回路におけるスイッチング周波数としては、例え
ば、１００ＫＨｚ〜２５０ＫＨｚの範囲で可変制御が行
われるように構成されているものとする。

【００１７】また、力率改善は力率改善回路２０により
なされる。この力率改善回路２０においては、図のよう
にブリッジ整流回路Ｄ₁ の正極の出力端子と平滑コンデ
ンサＣｉの正極間のラインに対して、フィルタチョーク
コイルＬ_N 、高速リカバリ型ダイオードＤ₂ 、力率改善
用のチョークコイルとして作用する磁気結合トランスＭ
ＣＴの二次巻線Ｎ_P が直列に設けられる。また、フィル
タコンデンサＣ_N が、フィルタチョークコイルＬ_N と高
速リカバリ型ダイオードＤ₂ の接続点と平滑コンデンサ
Ｃｉの正極間に挿入されており、このフィルタコンデン
サＣ_N 及びフィルタチョークコイルＬ_N によりノーマル
モードのＬＣローパスフィルタを形成している。

【００１８】このＬＣローパスフィルタは、スイッチン
グ周波数の高周波ノイズがＡＣラインに流入するのを阻
止するためのものとされる。また、高速リカバリ型ダイ
オードＤ₂ は、全波整流出力ラインに後で述べるスイッ
チング周期の高周波電流が流れることに対応している。

【００１９】共振用コンデンサＣ₂ は、図のように、次
に説明する磁気結合トランスＭＣＴの二次巻線Ｎ_P と並
列に接続されて、この二次巻線Ｎ_P と共に並列共振回路
を形成する。この並列共振回路の共振周波数は、例えば
スイッチング電源の共振周波数とほぼ同じ周波数に設定
されている。なお、その動作については後述する。

【００２０】磁気結合トランスＭＣＴは、スイッチング
出力を整流ライン側に帰還するために設けられるものと
され、本来、絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次巻線
を一次巻線Ｎ_S とし、整流出力ラインに直列挿入したチ
ョークコイルに相当する二次巻線Ｎ_P としたものを、フ
ェライトコアによって例えば１：１の巻線比で磁気的に
密結合したものとされる。この磁気結合トランスＭＣＴ
の一次巻線Ｎ_S は、前述のように直列共振コンデンサＣ
₁ 及び絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ₁ と
直列に接続されて直列共振回路を形成しており、その一
端が電流検出巻線Ｎ_D に対して接続されている。これに
より、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ₁ に
得られるスイッチング出力が、磁気結合トランスＭＣＴ
の一次巻線Ｎ_S に伝送可能とされている。

【００２１】また、共振用コンデンサＣ₂ は、図のよう
に磁気結合トランスＭＣＴの二次巻線Ｎ_R と並列に接続
されて、この二次巻線Ｎ_R と共に並列共振回路を形成す
る。この並列共振回路の共振周波数はスイッチング電源
の共振周波数とほぼ同じ周波数に設定されている。な
お、その動作については後述する。

【００２２】そして力率改善動作としては次のようにな
る。絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ₁ に得
られるスイッチング電圧は、直列共振コンデンサＣ₁ を
介して磁気結合トランスＭＣＴの一次巻線Ｎ_S に供給さ
れることになる。そして、磁気結合トランスＭＣＴにお
いては、この一次巻線Ｎ_S に得られたスイッチング電圧
を二次巻線Ｎ_P に励起するようにされる。これにより、
スイッチング出力は、磁気結合トランスＭＣＴを介して
全波整流ラインに対して重畳するようにして帰還され、
高速リカバリ型ダイオードＤ₂ によりスイッチング周期
で全波整流出力を断続する動作が得られることになる。
従って、ブリッジ整流回路Ｄ₁ で整流された全波整流電
圧は、上記磁気結合トランスＭＣＴの二次巻線Ｎ_P によ
りスイッチング電圧が重畳されて平滑コンデンサＣｉに
充電が行われることになる。そして、このスイッチング
電圧の重畳分によって、平滑コンデンサＣｉの端子電圧
をスイッチング周期で引き下げることになる。すると、
ブリッジ整流回路Ｄ₁ の整流電圧レベルよりコンデンサ
Ｃｉの端子電圧が低下している期間に充電電流が流れる
ようになり、平均的な交流入力電流の導通角が拡大して
ＡＣ電圧波形に近付くことによって力率改善が図られる
ことになる。

【００２３】そして、このような方式により力率改善を
行う電源回路では、軽負荷時にスイッチング周波数が高
くなるように制御されることから、絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴのドライブ電流が小さくなるが、このドライ
ブ電流によって全波整流出力ラインに流れるスイッチン
グ電流も小さいものになる。したがって、軽負荷時には
平均的な充電電流のレベルが小さくなり、重負荷時には
充電電流が大きくなるため、特に軽負荷時に平滑コンデ
ンサＣｉの端子電圧が異常に上昇する現象を解消し、通
常のＭＳ（マグネット−スイッチ）方式による力率改善
方式では困難だったレギュレーションの改善を行うこと
ができる。

【００２４】また、この回路では、ＬＣローパスフィル
タ回路（フィルタチョークコイルＬ_N 及びフィルタコン
デンサＣ_N ）を、ブリッジ整流回路Ｄ₁ の整流出力側に
設けるようにしている。このような構成によれば、ブリ
ッジ整流ダイオードＤ₁ の整流出力端子と平滑コンデン
サＣｉ間のラインに、フィルタチョークコイルＬ_N 、高
速リカバリ型ダイオードＤ₂ 、磁気結合トランスＭＣＴ
の二次巻線Ｎ_P が直列に接続されて挿入されていること
になるが、これら素子の各抵抗成分を合成して得られる
値を、電源オン時の突入電流を所要のレベルにまで抑制
することのできるようなものに設定することで、通常Ａ
Ｃラインに挿入すべき突入電流制限抵抗を省略すること
が可能となり、また、電力消費が上記各素子の抵抗成分
により分散されるため、発熱も抑えられる。

【００２５】そして、フィルタコンデンサＣ_N の一端は
直接アースに接地せずに、図のように平滑コンデンサＣ
ｉの正極に接続されているが、これによりフィルタコン
デンサＣ_N の両端にかかる電圧は、ＬＣローパスフィル
タ回路がＡＣライン側に挿入されている場合よりも低い
ものとすることができる。

【００２６】また、磁気結合トランスＭＣＴの二次巻線
Ｎ_P の自己インダクタンスと接続されている共振用コン
デンサＣ₂ からなる並列共振回路は、負荷変動に対応し
て、その共振インピーダンスが変化するようにされてお
り、このスイッチング電源の負荷が軽くなった時に、整
流平滑ラインに帰還されるスイッチング電圧を抑圧する
ようにしており、軽負荷時の平滑コンデンサＣｉの端子
電圧Ｅｉの上昇を抑制することが可能とされている。

【００２７】

【発明が解決しようとする課題】ところで、機器のサイ
ズやコスト等の観点によれば、スイッチング電源回路に
おいてもできるだけ部品点数を削減したり、小型や安価
な部品を使用する等して、小型／軽量化及び低コスト化
を図ることが好ましい。また、例えば交流入力電圧の変
化に対応する二次側直流出力電圧のリップル成分の抑制
や、負荷変動に対する力率特性や入力平滑直流電圧（一
次側平滑コンデンサの両端電圧）の安定性等、各種電気
的特性面においても向上が図られることが好ましい。

【００２８】

【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記した
問題点を解決するため、商用電源を整流する整流回路
と、整流回路の出力を平滑する平滑回路と、スイッチン
グ素子とスイッチング素子を駆動する自励発振回路を備
え、平滑回路手段より出力される電圧を断続するスイッ
チングコンバータと、少なくとも絶縁コンバータトラン
スの一次巻線と直列共振コンデンサによりスイッチング
コンバータを電流共振形とする直列共振回路と、直列共
振回路と直列に接続される第一の巻線と、整流回路の正
極と平滑回路の平滑コンデンサの正極間のラインに直列
に挿入される第二の巻線と、上記自励発振回路を形成す
る巻線とを巻装した磁気結合トランスと、磁気結合トラ
ンスの第二の巻線に得られるスイッチング出力により、
平滑コンデンサを充電する充電電流を断続する高速リカ
バリ型整流素子と、直列共振回路のインダクタンス成分
を可変することにより、直流出力電圧の定電圧化を図る
ように構成された定電圧制御部とを備えてスイッチング
電源回路を構成することとした。この構成に対して、商
用電源に流入するスイッチング出力を阻止するように形
成されるローパスフィルタを設けることとした。またこ
の際、定電圧制御回路としては、直列共振回路のインダ
クタンス成分を可変することにより、直流出力電圧の定
電圧化を図るように構成することとした。

【００２９】あるいは、絶縁トランスに対して自励発振
回路を形成するインダクタンス素子を巻装し、磁気結合
トランスとしては上記直列共振回路と直列接続される
一次巻線と上記整流手段の正極と上記平滑手段の平滑コ
ンデンサの正極間のラインに直列に挿入される二次巻線
とを磁気結合するように巻装して構成することとした。
そして、上述の構成を４石のスイッチング素子のフルブ
リッジ結合により形成された電流共振形スイッチングコ
ンバータに対して適用することとした。

【００３０】そして、上記構成によれば、例えばワイド
レンジ及び重負荷に対応可能なフルブリッジ式の自励式
電流共振形コンバータと磁気結合トランスを備えたスイ
ッチング電源回路などにおいて、絶縁トランスや磁気結
合トランスによりスイッチング素子を駆動することが可
能となるため、ドライブトランスを省略することが可能
となる。また、スイッチング周波数は固定として、一次
側直列共振回路のインダクタンスを制御して定電圧化を
図るようにされることから、交流入力電圧及び負荷の変
化に対する力率の変化率が抑制される。

【００３１】

【発明の実施の形態】図１は、本発明のスイッチング電
源回路の実施の形態を示す回路図とされる。この図に示
す電源回路は、先に先行技術として図９に示した電源回
路と同様に、例えば負荷電力１３０Ｗ以上を保証し、ま
た、交流入力電圧としてＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系に
共通して対応するワイドレンジ対応とされる。このた
め、４石のスイッチング素子をフルブリッジ結合した自
励式の電流共振形コンバータが備えられている。なお、
図９と同一部分は同一符号を付して説明を省略する。

【００３２】この図に示す力率改善回路１０において
は、ブリッジ整流回路Ｄ₁ の正極出力端子と平滑コンデ
ンサＣｉの正極間のライン、つまり全波整流出力ライン
に対して、フィルタチョークコイルＬ_N 、高速リカバリ
型ダイオードＤ₂ 、磁気結合トランスＭＣＴの二次巻線
Ｎ_P が直列接続して挿入される。また、フィルタコンデ
ンサＣ_N が、フィルタチョークコイルＬ_N と高速リカバ
リ型ダイオードＤ₂ の接続点と平滑コンデンサＣｉの正
極間に挿入されており、このフィルタコンデンサＣ_N 及
びフィルタチョークコイルＬ_N によりノーマルモードの
ＬＣローパスフィルタを形成するようにされる。このＬ
Ｃローパスフィルタによって、スイッチング周波数の高
周波ノイズがＡＣラインに流入するのを阻止するように
される。高速リカバリ型ダイオードＤ₂ は、全波整流出
力ラインにスイッチング周期の高周波電流Ｉ₂ が流れる
ことに対応して設けられる。

【００３３】また、この力率改善１０においては、磁気
結合トランスＭＣＴの二次巻線Ｎ_Rに対して共振用コン
デンサＣ₂ が並列に接続されて並列共振回路を形成して
おり、この並列共振回路の共振周波数は例えばスイッチ
ングコンバータの直列共振回路とほぼ同じ周波数に設定
されている。

【００３４】本実施の形態の力率改善１０に設けられる
磁気結合トランスＭＣＴとしては、図のように、一次巻
線Ｎ_S 及び二次巻線Ｎ_P に加えて、スイッチング素子Ｑ
₁ 〜Ｑ₄ を自励発振により駆動する共振回路を形成する
駆動巻線Ｎ_B1、Ｎ_B2、Ｎ_3B、Ｎ_B4が設けられて、これら
各巻線が磁気的に密結合されるように巻装されている。
この場合、磁気結合トランスＭＣＴの一次巻線Ｎ_S の一
端は、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ のエミッタ−コレク
タの接続点に対して接続され、他端は直列共振コンデン
サＣ₁ を介して、絶縁コンバータトランスＰＲＴの一次
巻線Ｎ₁ に対して直列に挿入されている。これにより、
一次巻線Ｎ_S に対してはスイッチング素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ の
フルブリッジ結合によるスイッチングコンバータのスイ
ッチング出力が供給される。従って、この場合にも図９
の場合と同様に、直列共振コンデンサＣ₁ 、磁気結合ト
ランスＭＣＴの一次巻線Ｎ_S 、及び絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴの一次巻線により、一次側直列共振の回路が
形成されることになる

【００３５】また、本実施の形態においては、一次側の
スイッチング出力により得られた交番電圧を二次側に励
起して伝送するための絶縁コンバータトランスＰＲＴ
は、その一次巻線Ｎ₁ 及び二次巻線Ｎ₂ に対して直交す
るように制御巻線Ｎ_C を巻装して構成され、後述するよ
うにして定電圧制御を行うようにされる。

【００３６】上記のような接続形態による力率改善回路
１０においては、先ず、磁気結合トランスＭＣＴの一次
巻線Ｎ_S に得られたスイッチング出力によって、スイッ
チング周期の電圧が磁気結合トランスＭＣＴの二次巻線
Ｎ_P に励起され、これにより、図９で説明したのと同様
にして磁気結合トランスＭＣＴを介して全波整流ライン
に対してスイッチング出力を帰還するようにして重畳す
ることになる。従って、本実施の形態の力率改善回路１
０の力率改善動作としては、図９における力率改善回路
２０の場合と同様の作用によって力率改善が図られるこ
とになる。また、本実施の形態の磁気結合トランスＭＣ
Ｔに対しては、前述のように駆動巻線Ｎ_B1、Ｎ_B2、
Ｎ_3B、Ｎ_B4が巻装されていることで、スイッチング素子
Ｑ₁ 〜Ｑ₄ を駆動するためのドライブトランスとしての
機能動作も兼用するようにされる。この場合、スイッチ
ング素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ のスイッチング周波数は固定とされ
ることになり、例えば実際にはスイッチング周波数は１
５０ＫＨｚとなるように、駆動巻線Ｎ_B1〜Ｎ_B4のインダ
クタンスと共振コンデンサＣ_B1〜Ｃ_B4のキャパシタンス
が選定される。このため、本実施の形態においては、先
に先行技術として示した図９の電源回路においてスイッ
チング素子の駆動と、定電圧制御のためのスイッチング
周波数の可変を行っていたドライブトランスＰＲＴが省
略されることになる。例えばドライブトランスＰＲＴ
は、駆動巻線を４組巻装する必要があり、これら駆動巻
線に対して制御巻線を絶縁距離が確保された状態で巻装
する必要があるため、大型化していた。このため本実施
の形態では基板サイズを図９の場合と比較して、大幅に
縮小することが可能となる。

【００３７】また、本実施の形態における定電圧制御と
しては、上述のようにスイッチング周波数は固定とし
て、絶縁コンバータトランスＰＲＴにより行うようにさ
れる。例えば、直流出力電圧Ｅ_O は交流入力電圧及び負
荷電力の変化に応じて変動するものであるが、本実施の
形態の制御回路１では入力される直流出力電圧Ｅ_O の変
化に応じたレベルの制御電流を、絶縁コンバータトラン
スＰＲＴに巻装した制御巻線Ｎ_C に対して供給するよう
にされる。これにより、絶縁コンバータトランスＰＲＴ
においてはその漏洩磁束の密度が変化するようにされ
る。この漏洩磁束の密度が変化される結果、磁気結合ト
ランスＭＣＴの一次巻線Ｎ_S 、絶縁コンバータトランス
ＰＲＴの一次巻線Ｎ₁ の合成インダクタンスと、直列共
振コンデンサＣ₁ のキャパシタンスにより形成される一
次側直列共振回路の共振周波数が可変制御されることに
なるが、これにより、直流出力電圧Ｅ_O の定電圧制御を
行うことが可能とされる。

【００３８】図２は、上記図１に示した本実施の形態の
要部の動作を商用電源周期により示す波形図とされる。
例えば、図２（ａ）に示すように交流入力電圧Ｖ_ACが供
給されている場合、整流出力ラインにおいて高速リカバ
リ型ダイオードＤ₂ を流れる電流Ｉ₂ は、図２（ｂ）に
示すように、交流入力電圧Ｖ_ACの絶対値が平滑コンデン
サＣｉの両端電圧Ｅｉよりも高いとされるτ期間におい
て、帰還されたスイッチング出力の作用による高速リカ
バリ型ダイオードＤ₂ のスイッチング動作が行われるこ
とにより、スイッチング周期の高周波成分が重畳された
波形となる。また、共振用コンデンサＣ₂ の両端電圧に
相当する電圧Ｖ₂ は、図２（ｃ）に示すようなスイッチ
ング周期の高周波成分が重畳された波形となる。そし
て、共振用コンデンサＣ₂ と高速リカバリ型ダイオード
Ｄ₂ の接続点から一次側アース電位に相当する電圧Ｖ₃
は図２（ｃ）に示すように上記電圧Ｖ₂ のピーク値の抱
絡線が相当する。また、整流平滑電圧Ｅｉ（平滑コンデ
ンサＣｉの両端電圧）は、ブリッジ整流回路Ｄ₁ の出力
電圧である全波整流電圧Ｖ₁ に対して、磁気結合トラン
スＭＣＴの二次巻線Ｎ_P によるスイッチング周期の高周
波電圧を重畳して得られる電圧値の平均値の絶対値とさ
れて、図２（ｃ）に示すようなレベルとなる。そして、
交流入力電流Ｉ_ACは先に図２（ｂ）に示した高速リカバ
リ型ダイオードＤ₂ を流れる電流Ｉ₂ の平均値となり、
結果として図２（ｄ）に示すように、τ期間において電
流が流れるようにされ、これによって交流入力電流の平
均が交流入力電圧波形に近付くこととなって、実際には
力率改善が図られる程度に導通角が拡大されることにな
る。例えば具体的には、図に示すように商用交流電源の
半サイクルが１０ｍｓである場合には、τ期間を５ｍｓ
とすれば０．８程度の力率が得られるようにされる。

【００３９】また、図３及び図４はそれぞれ、図２に示
した時点ｔ₁ 及び時点ｔ₂ の時間軸を拡大してスイッチ
ング周期により示す動作波形図とされる。図２において
時点ｔ₁ はτ期間における一時点とされ、時点ｔ₂ はτ
期間以外の期間であり交流入力電圧Ｖ_ACが０Ｖとなる周
期πにおける時点とされる。この場合、スイッチング周
期は前述のように１５０ＫＨｚとされることから、１周
期は各図に記すように６．７μｓとなる。τ期間におけ
る一時点である時点ｔ₁ においては、磁気結合トランス
ＭＣＴの一次巻線Ｎ_S 、絶縁コンバータトランスＰＲＴ
の一次巻線Ｎ₁ の合成インダクタンスと、直列共振コン
デンサＣ₁ のキャパシタンスにより形成される直列共振
回路に流れる直列共振電流Ｉ_O としては、図３（ｂ）に
示されるように、スイッチング周波数に応じた正弦波状
の電流が流れる。そして、整流ライン側の高速リカバリ
型ダイオードＤ₂ を流れる電流Ｉ₂ は、図３（ａ）に示
す波形によりスイッチング周期ごとに流れるものとされ
る。また、時点ｔ₁ においては図３（ｂ）から分かるよ
うに、全波整流電圧Ｖ₁ と整流平滑電圧Ｅｉのレベルが
同一となる、また、共振用コンデンサＣ₂ の両端電圧Ｖ
₂ は、スイッチング周期における電流Ｉ₂ の非導通期間
に対応して、図３（ｂ）に示すように、全波整流電圧Ｖ
₁ に対して突起状の波形が重畳した電圧波形となる。

【００４０】また、交流入力電圧がＯＶとなる周期πに
おける時点ｔ₂ では、図４（ｂ）に示される直列共振電
流Ｉ_O は、上記図３（ｂ）に示したと同様の波形により
流れるものとされるが、電流Ｉ₂ としては図４（ａ）に
示すように０レベルが継続されることになる。そして、
共振用コンデンサＣ₂ の両端電圧Ｖ₂ は図４（ｂ）に示
すように全波整流電圧Ｖ₁ に対して正弦波状の電圧が重
畳された波形とされ、この場合の整流平滑電圧Ｅｉは全
波整流電圧Ｖ₁ に対して電圧Ｖ₂ の重畳分が平均的に重
畳されたようなレベルとして得られる。

【００４１】図５は、図１に示したスイッチング電源回
路の交流入力電圧Ｖ_ACに対する力率特性を、先に先行技
術として示した図９の電源回路と比較して示す図であ
る。この場合には負荷電力がパラメータとされており、
負荷電力Ｐ_O ＝２４０Ｗ時と負荷電力Ｐ_O ＝６０Ｗ時と
で、それぞれ図１の電源回路の特性を実線で示し、図９
の電源回路の特性を破線で示すようにされる。この図か
ら分かるように、図９の電源回路においては、先ず、重
負荷時とされる負荷電力Ｐ_O ＝２４０Ｗ時と、軽負荷時
とされる負荷電力Ｐ_O ＝６０Ｗ時の場合とで力率特性に
大きな差がある。また、例えば負荷電力Ｐ_O ＝２４０Ｗ
の重負荷時とされる場合において、交流入力電圧Ｖ_AC＝
２３０Ｖ時に力率ＰＦ＝０．８となるように所要の素子
を選定すると、交流入力電圧Ｖ_AC＝１００Ｖ時には力率
ＰＦ＝０．９５にまで向上されるような特性となる。こ
のため、交流入力電圧Ｖ_ACが、例えば１８０Ｖ以下とな
るような場合には直流出力電圧Ｅ_O に重畳される交流リ
ップル成分が増大する。これは、図９の電源回路が前述
したスイッチング周波数制御方式により、スイッチング
周波数１００ＫＨｚ〜２５０ＫＨｚの範囲で、低交流入
力電圧時、重負荷時にはスイッチング周波数が低くなる
ように制御し、また、高交流入力電圧時、軽負荷時には
スイッチング周波数が高くなるように制御することで直
流出力電圧Ｅ_O の定電圧化を図っていることに起因す
る。そして、図９の電源回路では上記交流リップル成分
を抑制するため、二次側の平滑コンデンサについてキャ
パシタンスを増加して耐圧向上したものを選定したり、
制御回路１のゲインを向上させる必要がある。

【００４２】これに対して、図１に示した電源回路は、
前述したようにインダクタンス制御方式による定電圧制
御を行って、交流入力電圧の上昇に応じて絶縁コンバー
タトランスＰＲＴにおけるインダクタンスが増加するよ
うにしており、スイッチング周波数は固定とされている
ことから、一次側直列共振回路を流れる直列共振電流Ｉ
_O は一定となるようにされる。これにより、図５の２本
の実線に示すように交流入力電圧Ｖ_ACの変動に対して力
率はほぼ一定となるようすることが可能となる。この場
合には、交流入力電圧Ｖ_AC１００Ｖ時において、負荷電
力Ｐ_O ＝６０Ｗ時に力率ＰＦ＝０．８となり、負荷電力
Ｐ_O ＝２４０Ｗ時に力率０．８５程度となるように、磁
気結合トランスＭＣＴの一次巻線Ｎ_S 、二次巻線Ｎ_P 及
び共振用コンデンサＣ₂ が選定されている。従って、低
交流入力電圧時において直流出力電圧Ｅ_O に現れる交流
リップル成分は抑制されて、二次側の平滑コンデンサの
キャパシタンスの増加や耐圧向上を図ったり、制御回路
１のゲインを向上させる必要はなくなり、それだけ低コ
スト化及び部品の小型化が図られる。

【００４３】また、図１の電源回路の場合には上記磁気
結合トランスＭＣＴの二次巻線Ｎ_Pと共振用コンデンサ
Ｃ₂ による並列共振回路の並列共振インピーダンスは、
例えば負荷変動に応じた整流平滑電圧Ｅｉの変動に対し
てほぼ一定とされることから、図５に示されるように、
軽負荷時である負荷電力Ｐ_O ＝６０Ｗ時と重負荷時であ
る負荷電力Ｐ_O ＝２４０Ｗ時とでの力率特性の差も僅か
なものとなっており、負荷変動に対しても力率特性の変
動を小さいものとしている。

【００４４】また図６に、図１の電源回路の交流入力電
圧Ｖ_ACに対する整流平滑電圧Ｅｉの変動特性を図９の電
源回路と比較して示す。この場合には負荷電力がパラメ
ータとされて、負荷電力Ｐ_O ＝２４０Ｗ時と負荷電力Ｐ
_O ＝６０Ｗ時とで、それぞれ図１の電源回路の特性を実
線で、図９の電源回路の特性を破線で示している。例え
ば図９の回路の場合、前述したように磁気結合トランス
ＭＣＴの二次巻線Ｎ_P と共振用コンデンサＣ₂ の並列共
振回路により、軽負荷時の整流平滑電圧Ｅ_i の上昇を抑
制してその変動率の抑制を図っているが、このために図
６の破線に示すように交流入力電圧Ｖ_AC＝２４０Ｖの＋
２０％であるＶ_AC＝２８８Ｖでは整流平滑電圧Ｅ_i ＞４
００Ｖとなって一次側のコンデンサＣ_i の耐圧向上が必
要となる。これに対して、図１の回路ではこれまで説明
した回路構成とされていることで軽負荷時である負荷電
力Ｐ_O ＝６０Ｗ時と重負荷時である負荷電力Ｐ_O ＝２４
０Ｗ時の何れの条件においても、交流入力電圧Ｖ_ACに対
する整流平滑電圧Ｅｉの変動率が抑制されている。ま
た、図１の電源回路の負荷電力Ｐ_O ＝６０Ｗ時と重負荷
時である負荷電力Ｐ_O ＝２４０Ｗ時の特性を比較して
も、整流平滑電圧Ｅｉのレベル差は僅かなものとなって
いる。これにより、本実施の形態では一次側の平滑コン
デンサＣ_i について耐圧向上したものを選定する必要は
なくなる。

【００４５】ところで、前述のように図９に示した電源
回路では、例えばスイッチング周波数１００ＫＨｚ〜２
５０ＫＨｚの範囲でスイッチング周波数制御方式による
定電圧制御を行っていることから、このスイッチング周
波数の範囲で適正な動作が得られるように素子が選定さ
れており、例えば具体的には、下限のスイッチング周波
数１００ＫＨｚに対応してコモンモードチョークコイル
ＣＭＣ、フィルタチョークコイルＬ_N 、磁気結合トラン
スＭＣＴ、絶縁コンバータトランスＰＩＴ、ドライブト
ランスＰＲＴなどのリアクタ、及びアクロスコンデンサ
Ｃ_L 、フィルタコンデンサＣ_N 、共振用コンデンサＣ
₂ 、共振コンデンサＣ_B1〜Ｃ_B4などのフィルムコンデン
サが選定されるため、これらの素子が比較的大型化して
いた。これに対して、図１に示した電源回路ではスイッ
チング周波数は、例えば、図９の下限スイッチング周波
数１００ＫＨｚより高い、１５０ＫＨｚとして固定され
ていることから、上記した各リアクタやコンデンサ等の
各種素子について、例えば、より小さなインダクタン
ス、キャパシタンスのものを選定することが可能であ
り、従ってこれら素子を小型部品により構成することが
できる。

【００４６】図７は本発明の他の実施の形態としてのス
イッチング電源回路の構成を示す回路図とされ、この場
合も先の図９及び図１に示した場合と同様に、スイッチ
ングコンバータは４石のスイッチング素子をフルブリッ
ジ結合した自励式の電流共振形コンバータとされてい
る。なお、図９及び図１と同一部分は同一符号を付して
説明を省略する。この図７に示す電源回路における力率
改善回路１１の構成としては、先に図９に示した力率改
善回路１１と同様の素子及び接続形態によって形成され
ていることから説明を省略する。

【００４７】この実施の形態においては、各スイッチン
グ素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ を駆動する自励発振回路を共振コンデ
ンサＣ_B1〜Ｃ_B4とによって形成する駆動巻線Ｎ_B1〜Ｎ_B4
が、それぞれ図のように、絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔに対して設けられており、これら駆動巻線Ｎ_B1〜Ｎ_B4
が、その一次巻線Ｎ₁ 及び二次巻線Ｎ₂ に対して磁気的
に密結合されて巻装される。これにより、図１の電源回
路の場合と同様にしてドライブトランスを削除した構成
とした上でスイッチング素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ を駆動すること
が可能となる。

【００４８】ところで、上記のような絶縁コンバータト
ランスＰＩＴを備えた電源回路に対して、例えば図１の
ように制御巻線Ｎ_C を設けてインダクタンス制御方式に
よる定電圧制御を行おうとすると、絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴに巻装した上記駆動巻線Ｎ_B1〜Ｎ_B4のインダ
クタンスが変化してスイッチング素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ のスイ
ッチング周波数に影響を与えることから、本実施の形態
では、被制御巻線Ｎ_Rに対して制御巻線Ｎ_C をその巻回
方向が直交するように巻装して構成した可飽和リアクト
ルとしての直交型制御トランスＰＲＴを設け、この直交
型制御トランスＰＲＴによってインダクタンス制御を行
うようにされる。なお、直交型制御トランスＰＲＴのコ
アとしては例えばフェライト材が用いられる。

【００４９】上記直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻
線Ｎ_R は、図のように絶縁コンバータトランスＰＩＴの
一次巻線Ｎ₁ に対して直列に接続される。従って、本実
施の形態の場合には、直列共振コンデンサＣ₁ のキャパ
シタンスと、上記絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ₁ によるリーゲージ・インダクタンス、直交型制
御トランスＰＲＴの被制御巻線Ｎ_R 及び磁気結合トラン
スＭＣＴの一次巻線Ｎ_S の合成インダクタンスとによっ
て一次側直列共振回路が形成されることになる。

【００５０】このような構成の場合、例えば制御回路１
から直流出力電圧Ｅ_O の変化に応じらレベルの制御電流
が直交型制御トランスＰＲＴの制御巻線Ｎ_C に対して供
給されることになる。そして、これにより被制御巻線Ｎ
_R のインダクタンスが可変される結果、一次側直列共振
回路の共振条件を制御するようにされるが、この作用に
よって直流出力電圧Ｅ_O の定電圧化を図るようにされて
いる。

【００５１】そして、この図７に示すような電源回路の
構成とされても、先の磁気結合トランスの形態として示
した図１の電源回路において図５及び図６にて説明した
と同様の特性が得られるものとされ、また、コモンモー
ドチョークコイルＣＭＣ、フィルタチョークコイルＬ
_N 、磁気結合トランスＭＣＴ、絶縁コンバータトランス
ＰＩＴ、ドライブトランスＰＲＴなどのリアクタ、及び
アクロスコンデンサＣ_L、フィルタコンデンサＣ_N 、共
振用コンデンサＣ₂ 、共振コンデンサＣ_B1〜Ｃ_B4などの
インピーダンス素子を、図９の場合よりも小型化するこ
とができる。

【００５２】図８は本発明のスイッチング電源回路の更
に他の実施の形態を示す回路図とされ、この場合も、先
に図１及び図７に示した電源回路と同様に４石のスイッ
チング素子をフルブリッジ結合した自励式の電流共振形
コンバータが用いられる。なお、図９及び図１と同一部
分は同一符号を付して説明を省略する。また、この場合
には図１の電源回路と同様にして、絶縁コンバータトラ
ンスＰＲＴに対して制御巻線Ｎ_C を一次巻線及び二次巻
線に対して直交するようにして巻装して構成している。

【００５３】この実施の形態のスイッチング電源回路に
設けられる力率改善回路１２においては、フィルタチョ
ークコイルＬ_N 、フィルタコンデンサＣ_N 、高速リカバ
リ型ダイオードＤ₂ 、共振用コンデンサＣ₂ の接続形
態、及び駆動巻線Ｎ_B1〜Ｎ_B4が巻装された磁気結合トラ
ンスＭＣＴの構造については、先に図１に示した電源回
路における力率改善回路１０と同様とされる。この場
合、絶縁コンバータトランスＰＲＴの一次巻線Ｎ₁ の一
端が直列共振コンデンサＣ₁ を介して、磁気結合トラン
スＭＣＴの一次巻線Ｎ_S の端部とスイッチング素子Ｑ
₁ 、Ｑ₂ のエミッタ−コレクタの接続点に対して接続さ
れ、また、その他端がスイッチング素子Ｑ₃ 、Ｑ₄ のエ
ミッタ−コレクタの接続点に対して接続される。なお、
この実施の形態では、次に説明する第２の一次側直列共
振回路と区別するために、絶縁コンバータトランスＰＲ
Ｔの一次巻線Ｎ₁ のリーケージインダクタンスと直列共
振コンデンサＣ₁ のキャパシタンスからなる一次側直列
共振回路については、第１の一次側直列共振回路という
ことにする。

【００５４】そして、本実施の形態においては、第２の
直列共振コンデンサＣ_1AとチョークコイルＣＨを直列接
続して形成される第２の一次側直列共振回路が設けら
れ、この第２の一次側直列共振回路は、図のように第２
の直列共振コンデンサＣ_1A側の端部が磁気結合トランス
ＭＣＴの一次巻線Ｎ_S と接続され、チョークコイルＣＨ
側の端部がスイッチング素子Ｑ₃ 、Ｑ₄ のエミッタ−コ
レクタの接続点に対して接続される。つまり、この図の
スイッチング電源回路においては、絶縁コンバータトラ
ンスＰＲＴの一次巻線Ｎ₁ と直列共振コンデンサＣ₁ か
らなる一次側直列共振回路と、上記第２の一次側直列共
振回路が磁気結合トランスＭＣＴの一次巻線Ｎ_S に対し
て並列に設けられるものとされる。なお、この場合の第
２の直列共振回路の共振周波数としては、第１の一次側
直列共振回路により設定される共振周波数と同様となる
ように、チョークコイルＣＨのインダクタンスと直列共
振コンデンサＣ_1Aのキャパシタンスが選定される。

【００５５】このような構成の電源回路においては、こ
れまで図１及び図７に示した実施の形態の電源回路と同
様にスイッチング周波数は固定とされ、直流出力電圧Ｅ
_O の変動に応じて制御回路１より制御巻線Ｎ_C に供給す
る制御電流レベルを可変し、これにより、絶縁コンバー
タトランスＰＲＴの一次巻線Ｎ₁ を含む第１の一次側直
列共振回路のインダクタンス成分を制御することによっ
て、定電圧制御が行われるようにされる。また、チョー
クコイルＣＨと直列共振コンデンサＣ_1Aよりなる第２の
直列共振回路は、主として力率改善のためのスイッチン
グ出力をＪＪＭＣＴの一次巻線Ｎ_S に供給する経路とな
る。これにより、磁気結合トランスＭＣＴの一次巻線Ｎ
_Sから二次巻線Ｎ_P にスイッチング周期の交番電圧が励
起され、スイッチング出力が整流出力ラインに重畳する
ようにして帰還されることになる結果、これまで説明し
てきた図１及び図７の電源回路と同様にして力率改善が
図られることになる。また、この電源回路の場合、一次
側の直列共振電流としては上記並列接続された第１及び
第２の一次側直列共振回路をそれぞれ流れる共振電流を
合成したものとなるが、これにより絶縁コンバータトラ
ンスＰＲＴの一次巻線Ｎ₁ を含む第１の一次側直列共振
回路に重畳される商用電源周期のリップル成分が減少す
ることになる。これにより、本実施の形態の特性として
は直流出力電圧Ｅ_O の交流リップル電圧の抑制率がより
向上されることになる。そして、これに伴ってレギュレ
−ション範囲も拡大されることになる。

【００５６】なお、本実施の形態の電源回路において
も、先に図５及び図６にて説明したと同様の特性が得ら
れ、前述した各種インピーダンス素子の小型化も図られ
るものである。

【００５７】また、本発明のスイッチング電源回路は力
率改善回路の接続形態、定電圧制御の構成など、上記各
実施の形態に示したものに限定されるものではなく、他
の組み合わせパターンによって構成される電源回路に対
しても適用が可能とされる。また、上記各実施の形態に
おいては所要以上の負荷電力対応及びワイドレンジ対応
とするために、４石のスイッチング素子をフルブリッジ
結合した自励式電流共振形コンバータの構成が示されて
いるが、２石のスイッチング素子をハーフブリッジ結合
した自励式電流共振形コンバータに対して適用すること
も可能とされる。また、ここでは図示しないが倍電圧整
流回路を備えた電源回路に対しても適用可能である。さ
らには、自励式の電圧共振形コンバータに対して適用す
ることも考えられる。

【００５８】

【発明の効果】以上説明したように本発明のスイッチン
グ電源回路は、４石のスイッチング素子をフルブリッジ
結合した自励式電流共振形コンバータを備えた電源回路
において、力率改善のために一次側直列共振に得られる
スイッチング出力を整流出力ラインに帰還して重畳する
ために設けられる磁気結合トランスに対して、スイッチ
ング素子のための自励発振用の共振回路を形成する駆動
巻線を巻装して構成するようにされるが、これにより、
スイッチング素子を駆動するドライブトランスを削除す
ることが可能となる。また、本発明においては定電圧制
御として、スイッチング周波数を固定として一次側直列
共振回路のインダクタンス成分を制御するインダクタン
ス制御方式とするように構成することで、交流入力電圧
及び負荷電力の変化に対して力率がほぼ一定となるよう
にされる。これによって重負荷時、低交流入力電圧時に
力率が必要以上に向上したときのための直流出力電圧の
交流リップル成分を抑制する必要はなくなり、例えば二
次側平滑コンデンサの静電容量の増加及び耐圧向上を図
る必要もなくなり、それだけ小型で安価のコンデンサを
採用することが可能となる。また、本発明のようにスイ
ッチング周波数制御方式を採る電源回路の下限スイッチ
ング周波数よりも高いスイッチング周波数を設定して固
定とすることで、ＤＤ回路を構成している各種インピー
ダンス素子等についてより小型のものを選択することが
可能となり、また交流入力電圧に対する整流平滑電圧の
変動特性も改善されるので一次側平滑コンデンサにも耐
圧品を用いる必要がなくなる。更に、第２の直列共振コ
ンデンサとチョークコイルにより形成される第２の一次
側直列共振回路を設けた場合には、更にリップル成分の
抑制が図られ、またレギュレ−ション範囲も拡大され
る。このように、本発明のスイッチング電源回路は更に
小型／軽量化及び低コスト化が促進されると共に、力率
特性及びリップル成分の抑制、レギュレ−ション範囲の
拡大等の電気的諸特性も向上されるという効果を有して
いる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施の形態としてのスイッチング電
源回路の回路図である。

【図２】本実施の形態としてのスイッチング電源回路の
動作を商用電源周期で示す波形図である。

【図３】本実施の形態のスイッチング電源回路の動作を
スイッチング周期で示す波形図である。

【図４】本実施の形態のスイッチング電源回路の動作を
スイッチング周期で示す波形図である。

【図５】本実施の形態のスイッチング電源回路の交流入
力電圧に対する力率特性を示す図である。

【図６】本実施の形態のスイッチング電源回路の交流入
力電圧に対する整流平滑電圧特性を示す図である。

【図７】他の実施の形態のスイッチング電源回路の動作
を示す波形図である。

【図８】更に他の実施の形態のスイッチング電源回路の
動作を示す波形図である。

【図９】先行技術としてのスイッチング電源回路を示す
回路図である。

【符号の説明】

１制御回路１０，１１，１２力率改善回路Ｌ_N フィルタチョークコイルＣ_N フィルタコンデンサＤ₁ ブリッジ整流回路Ｄ₂ 高速リカバリ型ダイオードＰＩＴ絶縁コンバータトランスＰＲＴ絶縁コンバータトランス、直交形制御トランスＭＣＴ磁気結合トランスＱ₁ ，Ｑ₂ ，Ｑ₃ ，Ｑ₄ スイッチング素子Ｃｉ平滑コンデンサＣ₁ ，Ｃ_1A 直列共振コンデンサＣＨチョークコイルＮ₁ 一次巻線Ｃ₂ 共振用コンデンサＮ_S 磁気結合トランスの一次巻線Ｎ_P 磁気結合トランスの二次巻線

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】商用電源を整流する整流手段と、該整流手段の出力を平滑する平滑手段と、スイッチング素子と、該スイッチング素子を駆動する自
励発振回路を備え、上記平滑手段より出力される電圧を
断続するスイッチング手段と、少なくとも絶縁コンバータトランスの一次巻線と直列共
振コンデンサにより上記スイッチング手段を電流共振形
とする直列共振回路と、上記直列共振回路と直列に接続される第一の巻線と、上
記整流手段の正極と上記平滑手段の平滑コンデンサの正
極間のラインに直列に挿入される第二の巻線と、上記自
励発振回路を形成する巻線とを巻装した磁気結合トラン
スと、上記磁気結合トランスの第二の巻線に得られるスイッチ
ング出力により、上記平滑手段を充電する充電電流を断
続する高速リカバリ型整流素子と、上記直列共振回路のインダクタンス成分を可変すること
により、直流出力電圧の定電圧化を図るように構成され
た定電圧制御手段と、を備えて構成されていることを特徴とするスイッチング
電源回路。
【請求項２】商用電源に流入するスイッチング出力を
阻止するように形成されるローパスフィルタが設けられ
ていることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング
電源回路。
【請求項３】上記定電圧制御手段は、一次側巻線及び
二次側巻線に対してその巻回方向が直交するように設け
られる制御巻線を巻装して構成される絶縁コンバータト
ランスと、直流電圧に応じて可変したレベルの直流電流
を上記制御巻線に対して供給する電流供給手段と、を備えて構成されることを特徴とする請求項１又は請求
項２に記載のスイッチング電源回路。
【請求項４】商用電源を整流する整流手段と、該整流手段の出力を平滑する平滑手段と、スイッチング素子と、該スイッチング素子を駆動する自
励発振回路を備え、該平滑手段より出力される電圧を断
続するスイッチング手段と、一次側の交番出力を二次側に伝送すると共に、上記自励
発振回路を形成する巻線が巻装された絶縁コンバータト
ランスと、少なくとも上記絶縁コンバータトランスの一次巻線と直
列共振コンデンサにより上記スイッチング手段を電流共
振形とする直列共振回路と、上記直列共振回路と直列に接続される第一の巻線と、上
記整流手段の正極と上記平滑手段の平滑コンデンサの正
極間のラインに直列に挿入される第二の巻線と、上記自
励発振回路を形成する巻線とを巻装した磁気結合トラン
スと、上記磁気結合トランスの第二の巻線に得られるスイッチ
ング出力により、上記平滑手段を充電する充電電流を断
続する高速リカバリ型整流素子と、上記直列共振回路のインダクタンス成分を可変すること
により、直流出力電圧の定電圧化を図るように構成され
た定電圧制御手段と、を備えて構成されていることを特徴とするスイッチング
電源回路。
【請求項５】上記定電圧制御手段は、上記絶縁コンバ
ータトランスの一次巻線と直列に接続される被制御巻線
と、該被制御巻線に対してその巻回方向が直交するよう
に設けられる制御巻線とを巻装して構成される可飽和リ
アクトルと、直流電圧に応じて可変したレベルの直流電流を上記制御
巻線に対して供給する電流供給手段と、を備えて構成されることを特徴とする請求項１又請求項
２は請求項４に記載のスイッチング電源回路。
【請求項６】チョークコイルと他の直列共振コンデン
サにより形成され、上記磁気結合トランスの第一の巻線
に対して直列に接続されると共に、上記直列共振回路に
対して並列に接続される他の直列共振回路が設けられて
いることを特徴とする請求項１乃至請求項５の何れかに
記載のスイッチング電源回路。
【請求項７】上記スイッチング手段は、４石のスイッ
チング素子をフルブリッジ結合して形成されていること
を特徴とする請求項１乃至請求項６の何れかに記載のス
イッチング電源回路。