JPH08130878A

JPH08130878A - スイッチング電源回路

Info

Publication number: JPH08130878A
Application number: JP6288574A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Yasumura; 昌之安村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1994-10-31
Filing date: 1994-10-31
Publication date: 1996-05-21

Abstract

(57)【要約】【構成】全波整流ラインにスイッチング出力を重畳し
て力率改善を図る電源回路に対し、チョークコイルＣＨ
を一次巻線とする磁気結合トランスＭＣＴを設け、その
二次巻線Ｎ₃ に励起された交番電圧に基づいて得られる
直流電圧Ｖ₂ を、平滑コンデンサＣｉの両端電圧Ｖ₁ に
重畳して昇圧された整流平滑電圧Ｅｉが得られるように
する。【効果】スイッチングコンバータは２石のハーフブリ
ッジタイプで構成しても、低交流入力電圧／重負荷時に
対応可能なので、回路の小型・軽量化及び低コスト化が
促進され、また、出力電圧のリップル抑制効果と広い交
流入力電圧の範囲にわたる高力率が得られる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、例えば力率改善が図ら
れている電流共振形のスイッチング電源回路に関するも
のである。

【０００２】

【従来の技術】近年、高周波の比較的大きい電流及び電
圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によっ
て、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源装置
としては、大部分がスイッチング方式の電源装置になっ
ている。スイッチング電源はスイッチング周波数を高く
することによりトランスその他のデバイスを小型にする
と共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電
子機器の電源として使用される。

【０００３】ところで、一般に商用電源を整流すると平
滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用
効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。ま
た、歪み電流波形となることによって発生する高調波を
抑圧するための対策が必要とされている。

【０００４】そこで、電流共振形コンバータによるスイ
ッチング電源回路において力率改善がなされるように構
成した発明が、先に本出願人により提案されており、図
７はこの発明に基づくスイッチング電源回路の一例を示
す回路図である。この図７に示すスイッチング電源回路
は、例えば交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ地域あるいは、一
般海外向けの交流入力電圧ＡＣ８０Ｖ〜２８８Ｖに対応
し、かつ、最大負荷電力１２０Ｗ以上を保証することが
できるように、４石によるいわゆるフルブリッジ結合タ
イプの自励式電流共振形コンバータを備えて構成されて
いる。

【０００５】この図においてＡＣは商用の交流電源を示
している。また、Ｄ₁ は４本のダイオードからなるブリ
ッジ整流回路とされ、入力された交流電源ＡＣについて
全波整流を行う。そして、ブリッジ整流回路Ｄ₁ の正極
の出力端子と平滑コンデンサＣｉの正極間のラインに対
して、フィルタチョークコイルＬ_N 、高速リカバリ型ダ
イオードＤ₂ 、チョークコイルＣＨが図のように直列に
設けられる。また、フィルタコンデンサＣ_N が、フィル
タチョークコイルＬ_N と高速リカバリ型ダイオードＤ₂
の接続点と平滑コンデンサＣｉの正極間に挿入されてお
り、このフィルタコンデンサＣ_N 及びフィルタチョーク
コイルＬ_N によりノーマルモードのＬＣローパスフィル
タを形成している。

【０００６】このＬＣローパスフィルタは、スイッチン
グ周波数の高周波ノイズがＡＣラインに流入するのを阻
止するためのものとされる。また、高速リカバリ型ダイ
オードＤ₂ は、全波整流出力ラインに後で述べるスイッ
チング周期の高周波電流が流れることに対応して設けら
れている。

【０００７】また、Ｃ₂ は並列共振コンデンサとされ、
図のようにチョークコイルＣＨに対して並列に接続され
て、チョークコイルＣＨと共に並列共振回路を形成す
る。この、並列共振回路の共振周波数はスイッチング電
源の共振周波数とほぼ同じ周波数に設定されている。な
お、その動作については後述する。

【０００８】Ｑ₁ 、Ｑ₂ 、Ｑ₃ 、Ｑ₄ は、フルブリッジ
型のスイッチングコンバータを形成するスイッチング素
子である。図のようにスイッチング素子Ｑ₁ 及びＱ₂
は、平滑コンデンサＣｉの正極とアース間に対して、そ
れぞれのコレクタ−エミッタを介して直列に接続されて
いる。また、スイッチング素子Ｑ₃ 及びＱ₄ 側もまた、
上記と同様にして接続される。

【０００９】そして、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ の各
コレクタ−ベース間にそれぞれ挿入される抵抗Ｒ_S1、Ｒ
_S2は起動抵抗を、またスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ の各
ベース−エミッタ間に挿入されるＤ_D1、Ｄ_D2はそれぞれ
スイッチングオフ時の逆方向電流の経路を形成するため
のダンパーダイオードを示す。また、抵抗Ｒ_B1、Ｒ_B2は
それぞれ、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ のベース電流
（ドライブ電流）調整用のダンピング抵抗を示してい
る。そして、Ｃ_B1、Ｃ_B2は共振用のコンデンサであり、
後述するドライブトランスＰＲＴの駆動巻線Ｎ_B1、Ｎ_B2
と共に、自励発振用の直列共振回路を形成しており、こ
れらの素子によりスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ の駆動回
路系が形成される。

【００１０】また、スイッチング素子Ｑ₃ 、Ｑ₄ に対し
ても、それぞれ起動抵抗Ｒ_S3、Ｒ_S4、ダンパーダイオー
ドＤ_D3、Ｄ_D3、ダンピング抵抗Ｒ_B3、Ｒ_B4、共振用コン
デンサＣ_B3、Ｃ_B4、及び駆動巻線Ｎ_B3、Ｎ_B4が、上記と
同様の接続形態により設けられて、スイッチング素子Ｑ
₃ 、Ｑ₄ の各駆動回路系を形成している。

【００１１】ＰＲＴはスイッチング素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ を駆
動すると共に、スイッチング周波数を可変制御するドラ
イブトランスを示している。この図の場合には。駆動巻
線Ｎ_B1〜Ｎ_B4及び、駆動巻線Ｎ_B1を巻き上げて形成され
る共振電流検出巻線Ｎ_D が巻回され、更にこれらの各巻
線に対して制御巻線Ｎ_C が直交する方向に巻回された直
交型の可飽和リアクトルとされている。このドライブト
ランスＰＲＴのスイッチング素子Ｑ₁ 側の駆動巻線Ｎ_B1
の一端はコンデンサＣ_B1に、他端はスイッチング素子Ｑ
₁ のエミッタに接続される。また、スイッチング素子Ｑ
₂ 側の駆動巻線Ｎ_B2の一端はアースに接地されると共に
他端はコンデンサＣ_B2と接続されて、駆動巻線Ｎ_B1と逆
の極性の電圧が出力されるようになされている。また、
この場合の共振電流検出巻線Ｎ_D は、スイッチング素子
Ｑ₁ のエミッタとスイッチング素子Ｑ₂ のコレクタの接
点に接続された側の駆動巻線Ｎ_B1の端部を巻き上げて形
成されており、この共振電流検出巻線Ｎ_D は直列共振コ
ンデンサＣ_1Aの一端に対して接続される。

【００１２】また、スイッチング素子Ｑ₃ に対応する駆
動巻線Ｎ_B3の一端は、コンデンサＣ_B3に、他端はスイッ
チング素子Ｑ₃ のエミッタに接続される。また、スイッ
チング素子Ｑ₄ 側の駆動巻線Ｎ_B4の一端はアースに接地
されると共に他端はコンデンサＣ_B4と接続されて、駆動
巻線Ｎ_B3とは逆の極性の電圧が出力されるようになされ
ている。

【００１３】ＰＩＴはスイッチング素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ のス
イッチング出力を二次側に伝送するための絶縁トランス
で、この絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ₁ の一端は、
直列共振コンデンサＣ_1Bに対して接続され、他端はスイ
ッチング素子Ｑ₃ 、Ｑ₄ のエミッタ−コレクタの接続点
と接続されている。ここで、Ｃ_1A及びＣ_1Bは、分割して
直列接続される直列共振コンデンサであり、前述した共
振電流検出巻線Ｎ_D と一次巻線Ｎ₁ の間に直列に挿入さ
れていると共に、その分割点は高速リカバリ型ダイオー
ドＤ₂ とチョークコイルＣＨの接続点と接続されてい
る。

【００１４】このような接続形態により、上記直列共振
コンデンサＣ_1A、Ｃ_1Bは、一次巻線Ｎ₁ を含む絶縁トラ
ンスＰＩＴのリーケージ・インダクタンス成分により、
スイッチング電源回路を電流共振形とするための直列共
振回路を形成し、また、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ お
よびＱ₃ 、Ｑ₄ のスイッチング出力を、絶縁トランスＰ
ＩＴの一次巻線Ｎ₁ に供給するようにしている（なお、
スイッチング素子Ｑ₁、Ｑ₂ 側のスイッチング出力は、
共振電流検出巻線Ｎ_D 、直列共振コンデンサＣ_1A、Ｃ_1B
を介して一次巻線Ｎ₁ に供給されている）。

【００１５】絶縁トランスＰＩＴの二次側では、一次巻
線Ｎ₁ により二次巻線Ｎ₂ に誘起される誘起電圧が、ブ
リッジ整流回路Ｄ₄ 及び平滑コンデンサＣ₄ により直流
電圧に変換されて直流出力電圧Ｅ₀ が得られる。

【００１６】制御回路１は例えば二次側の直流電圧出力
Ｅ_O と、基準電圧を比較してその誤差に応じた直流電流
を、制御電流としてドライブトランスＰＲＴの制御巻線
Ｎ_Cに供給する誤差増幅器である。

【００１７】上記構成のスイッチング電源のスイッチン
グ動作としては、例えばスイッチング素子［Ｑ₁ 、Ｑ
₄ ］の組とスイッチング素子［Ｑ₂ 、Ｑ₃ ］の組が交互
にオン／オフ動作を行うようにされる。例えば、先ず商
用交流電源が投入されると、起動抵抗Ｒ_S1〜Ｒ_S4を介し
てスイッチング素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ のベースにベース電流が
供給されることになるが、仮にスイッチング素子［Ｑ
₁ 、Ｑ₄ ］が先にオンとなったとすれば、スイッチング
素子［Ｑ₂ 、Ｑ₃ ］はオフとなるように制御される。そ
して、スイッチング素子［Ｑ₁ 、Ｑ₄ ］の出力として、
スイッチング素子Ｑ₁ のコレクタ−エミッタ→共振電流
検出巻線Ｎ_D →コンデンサＣ_1A→コンデンサＣ_1B→一次
巻線Ｎ₁ →スイッチング素子Ｑ₄ のコレクタ−エミッタ
→アースの経路で電流が流れるが、この際、直列共振回
路（コンデンサＣ_1A、コンデンサＣ_1B、一次巻線Ｎ₁ ）
を流れる共振電流が０となる近傍でスイッチング素子
［Ｑ₂ 、Ｑ₃ ］がオン、スイッチング素子［Ｑ₁ 、Ｑ
₄ ］がオフとなるように制御される。そして、スイッチ
ング素子Ｑ₂ を介して先とは逆方向に直列共振回路に対
して共振電流が流れる。以降、スイッチング素子［Ｑ
₁ 、Ｑ₄ ］及び［Ｑ₂ 、Ｑ₃ ］が交互にオンとなる自励
式のスイッチング動作が開始される。このように、平滑
コンデンサＣ_i の端子電圧を動作電源としてスイッチン
グ素子［Ｑ₁ 、Ｑ₄ ］及び［Ｑ₂ 、Ｑ₃ ］が交互に開閉
を繰り返すことによって、絶縁トランスの一次側巻線Ｎ
₁ に共振電流波形に近いドライブ電流を供給し、二次側
の巻線Ｎ₂ に交番出力を得る。

【００１８】また、二次側の直流出力電圧Ｅ_O が低下し
た時は制御回路１によって制御巻線Ｎ_C に流れる電流が
制御され、スイッチング周波数が低くなるよう（共振周
波数に近くなるように）に制御され、一次巻線Ｎ₁ に流
すドライブ電流が増加するように制御して、定電圧化を
図っている。

【００１９】また、力率改善動作としては次のようにな
る。この回路では、絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ₁
に流れる共振電流に対応するスイッチング出力が直接、
チョークコイルＣＨの自己インダクタンスＬｉを流れる
商用交流電源の整流電圧に重畳するようにされる。これ
によって、全波整流電圧にスイッチング電圧が重畳され
た状態で平滑用コンデンサＣｉに充電され、このスイッ
チング電圧の重畳分によって、平滑コンデンサＣｉの端
子電圧をスイッチング周期で引き下げることになる。す
ると、ブリッジ整流回路の整流電圧レベルよりコンデン
サＣｉの端子電圧が低下している期間に充電電流が流れ
るようになり、平均的な交流入力電流がＡＣ電圧波形に
近付くことによって力率改善が図られる。

【００２０】そして、このような方式により力率改善を
行う電源回路では、軽負荷時に絶縁トランスＰＩＴのド
ライブ電流が小さくなるから、このドライブ電流によっ
て全波整流出力ラインに流れるスイッチング電流も小さ
いものになる。したがって、軽負荷時には充電電流のレ
ベルが小さくなり、重負荷時には充電電流が大きくなる
ため、特に軽負荷時に平滑コンデンサＣｉの端子電圧が
異常に上昇する現象を解消し、通常のＭＳ（マグネット
−スイッチ）方式では困難だったレギュレーションの改
善を行うことができる。このため、例えば交流入力電圧
Ｖ_AC±２０％の変動に対しても整流平滑電圧Ｖｉの変動
は抑制されるので、スイッチング素子や平滑コンデンサ
の耐圧向上を考慮する必要はなくなる。

【００２１】また、この回路では、ＬＣローパスフィル
タ回路（フィルタチョークコイルＬ_N 及びフィルタコン
デンサＣ_N ）を、ブリッジ整流回路Ｄ₁ の整流出力側に
設けるようにしている。

【００２２】このような構成によれば、ブリッジ整流ダ
イオードＤ₁ の整流出力端子と平滑コンデンサＣｉ間の
ラインに、フィルタチョークコイルＬ_N 、高速リカバリ
型ダイオードＤ₂ 、チョークコイルＣＨが直列に接続さ
れて挿入されていることになるが、これら素子の各抵抗
成分を合成して得られる値を、電源オン時の突入電流を
所要のレベルにまで抑制することのできるようなものに
設定することで、通常ＡＣラインに挿入される突入電流
制限抵抗を省略することが可能となり、また、電力消費
が上記各素子の抵抗成分により分散されるため、発熱も
抑えられる。

【００２３】そして、フィルタコンデンサＣ_N の一端は
直接アースに接地せずに、図のように平滑コンデンサＣ
ｉの正極に接続されているが、これによりフィルタコン
デンサＣ_N の両端にかかる電圧は、ＬＣローパスフィル
タ回路がＡＣライン側に挿入されている場合よりも低い
ものとすることができるため、例えば安全規格取得品を
採用する必要がなくなる。

【００２４】また、チョークコイルの自己インダクタン
スＬｉと接続されている共振用コンデンサＣ₂ は、この
スイッチング電源の負荷が軽くなった時に、整流平滑ラ
インに帰還されるスイッチング電圧を抑圧するようにし
ており、この結果、軽負荷時の平滑コンデンサＣｉの端
子電圧Ｅｉの上昇を抑制することになる。

【００２５】つまり、図７に示した構成の電源回路で
は、電源負荷が低下するとスイッチング周波数が高くな
るように制御されるが、この時にコンデンサＣ₂ によっ
て充電回路側に戻されるスイッチング電圧が抑圧され端
子電圧の上昇を阻止する。また、電源負荷が大きくなる
とスイッチング周波数が低下し、自己インダクタンスコ
イルＮｉとコンデンサＣ₂ の共振回路の共振周波数に接
近し、帰還されるスイッチング電圧を増加させるように
作用する。したがって、この電源回路では電源負荷によ
って平滑コンデンサの端子電圧が変動する電圧変動率が
減少し、このために直流出力電圧Ｅ_O の定電圧化が容易
になる。

【００２６】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上記のよう
なスイッチング電源回路においては、大きな負荷電力
（例えば１２０Ｗ以上）に対応させることができるが、
そのためにフルブリッジ方式としているため、スイッチ
ング素子やその他の回路における部品点数が、２石によ
り構成されるハーフブリッジ方式のスイッチング電源回
路と比べて多くなる。このため、小型・軽量化及び低コ
スト化の観点においては妨げの要因となる。また、電源
回路においては特性面でも向上が図られることが好まし
い。

【００２７】

【課題を解決するための手段】そこで本発明は、商用電
源を整流する整流回路と、この整流回路の出力を平滑す
るチョークコイル及び平滑コンデンサからなる平滑回路
と、平滑回路より出力される電圧を断続するスイッチン
グコンバータと、絶縁トランスの一次巻線及び直列共振
コンデンサにより形成され、上記スイッチングコンバー
タのスイッチング出力が、整流回路と平滑回路間のライ
ンに重畳されるようにして設けられる直列共振回路と、
整流回路の正極と負極間に挿入されるフィルタコンデン
サと、整流回路の正極と平滑コンデンサの正極間のライ
ンに直列に挿入されるフィルタチョークコイルと、高速
リカバリ型整流素子とを備えて力率改善を行うと共に、
チョークコイルを一次巻線として、二次巻線と磁気結合
した磁気結合トランスと、この磁気結合トランスの二次
巻線に励起される交流電圧に基づいて得られる直流電圧
を、平滑コンデンサの両端電圧に重畳して、平滑回路の
出力電圧を昇圧するようにした直流電圧重畳回路とを設
けて電流共振形のスイッチング電源回路を構成すること
とした。

【００２８】そして、直流電圧重畳回路は、磁気結合ト
ランスの二次巻線に励起される交流電圧から重畳用の整
流出力を得るブリッジ整流回路あるいは両波整流回路
と、この重畳用の整流出力を平滑化すると共に、平滑コ
ンデンサに対して直列接続される直流電圧重畳用コンデ
ンサとを備えて構成し、スイッチングコンバータは、２
石のスイッチング素子をハーフブリッジ結合して構成す
ることとした。また、チョークコイルあるいは磁気結合
トランスの二次巻線に対して並列に接続されて共振回路
を形成する並列共振用コンデンサを備えることとした。
更に、平滑コンデンサの両端電圧のリップル電圧成分に
対して、直流電圧重畳用コンデンサの両端電圧のリップ
ル電圧成分を重畳して、平滑回路の出力電圧のリップル
電圧成分をキャンセルするように構成することとした。

【００２９】そして、スイッチング電源回路の定電圧制
御としては、絶縁トランスの二次側で得られる直流出力
電圧に基づいて、スイッチングコンバータのスイッチン
グ周波数を可変する、あるいは、絶縁トランスの磁束を
可変して行われるように構成することとした。また、ス
イッチングコンバータが他励式であれば、絶縁トランス
の二次側で得られる直流出力電圧に基づいて、スイッチ
ング駆動信号を可変させることにより定電圧制御を行う
ように構成することとした。

【００３０】

【作用】上記構成によれば本発明は、各種タイプの電流
共振形のスイッチング電源回路は、整流出力の正極と負
極間に挿入されるフィルタコンデンサと、整流出力ライ
ンに挿入されるフィルタチョークコイル及び高速リカバ
リ型ダイオードと、チョークコイルにより力率改善を図
っているが、このチョークコイルを一次巻線とする磁気
結合トランスを設け、この磁気結合トランスの二次側に
励起された交番電圧を直流に変換して整流平滑ラインに
重畳するように構成することで、例えば、低交流入力電
圧、重負荷の条件に対して２石のスイッチング素子によ
るハーフブリッジタイプのスイッチングコンバータで対
応することが可能となる。また、例えば平滑コンデンサ
と直流電圧重畳用コンデンサのリップル電圧波形の傾き
は互いに逆向きとすることができることから、両者のコ
ンデンサの静電容量の設定によって整流平滑出力電圧の
リップル成分をキャンセルすることができる。

【００３１】

【実施例】図１は本発明の電流共振形スイッチング電源
回路の実施例を示すもので、図７と同一部分は同一符号
を付して説明を省略する。この実施例の回路において
は、図のようにスイッチングコンバータはスイッチング
素子Ｑ₁ 及びＱ₂ の２石からなるハーフブリッジ式とさ
れる。このハーフブリッジ式による電流共振形コンバー
タでは、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ が交互のタイミン
グでオン／オフ動作を行うようにされる。そしてハーフ
ブリッジ式の場合、ドライブトランスＰＲＴには共振電
流検出巻線Ｎ_D が設けられる。この共振電流検出巻線Ｎ
_D の一端はスイッチング素子Ｑ₁、Ｑ₂ のコレクタ−エ
ミッタの接続点に対して接続され、他端は絶縁トランス
の一次巻線Ｎ₁ 、直列共振コンデンサＣ₁ を介して高速
リカバリ型ダイオードＤ₂と、後述する磁気結合トラン
スＭＣＴの一次巻線となるチョークコイルＣＨとの接続
点に対して接続される。従って、この場合のスイッチン
グ出力は、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ のコレクタ−エ
ミッタの接続点から共振電流検出巻線Ｎ_D を介して絶縁
トランスの一次巻線Ｎ₁ に供給され、更にスイッチング
出力は、一次巻線Ｎ₁ から直列共振コンデンサＣ₁ を介
して、全波整流出力ラインにおける高速リカバリ型ダイ
オードＤ₂ とチョークコイルＣＨの接続点に対して重畳
するようにされる。このため、本実施例のスイッチング
電源回路の場合においても、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ
₂ のスイッチング出力が全波整流出力ラインに重畳され
ることから、図７により説明したと同様の動作により力
率改善が行われることになる。

【００３２】この図においてＭＣＴは磁気結合トランス
を示す。この磁気結合トランスＭＣＴは、図のように整
流平滑ラインに挿入されるチョークコイルＣＨを一次巻
線とし、巻線Ｎ₃ を二次巻線として、両巻線を磁気結合
するようにして構成される。そして、この磁気結合トラ
ンスＭＣＴの二次巻線Ｎ₃ に対しては、この二次巻線Ｎ
₃ の出力を全波整流するブリッジ整流回路Ｄ₃ 及び、こ
のブリッジ整流回路Ｄ₃ の全波整流出力を平滑化して直
流電圧Ｖ₂ を発生する第２の平滑コンデンサＣ₃ からな
る整流平滑回路が設けられている。この第２の平滑コン
デンサＣ₃ は、正極端子がスイッチング素子Ｑ₁ のコレ
クタと接続され、その負極端子は平滑コンデンサＣｉの
正極端子に接続されるようにして設けられる。つまり、
第２の平滑コンデンサＣ₃ は整流平滑ラインにおいて平
滑コンデンサＣｉと直列接続されており、これによっ
て、後述するように平滑コンデンサＣｉの両端電圧Ｖ₁
に対して直流電圧Ｖ₂ を重畳して整流平滑電圧Ｅｉを昇
圧するものとされる。なお、以降第２の平滑コンデンサ
Ｃ₃ については電圧重畳コンデンサということにする。

【００３３】そして、本実施例の磁気結合トランスＭＣ
Ｔの動作としては次のようになる。上述のように全波整
流出力ラインにはスイッチング出力が重畳されており、
したがって、この全波整流出力ライン挿入されているチ
ョークコイルＣＨにおいてはスイッチング周期の高周波
電圧が生じる。これによって、磁気結合トランスＭＣＴ
においては、チョークコイルＣＨにより二次巻線Ｎ₃ に
対してスイッチング周期の交流電圧が励起されることに
なる。この磁気結合トランスの二次巻線Ｎ₃ に励起され
たスイッチング周期の高周波電圧は、後で述べるように
ある特定の期間では、整流平滑回路（ブリッジ整流回路
Ｄ₃ 、電圧重畳コンデンサＣ₃ ）により整流平滑化され
て、電圧重畳コンデンサＣ₃ の両端には直流電圧Ｖ₂ が
生じる。電圧重畳コンデンサＣ₃ は平滑コンデンサＣｉ
に対して直列に接続されていることから、本実施例のス
イッチング電源回路の一次側の整流平滑電圧Ｅｉとして
は、平滑コンデンサＣｉの両端の直流電圧Ｖ₁ に対して
電圧重畳コンデンサＣ₃ の両端の直流電圧Ｖ₂ を重畳し
たものが得られることになる。即ち、整流平滑電圧Ｅｉ
は、Ｅｉ＝Ｖ₁ ＋Ｖ₂ として表されることになる。従って、従来の平滑コンデ
ンサＣｉの耐圧を高くすることなく高圧の動作電源（整
流平滑電圧Ｅｉ）でスイッチング電源を駆動することが
できる。

【００３４】ここで図２は、図１に示したスイッチング
電源回路の交流入力電圧Ｖ_ACに対する整流平滑電圧Ｅｉ
の特性を、図７に示したスイッチング電源回路と比較し
て示す図であり、この場合には負荷電力がパラメータと
されている。なお、本実施例の場合には交流入力電圧Ｖ
_AC＝８０Ｖにおいて、直流電圧Ｖ₂ が６０Ｖ重畳される
ように、図１の回路が構成されている場合について示し
ている。この図において、実線の直線Ａ_NLは図１に示し
たスイッチング電源回路の負荷電力Ｐ_O ＝０Ｗ（無負
荷）時の特性を示し、直線Ａ_HLは図１の回路の負荷電力
Ｐ_O ＝１５０Ｗ（重負荷）時の特性を示している。ま
た、破線とされている直線Ｂ_NLは図７の回路の負荷電力
Ｐ_O ＝０Ｗ時の特性を、直線Ｂ_HLは図７の回路の負荷電
力Ｐ_O ＝１５０Ｗ（重負荷）時の特性を示している。

【００３５】図１に示した本実施例の回路では上述のよ
うに直流電圧Ｖ₂ を平滑コンデンサＣｉの両端の直流電
圧Ｖ₁ に対して重畳して、昇圧された整流平滑電圧Ｅｉ
を得ていることから、図２に示されるように、図１の回
路では交流入力電圧Ｖ_AC＝８０Ｖ〜２９０Ｖの範囲にわ
たり、図７に示した回路よりも整流平滑電圧Ｅｉが高く
なり、例えば交流入力電圧Ｖ_ACが１００Ｖ以下で重負荷
時とされるような条件でも整流平滑電圧Ｅｉは１００Ｖ
以上が維持されることにより重負荷にも対応できること
になる。

【００３６】ところで、図７に示す回路では、最大負荷
電力１２０Ｗ以上、交流入力電圧ＡＣ１００Ｖの地域あ
るいは一般海外向けの交流入力電圧ＡＣ８０Ｖ〜２８８
Ｖの条件に対して、特に交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ以下
の重負荷時における信頼性を確保するため、例えば、４
石のスイッチング素子をフルブリッジ結合したスイッチ
ングコンバータを構成して対応していた。

【００３７】これに対して、図１に示した回路では、図
２に示したように高圧の整流平滑電圧Ｅｉをスイッチン
グコンバータの入力電圧とすることが出来るため、例え
ばスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ について１００Ｖ程度の
耐圧向上をはかりさえすれば、２石によるハーフブリッ
ジタイプで構成されるスイッチングコンバータによっ
て、上記と同様に重負荷時に対応することができる。つ
まり、ＡＣ１００Ｖ以下のような低い交流入力電圧で重
負荷時とされる条件下での整流平滑電圧Ｅｉも１００Ｖ
以上で維持され（図２の直線Ａ_HL参照）、この結果、８
０Ｖ〜２８８Ｖの広い範囲の交流入力電圧に対して、二
次側の直流出力電圧Ｅ_O のレギュレーション特性を保証
することができる。

【００３８】これにより、本実施例のスイッチング電源
回路は、図７の回路に比較してスイッチング素子及びこ
のスイッチング素子を駆動するための駆動回路系の構成
部品が大幅に削減されることになる。また、これに伴っ
て、図１と図７でドライブトランスＰＲＴを比較して分
かるように、巻装される巻線数が減少すると共に、実際
にトランスに対して設けられるピン端子Ｔの数も削減さ
れるため、トランスの小型／軽量化を容易に実現するこ
とが可能になる。実際には、ドライブトランスＰＲＴに
おける各巻線（Ｎ_B1〜Ｎ_B4、及びＮ_D ）は、例えば、三
重絶縁電線により互いの絶縁距離を確保して巻装する必
要があったため、トランスの小型化を図るにあたって巻
線数の削減は非常に有効となる。

【００３９】次に図３は、図１に示したスイッチング電
源回路の交流入力電圧Ｖ_ACに対する力率の特性を、図７
に示したスイッチング電源回路と比較して示す図であ
り、負荷電力がパラメータとされている。また、この図
における直線Ａ_NL、Ａ_HL、Ｂ_NLＢ_HLは、図７と同様の条
件に対応してるため説明を省略する。この図から分かる
ように、図１の回路では図７の回路と比較して、交流入
力電圧Ｖ_ACの上昇に伴う力率の低下率が更に抑制されて
おり、特に無負荷時においては、図７に比べてＡＣ８０
Ｖ〜２８８Ｖの広い交流入力電圧の範囲にわたって高い
力率が得られている。

【００４０】図４は、図１に示したスイッチング電源回
路の各部の動作を示す波形図とされる。例えば、図４
（ａ）に示すように交流入力電圧Ｖ_ACが供給されている
場合、フィルタチョークコイルＬ_N を介して全波整流ラ
インに流れる電流Ｉ₁ は、本実施例では図４（ｂ）に示
すように、τ期間に流れる交流入力電流Ｉ_AC（図４
（ｇ）に示す）を整流して得られた波形に、スイッチン
グ周期の正弦波である高周波電流が重畳された波形とな
る。この時に磁気結合トランスＭＣＴの二次側巻線Ｎ₃
に流れる電流Ｉ₂ は、図４（ｃ）に示すように、τ期間
以外の休止期間に振幅が最大となるようなスイッチング
周期の高周波による波形となる。そして、平滑コンデン
サＣｉの両端の直流電圧Ｖ₁ は、図４（ｄ）に示すよう
にτ期間の充電動作により得られる電圧波形となり、一
方、電圧重畳コンデンサＣ₃ の直流電圧Ｖ₂ は図４
（ｅ）に示すように、τ期間以外の休止期間の充電動作
による電圧波形となる。ここで、図４（ｄ）及び（ｅ）
の波形を比較して分かるように、直流電圧Ｖ₁のリップ
ル電圧△Ｖ₁ と直流電圧Ｖ₂ のリップル電圧△Ｖ₂ は互
いに逆の傾きを有するようにされている。そこで、例え
ば△Ｖ₁ ＝△Ｖ₂ となるように平滑コンデンサＣｉと電
圧重畳コンデンサＣ₃ の各キャパシタンスを選定すれ
ば、図４（ｆ）の波形に示すように、整流平滑電圧Ｅｉ
のリップル電圧成分を０Ｖとして平滑な直流電圧を得る
ことができる。従って、直流出力電圧Ｅ_O の変動も小さ
く出来るため、制御回路１の制御感度を上げる必要もな
くなる。例えば、具体的には図７に示した回路における
平滑コンデンサＣｉのキャパシタンスがＣｉ＝５６０μ
Ｆとされていたのに対して、図１に示した回路では平滑
コンデンサＣｉ＝３３０μＦとされて静電容量の小さな
ものを選定することが可能になると共に、電圧重畳コン
デンサＣ₃ ＝５６０μＦ／１００Ｖとされ、結果的には
これら電解コンデンサに要するコストを更に削減するこ
とが可能になる。そして、交流電源ＡＣに流れる交流入
力電流Ｉ_ACの平均的な波形は、図４（ｇ）に示す波形と
され、実際には所要の力率改善が図られる程度に導通角
が拡大されている。

【００４１】図５は、本発明の他の実施例としてのスイ
ッチング電源回路の構成を示す回路図とされ、図１及び
図７と同一部分は同一符号を付して説明を省略する。こ
の図の回路においては、ドライブトランスは制御巻線Ｎ
_C が巻装されないＣＤＴ（Converter Drive Transforme
r)とされて、スイッチング周波数は固定される。また、
絶縁トランスは、その一次及び二次巻線Ｎ₁ 、Ｎ₂ に直
交するように制御巻線Ｎ_C が巻装されたＰＲＴ(Power R
egulating Transformer)として構成される。そして定電
圧制御としては、制御回路１から直流電圧Ｅ_O の変動に
応じたレベルの制御電流を制御巻線Ｎ_C に流し、これに
よって絶縁トランスＰＲＴの飽和特性を変化させて漏洩
磁束をコントロールする、いわゆる直列共振周波数制御
方式が採られている。

【００４２】また、この実施例の回路においては、磁気
結合トランスＭＣＴの二次側巻線Ｎ₃ に対して整流ダイ
オードＤ₃ 、Ｄ_3Aからなる両波整流回路が接続され、電
圧重畳コンデンサＣ₃ は、この両波整流回路の出力を平
滑して重畳用の直流電圧Ｖ₂を得るようにされている。
この場合にも直流電圧Ｖ₂ は平滑コンデンサの両端電圧
Ｖ₁ に重畳されて、昇圧された整流平滑電圧Ｅｉ（スイ
ッチングコンバータの入力電圧）が得られる。

【００４３】また、磁気結合トランスＭＣＴの二次側巻
線Ｎ₃ の両端に対しては、並列共振コンデンサＣ₂ が並
列に接続されて、磁気結合トランスＭＣＴのインダクタ
ンス成分とによって並列共振回路を形成している。この
コンデンサＣ₂ は、例えば図７においてチョークコイル
ＣＨに対して並列に接続されていたコンデンサＣ₂ と同
様の作用を有するものとされ、軽負荷時の平滑コンデン
サＣｉの端子電圧（Ｖ₁ ）の上昇を抑制するようにされ
る。

【００４４】次に、図６は本発明の更に他の実施例のス
イッチング電源回路を示す回路図とされ、図１、図５及
び図７とは同一符号を付して説明を省略する。この図に
おける電流共振形のスイッチングコンバータは、スイッ
チング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ に例えばＭＯＳ−ＦＥＴを用いた
ハーフブリッジ結合による他励式とされる。２はスイッ
チング駆動信号を生成してスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂
の各ゲートに対して供給する発振ドライブ回路である。
この発振ドライブ回路２は、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ
₂ が交互のタイミングでオン／オフするスイッチング動
作となるように駆動する。この場合には制御回路１が直
流電圧Ｅ_O に基づいて発振ドライブ回路２を制御して、
スイッチング駆動信号を変化させることで定電圧化が図
られる。また、起動回路３は電源始動時に整流平滑ライ
ンに得られる出力に基づいて発振ドライブ回路２を起動
させるために設けられている。なお、起動回路３には絶
縁トランスＰＩＴに巻装された巻線Ｎ₄ と整流ダイオー
ドＤ₅ によって発生される低圧の直流電圧が供給され
る。

【００４５】また、この図の回路においては磁気結合ト
ランスＭＣＴの一次巻線であるチョークコイルＣＨに対
して並列に共振用コンデンサＣ₂ が接続されており、こ
れによって図７により説明したようにして軽負荷時の平
滑コンデンサＣｉの端子電圧（Ｖ₁ ）の上昇を抑制して
いる。

【００４６】そして、この実施例においても上記図５の
場合と同様に、磁気結合トランスＭＣＴの二次巻線Ｎ₃
に励起された交番電圧を、両波整流回路（Ｄ₃ 、
Ｄ_3A）、及び電圧重畳コンデンサＣ₃ により整流平滑化
して直流電圧Ｖ₂ を得て、これを平滑コンデンサＣｉの
両端の直流電圧Ｖ₁ に重畳して整流平滑電圧Ｅｉを昇圧
するようにしている。

【００４７】

【発明の効果】以上説明したように本発明の電流共振形
のスイッチング電源回路は、例えば、低交流入力電圧、
重負荷の条件に対しても２石のスイッチング素子による
ハーフブリッジタイプのスイッチングコンバータで充分
対応できることになる。これにより、スイッチング素子
及びこれらスイッチング素子を駆動する駆動回路系の部
品を削減することができ、また、スイッチング素子駆動
のためのドライブトランスの巻線数、ピン端子数も削減
されることから、大幅なスイッチング電源回路の小型／
軽量化及びコストの削減を促進することが可能になると
いう効果を有している。また、平滑コンデンサのリップ
ル電圧と電圧重畳用コンデンサのリップル電圧により、
結果的に整流平滑出力として得られる直流電圧のリップ
ル成分をキャンセルすることができ、例えば、これによ
り平滑コンデンサや昇圧用のコンデンサに用いる電解コ
ンデンサのコストアップが抑制され、更に制御回路のゲ
インを向上させる必要もなくなり、回路設計も容易とな
る。また、本発明のスイッチング電源回路では交流入力
電圧上昇時や軽負荷時における力率の低下率が少ないた
め、広い範囲で高い力率が得られるという効果も有して
いる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例としてのスイッチング電源回
路の回路図である。

【図２】実施例のスイッチング電源回路の交流入力電圧
に対する整流平滑電圧の特性を示す図である。

【図３】実施例のスイッチング電源回路の交流入力電圧
に対する力率の特性を示す図である。

【図４】実施例のスイッチング電源回路の動作を示す波
形図である。

【図５】他の実施例としてのスイッチング電源回路を示
す回路図である。

【図６】さらに他の実施例としてのスイッチング電源回
路を示す回路図である。

【図７】先行技術としてのスイッチング電源回路を示す
回路図である。

【符号の説明】

１制御回路２発振ドライブ回路３起動回路Ｌ_N フィルタチョークコイルＣ_N フィルタコンデンサＣ₂ 共振用コンデンサＤ₁ ブリッジ整流回路Ｄ₂ 高速リカバリ型ダイオードＣＨチョークコイルＰＩＴ（ＰＲＴ）絶縁トランスＰＲＴ（ＣＤＴ）ドライブトランスＱ₁ ，Ｑ₂ スイッチング素子Ｃｉ平滑コンデンサＣ₁ 直列共振コンデンサＮ₁ 一次巻線ＭＣＴ磁気結合トランスＮ₃ 磁気結合トランスの二次巻線Ｄ₃ ブリッジ整流回路、整流ダイオードＤ_3A 整流ダイオードＣ₃ 昇圧用コンデンサＴピン端子

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号庁内整理番号ＦＩ技術表示箇所Ｈ０２Ｍ 7/06 Ａ 9472−5Ｈ 7/5387 Ａ 9181−5Ｈ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】商用電源を整流する整流手段と、該整流手段の出力を平滑するチョークコイル及び平滑コ
ンデンサからなる平滑手段と、該平滑手段より出力される電圧を断続するスイッチング
手段と、絶縁トランスの一次巻線及び直列共振コンデンサにより
形成され、上記スイッチング手段で断続されたスイッチ
ング出力が、上記整流手段と上記平滑手段間のラインに
重畳されるようにして設けられる直列共振回路と、上記整流手段の正極と負極間に挿入されるフィルタコン
デンサと、上記整流手段の正極と上記平滑コンデンサの正極間のラ
インに直列に挿入されるフィルタチョークコイルと、高
速リカバリ型整流素子とを備えて力率改善を行うと共
に、上記チョークコイルを一次巻線として、二次巻線と磁気
結合した磁気結合トランスと、上記磁気結合トランスの二次巻線に励起されるスイッチ
ング出力を整流した直流電圧を、上記平滑コンデンサの
両端電圧に重畳して、スイッチング電源の動作直流電圧
を昇圧するように構成された直流電圧重畳手段とが設け
られていることを特徴とする電流共振形のスイッチング
電源回路。
【請求項２】上記直流電圧重畳手段は、上記磁気結合
トランスの二次巻線に励起されるスイッチング出力から
重畳用の整流出力を得るブリッジ整流回路あるいは両波
整流回路と、上記重畳用の整流出力を平滑化すると共
に、上記平滑コンデンサに対して直列接続される直流電
圧重畳用コンデンサとを備えて構成されることを特徴と
する請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】上記スイッチング手段は、２石のスイッチ
ング素子をハーフブリッジ結合して構成されていること
を特徴とする請求項１又は請求項２に記載のスイッチン
グ電源回路。
【請求項４】上記チョークコイルあるいは上記磁気結
合トランスの二次巻線に対して並列に接続されて共振回
路を形成する並列共振用コンデンサを備えていることを
特徴とする請求項１又は請求項２又は請求項３に記載の
スイッチング電源回路。
【請求項５】上記平滑コンデンサの両端電圧のリップ
ル電圧成分に対して、上記直流電圧重畳用コンデンサの
両端電圧のリップル電圧成分を重畳して、上記平滑手段
の出力電圧のリップル電圧成分をキャンセルするように
構成されていることを特徴とする請求項１又は請求項２
又は請求項３又は請求項４に記載のスイッチング電源回
路。
【請求項６】上記絶縁トランスの二次側で得られる直
流出力電圧に基づいて、上記スイッチング手段のスイッ
チング周波数を可変することにより定電圧制御を行うよ
うに構成されていることを特徴とする請求項１乃至請求
項５に記載のスイッチング電源回路。
【請求項７】上記絶縁トランスの二次側で得られる直
流出力電圧に基づいて、上記絶縁トランスの磁束を可変
して定電圧制御を行うように構成されていることを特徴
とする請求項１乃至請求項５に記載のスイッチング電源
回路。
【請求項８】上記スイッチング手段は他励式とされ、
上記絶縁トランスの二次側で得られる直流出力電圧に基
づいて、スイッチング駆動信号を可変させることにより
定電圧制御を行うように構成されていることを特徴とす
る請求項１乃至請求項５に記載のスイッチング電源回
路。