JPH0415599B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、電子レンジ等のいわゆる誘電加熱を
行うための高周波加熱装置の改良に関し、さらに
詳しく言えば、その電源装置にインバータを用
い、インバータにより高周波電力を発生し、昇圧
トランスにて昇圧してマグネトロンを駆動するよ
う構成した高周波加熱装置の改良に関するもので
ある。

従来の技術 このような方式の高周波加熱装置は、その電源
トランスの小型化、軽量化、あるいは低コスト化
のために様々な構成のものが提案されている。

第１２図は、従来の高周波加熱装置の回路図で
ある。図において、商用電源１の電力はダイオー
ドブリツジ２により整流され、単方向電源が形成
されている。３はインダクタ、４はコンデンサで
あつてインバータの高周波スイツチング動作に対
するフイルタの役割を果すものである。

インバータは共振コンデンサ５、昇圧トランス
６、トランジスタ７、ダイオード８、及び駆動回
路９により構成されている。トランジスタ７は駆
動回路９より供給されるベース電流によつて所定
の周期とデユーテイー（即ち、オンオフ時間比）
でスイツチング動作する。この結果、昇圧トラン
ス６の一次巻線１０には第１３図ａのようなコレ
クタ電流ｃとダイオード電流ｄを中心とした
電流cdが流れ一次巻線１０には第１３図ｂの
ような高周波電流Ｌが流れる。従つて、二次巻
線１１及び三次巻線１２には各々高周波高圧電力
及び高周波低圧電力が生じる。この高周波低圧電
力はコンデンサ１３，１４、およびチヨークコイ
ル１５，１６を介してマグネトロン１７のカソー
ド端子間に供給され、一方高周波高圧電力はアノ
ードカソード間に図のように供給される。米国特
許第4318165号に示されているようにコンデンサ
５とマグネトロン１７には第１３図ｃ，ｄのよう
な電流が流れ、マグネトロン１７は発振し誘電加
熱が可能となるものである。

このような構成で、トランジスタ７を20KHz−
100KHz程度の周波数で動作させると商用電源周
波数のままで昇圧する場合に比べて昇圧トランス
の重量、サイズを数分の一から十数分の一にで
き、電源部の小型化、低コスト化が可能であると
いう特長を有するものである。

特に米国特許第4318165号に示されている高周
波加熱装置は昇圧トランス６の一次巻線１０と二
次巻線１１の極性が図のようないわゆるフライバ
ツク型コンバータ回路構成とすることにより、通
常高圧整流のために用いられる高圧ダイオードを
用いないでマグネトロン１７の駆動を可能とし、
第１２図のような高周波加熱装置を実現してい
た。

従つて、非常に高価で大型とならざるを得ない
高圧かつ高周波ダイオードが不要であるので、よ
り高周波加熱装置の小型化、軽量化、低コスト化
が実現されていた。

発明が解決しようとす問題点 しかしながら、このような従来の高周波加熱装
置は次のような欠点があつた。

マグネトロン１７のアノード電流Ａは、第１
３図ｄに示すようにそのピーク値が大きい電流波
形とならざるをえなかつた。これはトランジスタ
７が導通している期間に一次巻線１０に蓄積され
たエネルギーを非導通期間に放出するところのい
わゆるフライバツク型コンバータ形式であるため
であつた。

また、トランジスタ７が非導通期間のみマグネ
トロンに電流が流れるので、所定の平均電流を得
ようとすると一層アノード電流Ａのピーク値が
大きいものとならざるをえなかつた。

このためマグネトロンのカソードのエミツシヨ
ン能力を大きくせねばならずマグネトロンが高価
なものとならざるをえなかつた。また、アノード
電流Ａの立上りピーク値が大きいとカソードの
エミツシヨン能力余裕との関係でいわゆるモーデ
イング現象が発生しやすく、マグネトロンの寿命
を著しく短くしたり、高周波加熱装置の電波漏洩
量が増加するなどの不都合があり、高周波加熱装
置の低価格化を制限したり、その信頼性を低下さ
せるなどの欠点があつた。

問題点を解決するための手段 本発明はこのような従来の高周波加熱装置の欠
点を解決するためになされたものであり、以下に
述べる手段により構成された高周波加熱装置であ
る。

即ち、トランジスタ等の半導体スイツチ素子
と、前記半導体スイツチ素子に直列または並列に
接続された共振コンデンサとよりなるインバータ
と、前記半導体スイツチ素子を駆動する駆動回路
と、前記半導体スイツチ素子に直列に接続された
リーケージ型の昇圧トランスと、前記インバータ
に電力を供給する商用電源を整流した全波整流様
直流電源とを備え、前記昇圧トランスの二次巻線
に直列にマグネトロンと高圧コンデンサの並列回
路を接続し、この並列回路に交流電力を供給する
構成とするとともに、前記全波整流様直流電源の
瞬時電圧を検知する電源電圧検知手段と、この電
源電圧検知手段の信号により少なくとも商用電源
の瞬時電圧の最大値近傍で前記半導体スイツチ素
子の導通時間を減少せしめるよう前記駆動回路を
制御する瞬時電圧補正手段とを設けるよう構成し
たものである。

作 用 本発明は上記構成により以下に述べる作用を有
する。即ち、本発明の高周波加熱装置は、トラン
ジスタ等の半導体スイツチに直列接続されたリー
ケージ型昇圧トランスの二次巻線に、直接、すな
わち整流器を介さずに、高圧コンデンサとマグネ
トロンとを接続し、かつ、瞬時電圧補正手段を設
けて半導体スイツチの導通時間が電源電圧の最大
値近傍で減少するよう制御する構成となつている
ので、高圧ダイオードを不要としつつマグネトロ
ンに供給されるアノード電流ピーク値を抑えた電
流波形でマグネトロンを駆動することができる。
特に、商用電源を整流して得た全波整流直流電源
により電力を得る場合、その最大電圧近傍でのア
ノードピーク電流を抑制することができるので、
高圧ダイオードを用いないのでマグネトロンを駆
動する場合に生じがちな最大電圧近傍での過大ア
ノードピーク電流によるモーデイング等の不都合
の発生を防止し、安定でしかも安全にマグネトロ
ンを駆動することができる。

実施例 以下本発明の高周波加熱装置の一実施例につい
て図面とともに説明する。

第１図は本発明の一実施例を示す高周波加熱装
置のブロツク図であり、第１２図と同符号のもの
は相当する構成要素であり説明を省略する。

第１図において、商用電源１の電力は全波整流
様直流電源１８に送られインバータ１９に供給さ
れる。インバータ１９は半導体スイツチ７等より
成り、昇圧トランス６を付勢してマグネトロン１
７に高圧電力を供給するものである。トランジス
タ７、トランスの一次巻線１０、共振コンデンサ
５、およびマグネトロン１７に流れる電流は、そ
れぞれ第２図ａ，ｂ，ｃ、およびｄのようにな
り、マグネトロン１７のアノード電圧VAKは同
図ｅのようになる。これは昇圧トランス６の一次
巻線と二次巻線の極性が図のようになつているこ
と、および昇圧トランス６がリーケージ型トラン
スとなつていること、さらに高圧コンデンサ１３
がマグネトロン１７に並列接続されていることに
よるものである。

第３図は、第１図の本発明の実施例の第１の要
部を説明する高周波加熱装置の回路図であり、第
１図と同符号のものは相当する構成要素であり説
明を省略する。

第３図において、昇圧トランス６の電流Ｌ、
高圧コンデンサ１３の電流CH、およびアノー
ド電流Ａは、昇圧トランス６の一次巻線と二次
巻線の極性が図示のようになつているので図中の
矢印のように流れ、トランジスタがオンのときマ
グネトロンに電流が流れる。

第４図は第３図の回路の一次側等価回路図であ
り、Ｌ１は一次巻線１０の自己インダクタンス、
Ｋは一次巻線と二次巻線の結合係数である。マグ
ネトロン１７は、抵抗RM、ダイオードDM、ゼ
ナーダイオードZDMの直列回路で置き換えるこ
とができ、この直列回路に並列にコンデンサCH
が接続された構成である。第５図のようにマグネ
トロンの特性は極めて非線形であり、ダイナミツ
クインピーダンスは非常に小さいものである。そ
こでトランスのリーケージを大きくしてリーケー
ジインダクタンス（１−Ｋ）Ｌ１を通常の従来の
トランスより大きくすることにより、トランスの
二次側から見たインピーダンスZiを高め、定電流
源的性質をトランスに持たせることができる。こ
のため、インバータ１９の共振動作を安定化する
ことができ、トランジスタが破壊するなどの不都
合を防止し良好なマグネトロンの駆動を行うこと
ができる。

また、リーケージインダクタンスとコンデンサ
CHを設けることによりアノード電流Ａは第２
図ｄのようにシヤープなピークを持たない台形様
波形とし、カソードの劣化やモーデイングの発生
を抑止し、安全で信頼性の高い高周波加熱装置を
実現することができる。

コンデンサCHはさらにマグネトロンが逆バイ
アスされる極性の時、浮遊容量などにより二次巻
線１１に発生する第６図のような異常高電圧を防
止し、逆電圧を第２図ｅのような比較的低い値に
抑制する作用を果すものである。従つて、トラン
スやマグネトロンの耐圧が比較的低いものでよい
ので安価に製造することができる。

さらにコンデンサCHの容量を適当に選ぶこと
により前述したマグネトロンの逆バイアス時にお
ける高電圧を低い値に抑制することができる。

第７図に示すようにマグネトロン電流Ａとコ
ンデンサCHの電流CHとは90゜の位相差がある。
したがつてトランスに流る電流Ｌは、マグネト
ロン順バイアス時はそれらの合成電流となり、一
方逆バイアス時はコンデンサCHの電流CHと
等しくなる。第８図はこのことをモデル的に説明
するための図である。図において、トランス電流
Ｌは正負の両極性電圧時、ＯからLPまで変
化する（絶対値のみ考える）。これはトランスが
定電流源と考えることができるためである。

コンデンサCHがある容量値のときを考える。
マグネトロン順バイアス時、動作点はＯから図の
実線CH上をVAKOまで行き、Ａが流れだす
とCH＋Ａ線上をＬ＝LPまで行つてＯに
もどる。次にマグネトロン逆バイアス時は、動作
点はＯから図の実線CH上をＬ＝LPまで行
つてＯにもどる。従つて、マグネトロンの電圧
VAK（トランス二次電圧）はVAK＝VAK1とな
る。ところで、もしコンデンサCHの容量値が小
さいものであるとすると、実線CHは一点鎖線
CH2となる。従つて、逆バイアス時のマグネト
ロンの電圧VAKはVAK＝VAK2＞VAK1とな
り、コンデンサCHの容量値が大きいほどマグネ
トロンの電圧VAKを小さいものとすることがで
きる。しかしながらコンデンサCHの容量値が大
きすぎるとインバータ１９の共振コンデンサ５と
の間でいわゆるピート現象を生じ、インバータの
動作が不安定となつてしまう。従つて、コンデン
サCHの一次側換算容量値をCH1、共振コンデン
サ５の容量値をC5とするとき、C5とCH1とが近
い値でないことが必要である。そしてC5＞CH1
ではインンバータの安定動作が望めないから、
C5＞CH1であることが必要である。

このようにコンデンサCHは極めて重要な作用
効果を果すものであり、低価格で高信頼性を有し
安定な性能を保証することができる高周波加熱装
置を実現する上で非常に有用である。

再び第１図について説明する。第３図における
高圧コンデンサ１３は第１図においてマグネトロ
ンのフイルタコンデンサと兼用されており、第１
および第２の高圧コンデンサ１３および１４であ
る。マグネトロンのカソード端子間にはコンデン
サ２０が設けられており、かつチヨークコイル１
５，１６が同一コアにバイフアイラ巻に構成され
ている。したがつて両高圧コンデンサ１３，１４
の合成容量で第３図における高圧コンデンサ１３
の作用を果す。このようにすることによりカソー
ド両端子から高電圧をマグネトロンに供給するこ
とができるので高周波電圧でマグネトロンを駆動
する場合、カソード両端子間の電位差を少くして
マグネトロンの安定発振を促進することができ、
高調波の発生を抑制するという効果がある。さら
に高周波電流を高圧コンデンサ１３，１４に分流
することができるので高圧コンデンサ１３，１４
の発熱を抑え、低価格化、高信頼性化を実現する
ことができる。また、高圧コンデンサ１３，１４
を一体の貫通コンデンサで構成することによりコ
ンデンサ２０をも兼用することができ、高圧コン
デンサ群のコンパクト化、低価格化を実現でき
る。

次に第９図を参照して本発明の第２の要部を説
明する。コンデンサ４の電圧VC４はその容量が
小さいとき第９図ａのような全波整流様波形とな
る。従つて、マグネトロン１７の出力容量が大き
い場合、同図ｂのようにアノードピーク電流Ａ
が電圧VC４即ち商用電源電圧の最大値近傍で許
容値APを超えてしまい、モーデイングの発生
などの不都合を生じてしまう。そこで本発明で
は、第１図のように駆動回路９の電源を供給する
トランスＴの二次側に商用電源電圧の瞬時値を検
知する電源電圧検知手段２１と、この信号を受け
て駆動回路９を制御する瞬時電圧補正手段２２が
設けられている。瞬時電圧補正手段２２は第９図
ａのような波形信号を電源電圧検知手段２１より
受けて同図ｃのようにトランジスタ７の導通時間
ton（第１０図参照）を制御し、商用電源電圧の最
大値近傍でtonを減少させる。このtonとトランス
出力電圧VLの関係は第１１図のようであるので
このような補正によりＡは同図ｄのようになり
APより小さく抑制し、前述の不都合を生じる
ことなく所要出力を得ることができる。

このように半導体スイツチの導通時間tonを電
源電圧の最大値近傍で減少せしめるための駆動回
路９、電源電圧検知手段２１、および瞬時電圧補
正手段２２の具体的構成は、公知の技術を用いて
容易に実現することができるので、これらのより
具体的構成は省略する。例えば、汎用タイマー
C555と単安定マルチバイブレータなどを用いた
り、スイツチングレギユレータC494と単安定
マルチバイブレータなどを用い、単安定マルチバ
イブレータのの動作時間をオペアンプなどで電源
電圧に対して補正する構成とすれば容易に実現す
ることができる。

発明の効果 以上に述べたように本発明によれば、以下のよ
うな効果を得ることができる。

インバータの半導体スイツチにより付勢される
昇圧トランスをリーケージ型とし二次巻線に直列
にマグネトロンと高圧コンデンサの並列回路を接
続し、交流電圧を供給する構成とし、かつ、瞬時
電圧補正手段を設けて商用電源電圧波形の最大値
近傍で半導体スイツチの導通時間を減少させる構
成としたので、 (1) 全波整流様波形の電源電圧であつてもマグネ
トロンのアノード電流ピーク値を小さく抑えつ
つ高価な高圧ダイオードを除去してマグネトロ
ンを駆動することができ、そのため安価な構造
のマグネトロンの使用を可能とするものであ
り、極めて低価格な高周波加熱装置を提供する
ことができる。

(2) また、マグネトロン逆バイアス時の異常高圧
発生を防止することができるのでマグネトロン
の逆耐電圧性能や昇圧トランスの耐電圧性能を
過度に高価なものにする必要がなく、さらに一
層低価格な高周波加熱装置を提供することがで
きる。

(3) さらにまた、アノード電流ピーク値の立上り
を小さく抑えることができるので、マグネトロ
ンのモーデイング発生を防止し、電波漏洩量の
増加を抑制するとともに、カソードの劣化を防
ぐことができ、安全性および信頼性の著しく優
れた高周波加熱装置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す高周波加熱装
置の回路図、第２図ａ，ｂ，ｃ，ｄ、およびｅ
は、同回路の動作電圧電流波形図、第３図は同回
路の要部説明のための回路図、第４図は同要部回
路の等価回路図、第５図はマグネトロンの動作電
圧電流特性図、第６図はマグネトロンの異常電圧
波形図、第７図はマグネトロンと高圧コンデンサ
の電流ベクトル図、第８図は高圧コンデンサの作
用説明図、第９図は本発明の作用効果の説明図で
あり、ａはコンデンサ４の電圧波形図、ｂおよび
ｄはピークアノード電流波形図、ｃは半導体スイ
ツチ７の導通時間の変化を示す特性図、第１０図
は半導体スイツチ７の導通時間の定義図、第１１
図は導通時間と昇圧トランス出力電圧の関係図、
第１２図は従来の高周波加熱装置の回路図、第１
３図ａ，ｂ，ｃ、およびｄは同回路の動作電圧電
流波形図である。 ５……共振コンデンサ、６…昇圧トランス、７
……半導体スイツチ（トランジスタ）、９……駆
動回路、１０……一次巻線、１１……二次巻線、
１３……高圧コンデンサ（第一高圧コンデンサ）、
１４……第二高圧コンデンサ、１７……マグネト
ロン、１８……全波整流様直流電源、１９……イ
ンバータ、２０……コンデンサ、２１……電源電
圧検知手段、２２……瞬時電圧補正手段、Ｔ……
トランス。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ トランジスタ等の半導体スイツチ素子と、前
   記半導体スイツチ素子に直列または並列に接続さ
   れた共振コンデンサとよりなるインバータと、前
   記半導体スイツチ素子を駆動する駆動回路と、前
   記半導体スイツチ素子に直列に接続されたリーケ
   ージ型の昇圧トランスと、前記インバータに電力
   を供給する商用電源を整流した全波整流様直流電
   源とを備え、前記昇圧トランスの二次巻線に直列
   にマグネトロンと高圧コンデンサの並列回路を接
   続し、この並列回路に交流電力を供給する構成と
   すると共に、前記商用電源の瞬時電圧を検知する
   電源電圧検知手段と、前記電源電圧検知手段の信
   号により少なくとも前記商用電源の瞬時電圧の最
   大値近傍で前記半導体スイツチ素子の導通時間を
   減少するよう前記駆動回路を制御する瞬時電圧補
   正を設けた高周波加熱装置。 ２ 駆動回路の電源を供給するトランスを設け、
   前記トランスの二次側に電源電圧検知手段を設け
   た特許請求の範囲第１項記載の高周波加熱装置。