JPH07101992B2

JPH07101992B2 - インバ−タ装置

Info

Publication number: JPH07101992B2
Application number: JP60237839A
Authority: JP
Inventors: 俊夫柿澤; 臣光野田
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1985-10-24
Filing date: 1985-10-24
Publication date: 1995-11-01
Anticipated expiration: 2010-11-01
Also published as: JPS62100173A

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の技術分野〕この発明は、電磁調理器や電子レンジなどに用いるイン
バータ装置に関する。

〔発明の技術的背景〕

一般に、電磁調理器にあっては、商用交流電源電圧を所
定周波数の交流電力に変換して出力するインバータ装置
を備え、このインバータ装置から加熱コイルに高周波電
流を供給し、その加熱コイルから発せられる高周波磁界
によって調理鍋を誘導加熱するようにしている。そし
て、インバータ装置の通電時間を制御することにより出
力の連続的な制御を可能としている。

また、電子レンジにおいても、インバータ装置からマグ
ネトロンの駆動電力を得、そのインバータ装置の通電時
間を制御することにより、出力の連続的な制御を可能と
するものがある。

ところで、これらの電磁調理器や電子レンジに用いるイ
ンバータ装置においては、商用交流電源電圧を一旦整流
する整流回路を備えており、その整流回路の出力をスイ
ッチング素子のオン，オフによって所定周波数の交流電
力に変換するようにしている。そして、上記整流回路に
は平滑コンデンサを設け、この平滑コンデンサとしては
力率が悪くならないように、またインバータ回路の容積
が大型化しないように容量の小さいものを採用してい
る。

〔背景技術の問題点〕

しかしながら、平滑コンデンサの容量が小さいと整流出
力電圧に大きなリップルが生じ、次のような問題を生じ
る。

たとえば1200Wの出力を得ようとすると、スイッチング
素子にかかる電圧のピーク値が約600Vと非常に高くな
り、このため耐圧の高いスイッチング素子を採用しなけ
ればならず、コスト上昇の大きな要因となっている。

また、電子レンジにおいては、高周波インバータ電源を
用いてマグネトロンを駆動すると、マグネトロンは高周
波で通断電されることになり、所望の電力を得ようとす
ると、低周波電源で駆動したときに比べ、マグネトロン
のアノードに流れる電流のピーク値が大きくなり、いわ
ゆるモーディング現象（異常発振）が生じてマグネトロ
ンの寿命に悪影響を与えてしまう。

〔発明の目的〕

この発明は上記のような事情に鑑みてなされたもので、
その目的とするところは、スイッチング素子にかかる電
圧のピーク値を迎えることができ、これにより耐圧の小
さいスイッチング素子の採用を可能とし、しかも電子レ
ンジの場合にはマグネトロンのモーディング現象を防い
でその寿命向上をも可能とするすぐれたインバータ装置
を提供することにある。

〔発明の概要〕

この発明は、整流回路の出力電圧または交流電源電圧の
レベルに応じて通電時間を制御する制御手段を設けたも
のである。

〔発明の実施例〕

以下、この発明の一実施例について図面を参照して説明
する。

第１図において、１は商用交流電源で、この電源１には
ヒューズ２および電源スイッチ3a,3bを介してダイオー
ドブリッジ4,ノイズ除去用のチョークコイル5,平滑コン
デンサ６からなる整流回路が接続される。この整流回路
の出力端には、スイッチング素子たとえばNPN型トラン
ジスタ７のコレクタ・エミッタ間を介してリアクタンス
素子であるところの加熱コイル８が接続される。そし
て、トランジスタ７には、加熱コイル８と共に直列共振
回路を形成するキャパシタンス素子であることろの共振
用コンデンサ９、およびフライホイールダイオード10が
それぞれ並列に接続される。なお、加熱コイル８の近傍
には調理鍋11が適宜にセットされる。

また、電源１にはヒューズ２および電源スイッチ3a,3b
を介してトランス12の一次コイル12aが接続され、次コ
イル12bには直流定電圧源であるところの直流電源回路1
3が接続される。直流電源回路13の出力端には帰還回路2
0,共振回路40,パルス幅変調回路（PWM）50,ベースドラ
イブ回路60がそれぞれ接続される。帰還回路20は、上記
整流回路の出力電圧（平滑コンデンサ６の電圧）Vdcと
トランジスタ７のコレクタVcとを比較し、その比較結果
に応じたトリガ信号V₂を発振回路40へ供給するものであ
る。発振回路40は、帰還回路20によってトリガされるこ
とにより“のこぎり”波信号V₃を出力する無安定マルチ
バイブレータ回路である。パルス幅変調回路50は、発振
回路40からの“のこぎり”波信号V₃とパルス幅制御回路
80から供給される出力設定信号V₇との比較によって所定
幅のパルス信号を出力するものである。ベースドライブ
回路60は、パルス幅変調回路50からのパルス信号V₄に応
じてトランジスタ７をオン，オフ駆動するものである。

さらに、トランジスタ７のコレクタ電圧Vcは高周波成分
除去用のローパスフィルタ（LPF）70を介してパルス幅
制御回路80に供給される。このパルス幅制御回路80は、
ローパスフィルタ70の出力V₅および出力設定部90の設定
値出力V₆に応じた所定レベルの出力設定信号V₇を上記パ
ルス幅変調回路50に供給するものである。

ここで、帰還回路20の具体例を第２図に示す。

帰還回路20は、比較部20aおよびトリガ部20bからなって
いる。

比較部20aは、抵抗21,22の直列回路にトランジスタ７の
コレクタ電圧Vcを印加し、その抵抗22をダイオード23を
介して直流定電圧Vccラインに接続するとともに、抵抗2
4,25の直列回路に整流出力電圧Vdcを印加し、かつ抵抗2
2,25にそれぞれ生じる電圧を比較器26で比較するように
している。

トリガ部20bは、直流定電圧Vccを抵抗27,28の直列回路
に印加し、かつ直流定電圧VccをPNP型トランジスタ29の
エミッタ・コレクタ間を介して抵抗30,31の直列回路に
印加するとともに、直流定電圧Vccラインとトランジス
タ29のベースとの間に抵抗32を接続し、トランジスタ29
のベースと上記比較器26の出力端との間にコンデンサ33
と抵抗34との直列回路を接続し、さらに抵抗32,コンデ
ンサ33,抵抗34の直列回路に抵抗35を並列に接続し、上
記抵抗27,28の相互接続点に生じる電圧と抵抗30,31の相
互接続点に生じる電圧とを比較器36で比較するようにし
ている。そして、比較器36の出力V₂を発振回路40に対す
るトリガ信号としている。

発振回路40は、第３図に示すように、抵抗41,42および
コンデンサ43の直列回路に直流定電圧Vccを印加し、か
つ抵抗44,45の直列回路に直流定電圧Vccを印加するとと
もに、コンデンサ43の電圧V₃と抵抗44,45の相互接続点
に生じる電圧Vref1とを比較する比較器46を設け、この
比較器46の出力端と上記抵抗41,42の相互接続点との間
にダイオード47を接続し、比較器46の出力端と抵抗44,4
5の相互接続点との間に抵抗48を接続し、さらに比較器4
6の出力端を上記トリガ部20bにおける比較器36の出力端
に接続してなる無安定マルチバイブレータ回路である。
そして、コンデンサ43の電圧V₃を出力としている。

パルス幅変調回路50は、第３図に示すように、発振回路
40の出力V₃とパルス幅制御回路80からの出力設定信号V₇
とを比較する比較器51を有している。

ローパスフィルタ70は、第４図に示すように、抵抗71,7
2,73,74、コンデンサ75,76、および演算増幅器77からな
り、トランジスタ７のコレクタ電圧Vcの高周波成分を除
去するものである。パルス幅制御回路80は、抵抗81と出
力設定用可変抵抗90rとの直列回路、入力抵抗82、演算
増幅器83、および帰還抵抗84からなる減算回路で、抵抗
81および出力設定用可変抵抗90rの相互接続点に生じる
電圧V₆と抵抗82を介して取込まれる上記ローパスフィル
タ70の出力（演算増幅器77の出力）V₅との差に対応する
レベルの電圧V₇を出力設定信号として出力するものであ
る。

つぎに、上記のような構成において動作を説明する。

まず、発振回路40の動作について第５図により説明す
る。

直流定電圧Vccが発生したとき、トリガ信号V₂論理“1"
であれば、抵抗44,45の分圧比によって定まる電圧Vref1
が比較器46の正相入力端（＋）に供給される。このと
き、コンセンサ43が充電されるが、その電圧V₃つまり比
較器46の逆相入力端（−）への入力電圧は電圧Vref1よ
りもまだ低く、よって比較器46の出力は論理“1"を維持
する。コンデンサ43の電圧V₃が徐々に上昇して電圧Vref
1を超えると、比較器46の出力は論理“0"に反転する。
比較器46の出力が論理“0"に反転すると、コンデンサ43
の電荷がダイオード47に通して放電されるとともに、抵
抗44と抵抗45,48の並列回路との分圧比によって定まる
電圧Vref2が比較器46の正相入力端（＋）に供給され
る。放電によって電圧V₃が電圧Vref2よりも低くなる
と、比較器46の出力は再び論理“1"となる。こうして、
コンデンサ43の充・放電が繰返され、電圧V₃が“のこぎ
り”波状に変化する。

さて、全体的な動作について第６図を参照しながら説明
する。

電源スイッチ3a,3bをオンすると、整流出力電圧Vdcが生
じるとともに、直流電源回路13から直流定電圧Vccが生
じる。

いま、トランジスタ７がオンすると、そのトランジスタ
７にコレクタ電流Icが流れ、それに伴って加熱コイル８
にエネルギが蓄えられる。トランジスタ７がオフする
と、加熱コイル８に蓄えられたエネルギによって共振用
コンデンサ９が充電され、その後に共振用コンデンサ９
の電荷が加熱コイル８を通して放電する。つまり、加熱
コイル８と共振用コンデンサ９とで共振が起こり、加熱
コイル８に高周波電流が流れる。このとき、トランジス
タ７のコレクタには略サイン波状の電圧Vcが生じる。

加熱コイル８に高周波電流が流れると、その加熱コイル
８から高周波磁界が発せられ、鍋11が誘導加熱される。

ところで、整流出力電圧Vdcとトランジスタ７のコレク
タ電圧Vcとの比較が比較部20aでなされており、コレク
タ電圧Vcが整流出力電圧Vdcよりも高いときは比較器26
の出力V₁が論理“1"となるが、コレクタ電圧Vcが整流出
力電圧Vdcよりも低くなると比較器26の出力V₁は論理
“0"となる。しかして、比較器26の出力V₁が論理“1"の
とき、トリガ部20bにおいてコンデンサ33の電荷が抵抗3
5を通して放電し、トランジスタ29はオフ状態を維持す
る。比較器26の出力が論理“1"から“0"に反転すると、
トリガ部20bにおけるコンデンサ33が充電され、微小時
間だけトランジスタ29がオンする。トランジスタ29がオ
ンすると、そのオン期間だけ比較器36の出力V₂が論理
“0"に反転する。こうして、トリガ信号V₄が論理“0"に
なるごとに発振回路40が強制的にトリガ（コンデンサ43
の電荷が放電）され、その発振回路40から“のこぎり”
波信号V₃が出力される。

また、トランジスタ７のコレクタ電圧Vcはローパスフィ
ルタ70で高周波成分が除去され、低周波信号V₅としてパ
ルス幅制御回路80に供給される。パルス幅制御回路80
は、出力設定用可変抵抗90rの操作に基づく電圧V₆から
ローパスフィルタ70の出力V₅を減算し、所定レベルの出
力設定信号V₇を出力する。この出力設定信号V₇はパルス
幅変調回路50に供給され、そこで発振回路40からの“の
こぎり”波信号V₃と比較される。こうして、“のこぎ
り”波信号V₃が出力設定信号V₇よりも低レベルとなる期
間だけパルス信号V₄が論理“1"となり、そのパルス信号
V₄に応じてベースドライブ回路60がトランジスタ７をオ
ン，オフ駆動する。

この場合、出力設定用可変抵抗90rを操作して電圧V₆を
高めれば、出力設定信号V₇のレベルが上昇し、パルス信
号V₄の論理“1"期間が長くなる。論理“1"期間が長くな
ると、トランジスタ７のオン期間が長くなり、加熱コイ
ル８に蓄えられるエネルギが増大する。したがって、ト
ランジスタ７のオフに際しての共振時、加熱コイル８に
流れる電流が増大し、加熱コイル８に生じる電力が増大
する。つまり、出力が増大する。なお、加熱コイル８に
生じる電力の周波数は低くなる。

また、出力設定用可変抵抗90rを操作して電圧V₆を低め
ると、出力設定信号V₇のレベルが低下し、パルス信号V₄
の論理“1"期間が短くなる。論理“1"期間が短くなる
と、トランジスタ７のオン期間が短くなり、加熱コイル
８に蓄えられるエネルギが少なくなる。したがって、ト
ランジスタ７のオフに際しての共振時、加熱コイル８に
流れる電流が減少し、加熱コイル８に生じる電力が減少
する。つまり、出力が減少する。なお、加熱コイル８に
生じる電力の周波数は高くなる。

ところで、第６図の信号波形は20K Hz以上の高い周波数
を観測するレベルの時間幅で見たものであり、よって整
流出力電圧Vdcは平坦となっている。一方、第７図は商
用電源周波数（50Hzまたは60Hz）を観測するレベルの時
間幅で見た場合の信号波形である。

すなわち、力率を良くするべく平滑コンデンサ６の容量
を小さくしてあるため、整流出力電圧Vdcには商用交流
電源電圧Vacの振幅に対応するリップルが存在する。こ
のことから、出力設定信号V₇が出力設定用可変抵抗90r
の操作に基づく電圧V₆そのままであるとすれば、加熱コ
イル８に生じる電力は整流出力電圧Vdcの山部分におい
て高くなり、それに伴ってトランジスタ７のコレクタ電
圧Vcのピーク値の包路線も高くなることが判かる。これ
は、背景技術でも述べたように、耐圧の高いトランジス
タ７を必要とするものであり、コスト上昇の大きな要因
となるものであった。

そこで、この実施例では、トランジスタ７のコレクタ電
圧Vcをローパスフィルタ70に通すことにより、そのコレ
クタ電圧Vcから高周波成分を除去した形の信号V₅（整流
出力電圧Vdcのレベルに対応）を得、この信号V₅を出力
設定用可変抵抗90rの操作に基づく電圧V₆から減算し、
第７図に示すように整流出力電圧Vdcの山部分でレベル
が低く且つ整流出力電圧Vdcの谷部分でレベルの高い出
力設定信号V₇を得ている。

このような出力設定信号V₇を得れば、整流出力電圧Vdc
の山部分において、パルス信号V₄のオン期間が短くなり
（周波数は高くなる）、上述したように加熱コイル８に
蓄えられるエネルギが少なくなる。よって、トランジス
タ７のオフに際しての共振時、加熱コイル８に流れる電
流は減少し、トランジスタ７のコレクタ電圧Vcのピーク
値は低くなる。一方、整流出力電圧Vdcの谷部分におい
ては、パルス信号V₄のオン期間が長くなり（周波数は低
くなる）、加熱コイル８に蓄えられるエネルギが多くな
る。よって、トランジスタ７のオフに際しての共振時、
加熱コイル８に流れる電流は増大し、トランジスタ７の
コレクタ電圧Vcのピーク値は高くなる。すなわち、トラ
ンジスタ７のコレクタ電圧Vcのピーク値の包絡線は台形
状となる。

このように、整流出力電圧Vdcの山部分においてコレク
タ電圧Vcのピーク値を低くすることができるので、トラ
ンジスタ７としては耐圧の小さいものを採用することが
でき、コストの低減が図れる。この場合、整流出力電圧
Vdcの山部分において出力が低減することになるが、整
流出力電圧Vdcの谷部分での出力が増大するため、全体
としての出力は変わらない。なお、インバータ装置とし
ては、特公昭57−23993号に見られるように、平滑コン
デンサの電圧つまり整流出力電圧のレベルに応じてスイ
ッチング素子の動作を制御するものがあるが、その場合
の制御は整流出力電圧が低レベルのときにスイッチング
素子をオフ状態に維持するものであり、この発明のよう
にスイッチング素子のオン期間の長さを制御するものと
は異なる。

なお、上記実施例では、電磁調理器への適用について述
べたが、電子レンジへの適用も可能である。第８図はそ
の一例である。すなわち、加熱コイル８に代わって高圧
トランス15の一次コイル15aを接続する。そして、高圧
トランス15の二次コイル15bに高圧コンデンサ16および
高圧ダイオード17からなる半波倍電圧整流回路を介して
マグネトロン18のアノード・カソード間を接続する。さ
らに、マグネトロン18のヒータ（カソード）を高圧トラ
ンス15の二次コイル15cに接続する。

したがって、この場合、耐圧の小さいトランジスタ７を
採用できることは勿論、高周波インバータ電源でマグネ
トロンを駆動し、所望の電力を得ようとした場合でもマ
グネトロン18のアノード電流のピーク値を抑えることが
でき（ピーク値の包絡線はトランジスタ７のコレクタ電
圧Vcと同様に台形状となる）、よってマグネトロン18の
モーディング現象（異常発振）を防ぐことができ、マグ
ネトロン18の寿命向上が図れる。

また、上記各実施例では、トランジスタ７のコレクタ電
圧Vcをローパスフィルタ70に通すことによって整流出力
電圧Vdcのレベルに対応する信号V₅を得、それをパルス
幅制御回路80に取込むようにしたが、整流出力電圧Vdc
の変化をたとえばフォトカプラによって直接的に検知し
たり、あるいは商用交流電源電圧Vacの変化をトランス
を介して直接的に検知し、その検知信号をパルス幅制御
回路80に取込むようにしてもよい。第９図は整流出力電
圧Vdcの変化をフォトカプラによって直接的に検知する
場合を示したものである。すなわち、整流出力電圧Vdc
を抵抗101を介してフォトカプラ102の発光ダイオード10
2aに印加し、そのフォトカプラ102の光アクティブトラ
ンジスタ102bのコレクタに得られる信号V₈をパルス幅制
御回路80に取込むようにしている。

さらに、スイッチング素子としてNPN型トランジスタ７
を用いたが、サイリスタなどを用いてもよい。また、共
振用コンデンサ９をトランジスタ７に対して並列に接続
したが、加熱コイル８あるいは一次コイル15aに並列に
接続してもよい。

その他、この発明は上記実施例に限定されるものではな
く、要旨を変えない範囲で種々変形実施可能である。

〔発明の効果〕以上述べたようにこの発明によれば、整流回路の出力電
圧または交流電源電圧のレベルに応じて通電時間を制御
するようにしたので、スイッチング素子にかかる電圧の
ピーク値を抑えることができ、これにより耐圧の小さい
スイッチング素子の採用を可能とし、しかも電子レンジ
の場合にはマグネトロンのモーディング現象を防いでそ
の寿命向上をも可能とするすぐれたインバータ装置を提
供できる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例の構成を示す図、第２図は
同実施例における帰還回路の具体的な構成を示す図、第
３図は同実施例における発振回路およびパルス幅変調回
路の具体的な構成を示す図、第４図は同実施例における
ローパスフィルタおよびパルス幅制御回路の具体的な構
成を示す図、第５図は同実施例における発振回路の動作
を説明するためのタイムチャート、第６図および第７図
はそれぞれ同実施例の全体的な動作を説明するためのタ
イムチャート、第８図はこの発明の他の実施例の構成を
示す図、第９図はこの発明のさらに他の実施例における
要部の構成を示す図である。１……商用交流電源、６……平滑コンデンサ、７……NP
N型トランジスタ（スイッチング素子）、８……加熱コ
イル（リアクタンス素子）、９……共振用コンデンサ
（キャパシタンス素子）、20a……比較部、20b……トリ
ガ部、40……発振回路、50……パルス幅変調回路、60…
…ベースドライブ回路、70……ローパスフィルタ、80…
…パルス幅変調回路、90……出力設定回路。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源の出力を整流する整流回路と、こ
の整流回路の出力端にスイッチング素子を介して接続さ
れたリアクタンス素子と、このリアクタンス素子と共に
共振回路を形成するキャパシタンス素子とを具備し、前
記スイッチング素子のオン，オフにより前記交流電源の
出力を所定周波数の交流電力に交換し前記リアクタンス
素子に生じせしめるインバータ装置において、前記整流
回路の出力電圧または前記交流電源の出力電圧のレベル
に応じて前記スイッチング素子の通電時間を制御する制
御手段を設けたことを特徴とするインバータ装置。
【請求項２】前記制御手段は、前記スイッチング素子に
かかる電圧をローパスフィルタに通すことにより前記整
流回路の出力電圧または前記交流電源の出力電圧のレベ
ルに対応した信号を得、その信号に応じて前記スイッチ
ング素子の通電時間を制御することを特徴とする特許請
求の範囲第１項記載のインバータ装置。
【請求項３】前記制御手段は、前記整流回路の出力電圧
または前記交流電源の出力電圧のレベルが高いときに前
記スイッチング素子の通電時間を短くすることを特徴と
する特許請求の範囲第１項または第２項に記載のインバ
ータ装置。