JP3123771B2 - 電子レンジ用電源装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は電子レンジ用電源装置
に関する。より特定的には、この発明は比較的高い電圧
たとえば２００Ｖまたは２２０Ｖの商用電源に好適する
新規な電子レンジ用電源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】電子レンジ用電源装置として利用可能な
インバータ回路の一例が昭和５２年（１９７７）３月１
８日付で公開された特開昭５２−３５９０３号公報（Ｈ
０５Ｂ６／６６）または昭和５９年（１９８４）１０月
３０日付で公開された特開昭５９−１９１２９０号公報
（Ｈ０５Ｂ６／６８）に開示されている。この従来技術
は電圧共振方式のインバータを用いた電源装置であり、
その共振時定数は高周波トランスの漏れインダクタンス
およびその高周波トランスの１次巻線および２次巻線の
インダクタンスと共振コンデンサとで決まる。

【０００３】このような電圧共振方式のインバータ回路
においては、主回路の入力電圧（商用電源の電源電圧）
の変動がそのまま共振電圧の変動として表れる。そこ
で、インバータを構成するスイッチング素子としては、
そのような共振電圧の変動を見越して大きな耐圧のスイ
ッチング素子を用いる必要がある。たとえば、入力電圧
が１００Ｖであるとすると、そのピーク電圧は約１４１
Ｖ（＝１００√２）であり、スイッチング素子には定格
入力時に約６００Ｖの共振電圧が印加される。

【０００４】そこで、入力電圧の変動に応じて共振電圧
が変動するので、この場合、たとえば９００Ｖ５０Ａの
定格を有するスイッチング素子が用いられる。

【０００５】一方、最近では電子レンジのような調理器
の大容量化や高速化のために２００Ｖの商用電源を用い
ることが提案されている。上述のインバータ回路の入力
電圧が２００Ｖになると、１８００Ｖ３０Ａ程度の定格
を有するスイッチング素子が必要になる。ところが、電
子レンジ用電源装置における高周波領域で動作ししかも
このような大きな耐圧を有するスイッチング素子は未だ
実用化されていない。

【０００６】したがって、この特開昭５２−３５９０３
号公報または特開昭５９−１９１２９０号公報に開示さ
れたインバータ回路は２００Ｖの商用電源によって駆動
される電子レンジ用電源装置としては利用することはで
きない。

【０００７】一方、平成２年（１９９０）４月１３日付
で公開された特開平２−１０１９６２号公報（Ｈ０２Ｍ
３／２８，３／３３５）には、２つのスイッチング素子
の直列回路，２つの共振コンデンサの直列回路および２
つの帰還ダイオードの直列回路を直流電源に接続し、２
つのスイッチング素子の接続点と２つの共振コンデンサ
の接続点との間にトランスの１次巻線と第１の共振イン
ダクタとの直列回路を接続したハーフブリッジコンバー
タが開示されている。

【０００８】この従来技術のハーフブリッジコンバータ
は主として安定化電源回路に用いられるものであり、こ
のようなハーフブリッジコンバータを電子レンジ用電源
装置として用いることは現在のところ行われていない。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】特開平２−１０１９６
２号公報に開示されたハーフブリッジコンバータを電子
レンジ用電源装置として用いることも考えられるが、こ
の従来技術のハーフブリッジコンバータはそのままでは
電子レンジ用電源装置としは利用できない。すなわち、
上述の従来技術では、ハーフブリッジコンバータの出力
電圧をコントロールするために、負荷の出力電圧と基準
値との誤差電圧で２つのスイッチング素子のスイッチン
グ周波数を制御するが、電子レンジに用いられるマグネ
トロンはハーフブリッジコンバータに対して定電圧負荷
であるため、マグネトロンの出力電力を制御するには、
その出力電流を検出すればよい。この場合、マグネトロ
ンの出力電流を検出するカレントトランスを高周波トラ
ンスの２次側に設け、そのカレントトランスの出力を制
御回路に入力するが、実際の回路においては安全上の観
点から、高周波トランスの２次側と制御回路とをアイソ
レートするために、沿面距離や空間距離の大きいカレン
トトランスが必要になる。したがって、電源装置が大型
かつ高価になってしまう。しかも、この従来技術のハー
フブリッジコンバータにおいては、１次巻線に共振イン
ダクタを直列接続するが、共振周波数５０ｋＨｚでマグ
ネトロンの出力電力８００Ｗ程度の電子レンジ用電源を
得るためには、１０μＨ程度のインダクタンスを有する
大きな共振用インダクタを用いる必要がある。したがっ
て、特開平２−１０１９６２号公報に開示されたハーフ
ブリッジコンバータをそのまま用いる場合には、電子レ
ンジ用電源装置が大型かつ高価になってしまう。

【００１０】それゆえに、この発明の主たる目的は、新
規な電子レンジ用電源装置を提供することである。

【００１１】この発明の他の目的は、ハーフブリッジコ
ンバータを用いて小型にかつ安価にし得る、電子レンジ
用電源装置を提供することである。

【００１２】

【課題を解決するための手段】この発明は、簡単にいえ
ば、商用電源によって駆動され、かつ第１および第２の
スイッチング素子の第１の直列接続と、第１の直列接続
に並列接続される第１および第２の共振コンデンサの第
２の直列接続と、第１の直列接続の接続点および第２の
直列接続の接続点の間に接続される１次巻線および１次
巻線に磁気結合されてマグネトロンに電圧を供給する２
次巻線を有する高周波トランスとを含むハーフブリッジ
コンバータ、マグネトロンの所望の出力電力を指令する
設定電圧を出力する設定電圧出力手段、１次巻線に流れ
る電流を検出する電流検出手段、電流検出手段によって
検出された電流を平均化する平均化手段、平均化手段に
よって得られた電圧と設定電圧との差に相当する誤差電
圧を出力する誤差電圧出力手段、および誤差電圧の大き
さに基づいて第１および第２のスイッチング素子を制御
するスイッチング制御手段を備える、電子レンジ用電源
装置である。

【００１３】

【作用】ハーフブリッジコンバータの入力電圧として
は、ダイオードブリッジを通して商用電源が印加され
る。たとえばバイポーラトランジスタ，電界効果トラン
ジスタあるいはＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Tran
sistor) のような第１および第２のスイッチング素子に
は、スイッチング制御手段からの互いに位相の異なる第
１および第２のスイッチング信号が与えられ、したがっ
て、第１および第２のスイッチング素子は交互にオンま
たはオフされ、ハーフブリッジコンバータが高周波トラ
ンスの１次漏れインダクタンスと第１および第２の共振
コンデンサとによって決まる共振時定数で発振する。第
１および第２のスイッチング素子は接続線によって直列
接続され、その接続線には電流検出手段として作用する
カレントトランスが磁気結合される。このカレントトラ
ンスは第１および第２のスイッチング素子を流れる電流
すなわち１次巻線に流れる電流を検出する。カレントト
ランスの出力がたとえばダイオードブリッジを経てバン
ドパスフィルタあるいはローパスフィルタのような平均
化手段に入力される。平均化手段から得られる平均電流
電圧に相当するレベルを有する電圧とたとえばマイクロ
コンピュータのような設定電圧出力手段からのマグネト
ロンの所望の出力電圧を指令する設定電圧との差に相当
する大きさを有する誤差電圧が誤差電圧出力手段から出
力される。スイッチング制御手段は、たとえばＶ／Ｆ変
換手段を含み、その誤差電圧の大きさに比例する周波数
を有するがオン時間一定の第１および第２のスイッチン
グ信号を出力して第１および第２のスイッチング素子に
与える。

【００１４】

【発明の効果】この発明によれば、電流検出手段によっ
て検出された電流に基づいてハーフブリッジコンバータ
すなわちマグネトロンの出力電力がフィードバック制御
され得る。したがって、特開平２−１０１９６２号に開
示されたハーフブリッジコンバータをそのまま用いる場
合に比べて、より小型かつ安価な電子レンジ用電源装置
が得られる。

【００１５】この発明の上述の目的およびその他の目
的，特徴，局面および利点は、添付図面に関連して行わ
れる以下の実施例の詳細な説明から一層明らかとなろ
う。

【００１６】

【実施例】図１はこの発明の一実施例を示す回路図であ
る。この実施例の電子レンジ用電源装置１０は制御回路
１２によって制御される主回路を含み、この主回路は主
としてハーフブリッジコンバータによって構成され、商
用電源１４から２００Ｖの交流電源を受ける。２００Ｖ
の交流はダイオードブリッジ１６によって全波整流さ
れ、このダイオードブリッジ１６の出力にはノーマルモ
ードチョークコイル１８を介して、ハーフブリッジコン
バータが接続される。

【００１７】すなわち、ダイオードブリッジ１６の出力
には、ノーマルモードチョークコイル１８を介してスイ
ッチング素子２０ａおよび２０ｂの直列接続が接続され
る。スイッチング素子２０ａおよび２０ｂとしては、こ
の実施例では、それぞれＩＧＢＴが用いられる。この２
つのスイッチング素子２０ａおよび２０ｂは接続線２２
によって直列接続される。スイッチング素子２０ａおよ
び２０ｂの直列接続には、２つの放電抵抗２４ａおよび
２４ｂの直列接続と２つの共振コンデンサ２６ａおよび
２６ｂの直列接続とがそれぞれ並列接続される。それと
ともに、制御回路１２のための電源を発生するリンギン
グチョークコンバータ２８がダイオードブリッジ１６の
出力に接続される。スイッチング素子２０ａにはダイオ
ード３０ａが並列接続され、スイッチング素子２０ｂに
はダイオード３０ｂと電流検出用抵抗３２との直列接続
が並列接続される。

【００１８】２つのスイッチング素子２０ａおよび２０
ｂの直列接続点と共振コンデンサ２６ａおよび２６ｂの
直列接続点との間には高周波トランス３４の１次巻線３
４ａが接続される。この１次巻線３４ａには、１次巻線
３４ａに蓄えられたエネルギが伝達されるように、２つ
の２次巻線３４ｂおよび３４ｃが磁気結合される。な
お、上述のダイオード３０ａおよび３０ｂは、１次巻線
３４ａに蓄えられたが２次巻線３４ｂおよび３４ｃには
伝達されなかったエネルギを商用電源１４に戻す働きを
する。そして、２次巻線３４ｂはマグネトロン３６のヒ
ータないしカソードとアノードとの間に高電圧を供給
し、２次巻線３４ｃはマグネトロン３６のカソードにヒ
ータ電圧を供給する。

【００１９】すなわち、２次巻線３４ｂには、ダイオー
ド３８およびコンデンサ４０からなる倍電圧整流回路が
接続され、この倍電圧整流回路の出力電圧がマグネトロ
ン３６のカソードとアノードとの間に印加される。ま
た、マグネトロン３６のヒータはマグネトロン３６に内
蔵されている高周波フィルタ３６ａを通して２次巻線３
４ｃに接続される。

【００２０】また、商用電源１４すなわちダイオードブ
リッジ１６の入力にはポテンシャルトランス４２が接続
され、このポテンシャルトランス４２の出力が制御回路
１２に与えられる。さらに、図１に示すように１回巻か
れた接続線２２には、カレントトランス４４が磁気結合
され、このカレントトランス４４の出力もまた制御回路
１２に与えられる。接続線２２を図１に示すように巻く
ことによってカレントトランス４４はスイッチング素子
２０ａに流れる電流またはスイッチング素子２０ｂに流
れる電流を個別に検出することができるとともに、スイ
ッチング素子２０ａおよび２０ｂに流れる電流が重畳さ
れた合計電流も検出することができる。

【００２１】すなわち、接続線２２の一部の経路に流れ
るスイッチング素子２０ａの電流は、１次巻線３４ａと
スイッチング素子２０ｂとの間に流れるスイッチング素
子２０ｂの電流と同方向になるので、カレントトランス
４４をその２つの電流経路部分に共通に磁気結合する
と、カレントトランス４４はスイッチング素子２０ａお
よび２０ｂを流れる合計電流を検出することができる。
また、スイッチング素子２０ａおよび２０ｂは交互にオ
ンされるので、それぞれのオン期間においては、カレン
トトランス４４は個別の電流を検出することができる。

【００２２】なお、図１の実施例においては、マグネト
ロン３６に近接して冷却用ファン４６が配置され、この
冷却用ファン４６はファンドライバ４８によって駆動ま
たは停止される。

【００２３】この図１の実施例の電子レンジ用電源装置
１０の主回路は基本的には先に引用した特開平２−１０
１９６２号公報に開示されたものと同様のハーフブリッ
ジコンバータを含む。

【００２４】すなわち、制御回路１２からのスイッチン
グ信号Ｑ１およびＱ２によってスイッチング素子２０ａ
および２０ｂが交互にオンまたはオフされることによっ
て、高周波トランス３４の１次巻線３４ａに図２または
図３の実線で示すような高周波電流を生じる。

【００２５】この高周波電流が高周波トランス３４ｂに
よって逓倍され、２次巻線３４ｂに高周波高圧電圧が誘
起される。２次巻線３４ｂに誘起された高周波の高電圧
が倍電圧整流回路によって直流高電圧に変換され、その
直流高電圧がマグネトロン３６のカソードとアノードと
の間に印加され、それによってマグネトロン３６が発振
する。

【００２６】なお、定常状態すなわち正常な発振状態に
おいては、高周波トランス３４の１次巻線３４ａに図２
または図３の実線で示すような１次電流が流れる。ま
た、共振コンデンサ２６ａまたは２６ｂには図２の１点
鎖線で示すような電流が流れ、共振コンデンサ２６ａお
よび２６ｂには図２の２点鎖線で示すような電圧が生じ
る。そして、高周波トランス３４の１次巻線３４ａの電
圧が図３の点線で示される。

【００２７】図４に示す制御回路１２はマイクロコンピ
ュータ５０を含み、このマイクロコンピュータ５０が調
理時間やマグネトロン３６の出力電力などを制御する。
図２または図３の実線で示すように高周波トランス３４
の１次巻線３４ａに１次電流が流れ、この１次電流が図
１に示すカレントトランス４４によって検出される。カ
レントトランス４４の出力がダイオードブリッジ５２に
与えられ、このダイオードブリッジ５２の出力がバンド
パスフィルタ５４を通して比較器５６の（−）入力に与
えられる。バンドパスフィルタ５４はカレントトランス
４４で検出した電流の高調波成分を抽出する。バンドパ
スフィルタ５４の通過帯域は、この実施例では、図１に
示す商用電源１４の周波数たとえば６０Ｈｚの２倍すな
わち１２０Ｈｚに設定されている。

【００２８】すなわち、バンドパスフィルタ５４は、ス
イッチング素子２０ａおよび２０ｂの電流すなわち１次
巻線３４ａの電流から電源周波数の２倍波成分を抽出す
る。バンドパスフィルタ５４の出力は抵抗およびコンデ
ンサからなる平滑回路５５で平均化される。カレントト
ランス４４の出力の周波数スペクトラムが図５に示され
ていて、この図５において最大振幅を有する１２０Ｈｚ
成分は、図６に示すように、商用電源１４（図１）から
ハーフブリッジコンバータへの入力電流と相関した関係
にある。

【００２９】したがって、カレントトランス４４の出力
の高調波成分をバンドパスフィルタ５４で検出し、平滑
回路５５で平均化すれば、等価的にハーフブリッジコン
バータの入力電力を検出できる。この実施例では、カレ
ントトランス４４の出力に応じてハーフブリッジコンバ
ータをフィードバック制御する。

【００３０】このようにして、バンドパスフィルタ５４
によって商用電源１４の高調波成分が抽出されかつ平滑
回路５５で平均化され、平均電流に相当する電圧が平滑
回路５５から比較器５６の（−）入力に与えられる。比
較器５６の同じ（−）入力には、先のマイクロコンピュ
ータ５０からユーザが設定した調理条件に適合するマグ
ネトロン３６の出力電力に相当する設定電圧Ｖｓが与え
られ、また、比較器５６の（＋）入力には基準電圧５７
が入力される。

【００３１】したがって、比較器５６では、平滑回路５
５からの出力電圧と設定電圧Ｖｓとの差に相当する誤差
電圧を出力する。この誤差電圧がソフトスタート回路５
８を通してＶ／Ｆ変換回路６０に与えられる。この実施
例では、Ｖ／Ｆ変換回路６０として、ＧＥＮＮＵＭ社製
の集積回路“ＧＰ６０５”が用いられる。この集積回路
“ＧＰ６０５”の機能ブロック図が図７に示される。

【００３２】集積回路“ＧＰ６０５”は高周波電源装置
のスイッチング制御のために開発された集積回路であ
り、図７の第１３番端子に電圧を印加すると、第８番端
子および第６番端子から、その印加電圧の大きさに比例
した周波数を有する２つのスイッチング制御信号が得ら
れる。

【００３３】したがって、この実施例では、集積回路
“ＧＰ６０５”の第１３番端子に比較器５６の出力電圧
を印加する。そして、第８番端子および第６番端子から
出力される２つのスイッチング制御信号ＱＡおよびＱＢ
が図８に示される。２つのスイッチング制御信号ＱＡお
よびＱＢのいずれも、オン時間Ｔ_ONは一定で周波数が図
９のグラフに示すように入力電圧すなわち比較器５６の
出力電圧の大きさに比例する。

【００３４】なお、この集積回路“ＧＰ６０５”は、第
１０番端子に与えられる信号ＳＥＯがローレベルのとき
には、図８に示すように互いに１８０度の位相差を有す
る２つのスイッチング制御信号を出力するが、信号ＳＥ
Ｏがハイレベルのときには２つのスイッチング制御信号
は同相となる。

【００３５】Ｖ／Ｆ変換回路６０からの図８に示すよう
なスイッチング制御信号ＱＡがアンドゲート６１を介し
てドライバ６２に与えられ、スイッチング制御信号ＱＢ
はそのままドライバ６２に与えられる。ドライバ６２は
その詳細は図示しないが、スイッチング制御信号ＱＡお
よびＱＢに同期して所定の電圧たとえば１６Ｖのスイッ
チング信号Ｑ１およびＱ２を出力する。このスイッチン
グ信号Ｑ１およびＱ２がスイッチング素子２０ａおよび
２０ｂのそれぞれのゲートに与えられることは前述の通
りである。ドライバ６２としてはＩＲ(International R
ectifier) 社製の集積回路“ＩＲ２１１０”のようなハ
イサイド／ローサイドスイッチが用いられ得る。しかし
ながら、ドライバ６２としては図１０に示すような回路
構成が用いられてもよい。

【００３６】図１０に示すドライバ６２は、スイッチン
グ制御信号ＱＡおよびＱＢによってそれぞれ駆動される
フォトカプラ６２１および６２２を含み、そのフォトカ
プラ６２１および６２２の出力がそれぞれ反転バッファ
アンプ６２３および６２４を通してスイッチング信号Ｑ
１およびＱ２として出力される。

【００３７】すなわち、スイッチング制御信号ＱＡまた
はＱＢがハイレベルのときすなわちオフ期間にはフォト
カプラ６２１または６２２は駆動されず、スイッチング
制御信号ＱＡまたはＱＢがローレベルのときすなわちオ
ン期間Ｔ_ONにはフォトカプラ６２１または６２２が駆動
される。フォトカプラ６２１または６２２が駆動される
と、反転バッファアンプ６２３または６２４の入力がロ
ーレベルとなり、それが反転バッファアンプ６２３また
は６２４を介してハイレベルのスイッチング信号Ｑ１ま
たはＱ２として出力される。このスイッチング信号Ｑ１
およびＱ２によってスイッチング素子２０ａおよび２０
ｂが交互にオンされ、ハーフブリッジコンバータが発振
動作を行うが、その詳細な動作はよく知られているの
で、その説明は省略する。

【００３８】図４に示すソフトスタート回路５８は、Ｕ
／Ｆ変換回路６０の入力電圧を徐々に大きくするための
回路である。先の集積回路“ＧＰ６０５”にもソフトス
タート回路が組み込まれているが、遅延時間が短くかつ
その動作が後述の動作と異なるため、この実施例では、
その組み込まれたソフトスタート回路は利用しない。ソ
フトスタート回路５８は、マグネトロン３６が発振を開
始した後、スイッチング素子２０ａおよび２０ｂの発振
周波数を徐々に上げることによって、マグネトロン３６
の出力電力を徐々に増大する。

【００３９】具体的には、図１１に示すように、ソフト
スタート回路５８はダイオード５８１および抵抗５８２
の直列接続を含み、ダイオード５８１および抵抗５８２
の直列接続点にはトランジスタ５８３のベースが接続さ
れ、トランジスタ５８３のエミッタには抵抗５８４が、
コレクタにはコンデンサ５８５がそれぞれ接続される。
したがって、比較器５６からの誤差電圧が抵抗５８４を
通してトランジスタ５８３のエミッタに印加される。

【００４０】そして、その誤差電圧が所定のベース電圧
に達するとトランジスタ５８３がオンし、コンデンサ５
８５が誤差電圧によって充電される。そのため、比較器
５６からの誤差電圧が、抵抗５８４およびコンデンサ５
８５によって決まる時定数に従って遅延され、Ｖ／Ｆ変
換回路６０に与えられる。

【００４１】コンデンサ５８５には、並列に、トランジ
スタ５８６が接続され、このトランジスタのベースには
起動制御回路６６（図２）からの制御信号が与えられ
る。この制御信号は起動時にハイレベルとなるので、ト
ランジスタ５８３のコレクタはトランジスタ５８６によ
って接地される。

【００４２】したがって、起動時には、Ｖ／Ｆ変換回路
６０にはほぼ０Ｖの電圧が与えられ、スイッチング制御
信号ＱＡおよびＱＢすなわちスイッチング信号Ｑ１およ
びＱ２の周波数は低く、したがって１次巻線３４ａ（図
１）の電流は小さく、２次巻線３４ｂに誘起される高周
波電圧が最小となる。

【００４３】その後、マグネトロン３６が動作的に十分
立ち上がると、起動制御回路６６からトランジスタ５８
６のベースに与えられる制御信号がローレベルとなり、
トランジスタ５８６がオフとなるので比較器５６からの
誤差電圧がそのままソフトスタート回路５８を通してＶ
／Ｆ変換回路６０に与えられる。なお、図１１のダイオ
ード５８７はコンデンサ５８５の放電経路を形成する。

【００４４】このような定常状態においては、カレント
トランス４４によって１次巻線３４ａの１次電流が検出
され、バンドパスフィルタ５４によって高調波成分が抽
出されかつ平滑回路５５で平均化される。マイクロコン
ピュータ５０からの設定電圧Ｖｓによって指令されるマ
グネトロン３６の出力電力より現在のマグネトロン３６
の出力電力の方が大きいときには、平滑回路５５の出力
電圧（平均値の電圧）が設定電圧Ｖｓに対して大きくな
るので、比較器５６からの誤差電圧が小さくなる。

【００４５】したがって、Ｖ／Ｆ変換回路６０からのス
イッチング制御信号ＱＡおよびＱＢは、図９に示すよう
に相対的に低い周波数となり、スイッチング信号Ｑ１お
よびＱ２の周波数も低くなる。そのためにスイッチング
素子２０ａおよび２０ｂのオフ時間が長くなり、ハーフ
ブリッジコンバータの発振周波数が低くなるので、１次
電流もまた小さくなり、マグネトロン３６の出力電力が
小さくなる。

【００４６】逆に、マイクロコンピュータ５０からの設
定電圧Ｖｓによって指令されるマグネトロン３６の出力
電力より現在のマグネトロン３６の出力電力の方が小さ
いときには、平滑回路５５の出力電圧が設定電圧Ｖｓに
対して小さくなるので、比較器５６からの誤差電圧が大
きくなる。そのために、Ｖ／Ｆ変換回路６０からは相対
的に高い周波数のスイッチング制御信号ＱＡおよびＱＢ
を出力する。したがって、ハーフブリッジコンバータの
発振周波数が高くなり、１次電流が増加する。

【００４７】このようにして、この実施例では、高周波
トランス３４の１次巻線３４ａの１次電流の大きさをカ
レントトランス４４で検出して、電流フィードバックル
ープを構成して電力制御を行う。したがって、先に挙げ
た特開平２−１０１９６２号公報に開示された回路では
困難であった電力制御が可能となる。

【００４８】図４を参照して、図１に示すポテンシャル
トランス４２の出力電圧はダイオードブリッジ６４に与
えられる。２つのダイオードブリッジ５２および６４の
出力はともに起動制御回路６６に与えられる。この起動
制御回路６６は、マグネトロン３６が発振動作を開始す
るまでスイッチング素子２０ａによって間欠発振動作を
行い、マグネトロン３６が発振した後にソフトスタート
回路５８を作動させるとともに、上述の間欠発振動作か
ら通常発振動作に移行させる。

【００４９】具体的には、起動制御回路６６は図１２に
示すように、ダイオードブリッジ６４の出力をその一方
入力に受ける比較器６６１を含み、この比較器６６１の
他方入力には基準電圧６６２が与えられる。そして、比
較器６６１の出力は反転されて先のアンドゲート６１の
他方入力に与えられる。比較器６６１の出力とアースと
の間にはトランジスタ６６３が接続される。

【００５０】また、ダイオードブリッジ５２の出力が比
較器６６４の一方入力に与えられ、比較器６６４の他方
入力には基準電圧６６５が与えられる。比較器６６４の
出力は単安定マルチバイブレータ６６６のトリガ入力と
して与えられ、この単安定マルチバイブレータ６６６の
出力がＲＳフリップフロップ６６７のリセット入力に与
えられる。ＲＳフリップフロップ６６７のセット入力に
は、マイクロコンピュータ５０（図４）からのスタート
指令信号が与えられる。ＲＳフリップフロップ６６７の
反転出力が前述のトランジスタ６６３のベースに与えら
れる。なお、この反転出力は図１に示すファンドライバ
４８にも与えられる。

【００５１】比較器６６１はポテンシャルトランス４２
の電圧すなわち主回路の入力電圧が一定値を超えたかど
うかを判断し、比較器６６４はカレントトランス４４の
出力すなわち１次電流が一定値を超えたかどうかを判断
する。

【００５２】すなわち、起動時においては、ＲＳフリッ
プフロップ６６７がマイクロコンピュータ５０からの指
令信号でセットされるので、その反転出力はローレベル
となる。したがって、トランジスタ６６３がオフとな
り、ダイオードブリッジ６４からの出力電圧すなわち商
用電源１４の電圧が一定値を超えたとき、比較器６６１
の出力すなわちアンドゲート６１の入力がローレベルと
なり、したがってＶ／Ｆ変換回路６０からのスイッチン
グ制御信号ＱＡがドライバ６２に与えられない。

【００５３】したがって、起動時にはドライバ６２から
のスイッチング信号Ｑ１が出力されず、スイッチング信
号Ｑ２のみが出力される。そのため、ハーフブリッジコ
ンバータを構成する一方のスイッチング素子２０ａは、
起動時において主回路の入力電圧が所定値以上になった
ときオフされ、このスイッチング素子２０ａによる共振
動作が停止される。したがって、高周波トランス３４の
２次巻線３４ｂおよび３４ｃには、図１３に示すよう
に、主回路の入力電圧が一定レベルを超えている間高周
波高電圧は誘起されない。したがって、起動時に高周波
トランス３４の２次巻線３４ｂに表れる電圧を小さくす
ることができる。

【００５４】マグネトロン３６が発振を開始すると１次
電流が増加し、ダイオードブリッジ５２の出力電圧が基
準電圧６６５を超えると、比較器６６４の出力はハイレ
ベルとなり、それによって単安定マルチバイブレータ６
６６がトリガされ、応じてＲＳフリップフロップ６６７
がリセットされ、その反転出力はハイレベルとなる。し
たがって、トランジスタ６６３がオンされ、アンドゲー
ト６１の入力はハイレベルに固定される。それによっ
て、スイッチング制御信号ＱＡがそのままドライバ６２
に与えられ、スイッチング素子２０ａおよび２０ｂは通
常の発振動作を行う。

【００５５】比較器６６１の基準電圧６６２を商用電源
１４の２２０Ｖに相当する電圧に設定したとすると、２
次巻線３４ｂの出力電圧は約８８００Ｖ（＝２２０×２
０×２：ただし「２０」は高周波トランス３４の巻数比
である）にクランプすることができる。したがって、マ
グネトロン３６（図１）が発振していないときに生じる
サージ電圧を小さくすることができ、したがって高周波
トランス３４，ダイオード３８およびコンデンサ４０の
耐圧を小さくすることができる。

【００５６】もしこのような起動制御回路６６を用いな
ければ、マグネトロン３６が発振していないときには１
１２００Ｖ（＝２８０×２０×２）の電圧が２次巻線３
４ｂに生じる。この電圧はマグネトロン３６の定格（１
０ｋＶ）を超えてしまう。したがって起動制御回路６６
を用いなければマグネトロン３６の定格を大きくしなけ
ればならないし、その他の部品についても絶縁耐圧を大
きくしなければならなくなってしまう。しかしながら、
起動制御回路６６によって起動時の高電圧を抑制するこ
とができるので、高周波トランス３４などの絶縁耐圧を
小さくでき、したがってより安価な電子レンジ用電源装
置が得られる。

【００５７】図１２の実施例を用いた場合、２次巻線３
４ｃにも図１３に示すような間欠的な電圧が誘起される
ので、この２次巻線３４ｃの電圧によって加熱されるヒ
ータの加熱時間が長くなり、したがってマグネトロン３
６の起動時間が長くなる。そこで、この新たな問題に対
処するために、この実施例では、ＲＳフリップフロップ
の出力によってファンドライバ４８（図１）を制御す
る。すなわち、ＲＳフリップフロップ６６７のセット入
力にはマイクロコンピュータ５０からのスタート指令信
号が与えられ、したがってこの信号に応答してＲＳフリ
ップフロップ６６７の反転出力がローレベルになる。こ
のＲＳフリップフロップ６６７の反転出力がローレベル
の間すなわち起動時にはファンドライバ４８は冷却用フ
ァン４６を停止する。そのため、マグネトロン３６のヒ
ータ電圧が小さくても比較的速く十分加熱されることに
なる。したがって起動時にハーフブリッジコンバータを
間欠的に作動させることによって起動時間が長くなるの
を防止することができる。

【００５８】図１４に示す実施例では、Ｖ／Ｆ変換回路
６０からのスイッチング制御信号ＱＡがトグルフリップ
フロップ７６にも与えられ、したがって、トグルフリッ
プフロップ７６の出力は、図１５に示すようにスイッチ
ング制御信号ＱＡ毎にハイレベルまたはローレベルとな
る。このトグルフリップフロップ７６には、たとえば図
１２に示す比較器６６１の出力（またはその反転）がイ
ネーブル信号として与えられ、したがってトグルフリッ
プフロップ７６はハーフブリッジコンバータの入力電圧
が所定値以下のときイネーブルされる。このトグルフリ
ップフロップ７６の出力が切り換え信号として図７に詳
細に示す集積回路“ＧＰ６０５”の第１０番端子に与え
られる。

【００５９】切り換え信号がハイレベルの期間、Ｖ／Ｆ
変換回路６０すなわち集積回路“ＧＰ６０５”はデュア
ルモードではなくシングルモードで動作する。したがっ
て、このハイレベル期間においては、スイッチング制御
信号ＱＡおよびＱＢは図１５に示すように同相信号とな
る。したがって、スイッチング素子２０ａおよび２０ｂ
が同時にオンされ、ダイオードブリッジ１６，コモンモ
ードチョークコイル１８およびスイッチング素子２０ａ
および２０ｂの経路で電流が流れ、コモンモードチョー
クコイル１８にエネルギが蓄えられる。

【００６０】そして、後続のローレベル期間において
は、スイッチング制御信号ＱＡに同期してスイッチング
素子２０ａがオンされかつスイッチング制御信号ＱＢに
同期しててスイッチング素子２０ｂがオフされるので、
ダイオードブリッジ１６の出力とコモンモードチョーク
コイル１８に蓄えられていたエネルギとがハーフブリッ
ジコンバータの入力電圧として与えられる。マグネトロ
ン３６に印加される電圧が所定値（たとえば３．８ｋＶ
〜４．０ｋＶ）以下になるような入力電圧が与えられて
もマグネトロン３６に電流は流れず、高周波トランス３
４の１次側から２次側へエネルギは伝達されない。

【００６１】ところが、上述のようにコモンモードチョ
ークコイル１８に蓄えられたエネルギが入力電圧を高め
ることになり、マグネトロン３６の発振の始期および終
期が図１６において点線で示すように進みかつ遅れる。
したがって、１次電流が大きくなって、図１４に示す実
施例によれば、力率の改善が期待できる。

【００６２】図１７には、高周波トランス３４の２次巻
線３４ｂに接続された倍電圧整流回路を構成するダイオ
ード３８が破壊したことを検出するための検出回路７８
が示される。この検出回路７８は比較器８０を含み、図
４に示すダイオードブリッジ５２からの出力が比較器８
０の一方入力に与えられ、比較器８０の他方入力には基
準電圧が与えられる。したがって、比較器８０はダイオ
ードブリッジ５２の出力が一定レベル以上になったかど
うかを検出する。この比較器８０の出力がリトリガブル
単安定マルチバイブレータ８２のトリガ入力（第５番端
子）に与えられる。リトリガブル単安定マルチバイブレ
ータ８２は、アンドゲート８４の作用によって、一定時
間Ｔ１内に後続のトリガ入力が与えられるとハイレベル
またはローレベルの連続信号を出力する。上述の一定時
間Ｔ１は、図１７に示す抵抗ＲおよびコンデンサＣによ
って決められる。

【００６３】ダイオード３８が正常な状態では、高周波
トランス３４の１次巻線３４ａには図１８（Ａ）に示す
１次電流が流れる。したがって、ダイオードブリッジ５
２の出力は図１８（Ｂ）に示すようになり、１次電流が
正の半波のときにのみ基準電圧を超える。したがって、
比較器８０の出力は図１８（Ｃ）に示すようになり、ハ
イレベルの周期が一定時間Ｔ１より長くなる。したがっ
て、リトリガブル単安定マルチバイブレータ８０の第９
番端子からの出力は、図１８（Ｇ）に示すようにハイレ
ベルの連続信号となる。なお、図１８（Ｅ）および図１
８（Ｆ）は、それぞれアンドゲート８４の一方入力およ
び出力を示す。

【００６４】ダイオード３８が破壊された状態では、高
周波トランス３４の１次巻線３４ａには図１９（Ａ）に
示す１次電流が流れる。したがって、ダイオードブリッ
ジ５２の出力は図１９（Ｂ）に示すようになり、１次電
流の半波毎に基準電圧を超える。したがって、比較器８
０の出力は図１９（Ｃ）に示すようになり、ハイレベル
の周期が一定時間Ｔ１より短くなる。したがって、リト
リガブル単安定マルチバイブレータ８０の第９番端子か
らの出力は、図１９（Ｇ）に示すようにローレベルの連
続信号となる。なお、図１９（Ｅ）および図１９（Ｆ）
は、それぞれアンドゲート８４の一方入力および出力を
示す。リトリガブル単安定マルチバイブレータ８０のロ
ーレベルの連信号が異常検出信号として、たとえばマイ
クロコンピュータ５０（図４）に与えられる。

【００６５】図１７に示す検出回路７８に代えて、図２
０に示す回路が用いられてもよい。図２０に示す実施例
では、図１に示す検出抵抗３２の端子電圧が比較器８６
の一方入力に与えられる。そして、比較器８６の他方入
力には基準電圧８８が与えられ、比較器８６は、図１７
の比較器８０と同様に、１次電流の負の半波の電流レベ
ルを検出する。したがって、図１９（Ａ）に示すよう
に、ダイオード３８の故障が原因で１次電流の負の半波
の電流レベルが一定値を超えると、比較器８６から検出
信号が出力される。

【００６６】図２１に示す実施例では、マグネトロン３
６のヒータが、高周波トランス３４の２次巻線３４ｃの
出力だけでなくリングコア９０を通して与えられるリン
ギングチョークコンバータ２８の出力によって加熱され
る。すなわち、図２２に詳細に示すリンギングチョーク
コンバータ２８の出力線がリングコア９０に巻回され
る。そのリングコア９０には別の巻線が施され、その別
の巻線がダイオード９２を通してマグネトロン３６のカ
ソードに接続される。したがって、ヒータにはリングコ
ア９０を通して誘起されたリンギングチョークコンバー
タ２８の出力が２次巻線３４ｃの出力とともに印加され
る。

【００６７】ただし、マグネトロン３６のヒータにはリ
ンギングチョークコンバータ２８からのみヒータ電流が
供給されるようにしてもよい。なお、コンデンサ９４は
平滑コンデンサである。また、リンギングチョークコン
バータ２８の他の出力は、図２２に示すように、制御回
路１２（図１または図４）の電源として、およびドライ
バ６２（図４）の電圧源としてそれぞれ利用される。

【００６８】図２１に示す実施例によれば、次のような
効果が期待できる。すなわち、図１または図２１に示す
ように、マグネトロン３６には高周波フィルタ３６ａが
内蔵されていて、高周波フィルタ３６ａのインピーダン
スは２πｆＬ（Ｌは高周波フィルタのインダクタンス）
で変化する。したがって、マグネトロン３６の出力電力
を制御するにはハーフブリッジコンバータの発振周波数
を変化するので、常に一定のヒータ電流を流すことは困
難である。そこで、ハーフブリッジコンバータに不可欠
の別電源たとえばリンギングチョークコンバータ２８か
らもヒータ電流を供給するようにすれば、動作周波数に
拘わらずマグネトロン３６のヒータに一定の電流を流す
ことができ、マグネトロン３６の安定した動作が期待で
きる。

【００６９】なお、図４に示す過電流検出回路６８は過
大に１次電流を検出したときハイレベルの信号を出力
し、異常電圧検出回路７０は過大または過小な電源電圧
を検出したときハイレベルの信号を出力する。過電流検
出回路６８および異常電圧検出回路７０の出力がオアゲ
ート７２を通してフリップフロップ７４に与えられる。
したがって、ハーフブリッジコンバータに異常状態が生
じたとき、フリップフロップ７４からの信号が集積回路
“ＧＰ６０５”の第１番端子（図７参照）与えられる。
したがって、Ｖ／Ｆ変換回路６０の動作が停止され、ス
イッチング制御信号ＱＡおよびＱＢはともにハイレベル
のままとなり、ハーフブリッジコンバータの動作が停止
される。

【００７０】なお、図４に示す高調波成分抽出手段とし
てのバンドパスフィルタ５４および平均化手段としての
平滑回路５５はローパスフィルタに置き換えられてもよ
い。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の一実施例を示す回路図である。

【図２】図１の実施例における各部の電流または電圧を
示す波形図である。

【図３】図１の実施例における各部の電流または電圧を
示す波形図である。

【図４】図１の実施例の制御回路を詳細に示すブロック
図である。

【図５】図１の実施例の高周波トランスの１次電流の高
調波成分を表す周波数スペクトラムを示すグラフであ
る。

【図６】ハーフブリッジコンバータの入力電流に対する
１２０Ｈｚ成分の関係を示すグラフである。

【図７】図４の実施例のＶ／Ｆ変換回路の一例を示す機
能ブロック図である。

【図８】図７に示すＶ／Ｆ変換回路からのスイッチング
制御信号を示す波形図である。

【図９】図７に示すＶ／Ｆ変換回路の入力電圧に対する
スイッチング制御信号の周波数の関係を示すグラフであ
る。

【図１０】図４のドライバの一例を示す回路図である。

【図１１】図４のソフトスタート回路の一例を示す回路
図である。

【図１２】図４の起動制御回路の一例を示す回路図であ
る。

【図１３】図１２の起動制御回路によって達成される間
欠発振動作を示す１次電流の波形図である。

【図１４】図４のＶ／Ｆ変換回路の変形例を示す回路図
である。

【図１５】図１４の変形例の動作を示す波形図である。

【図１６】図１４の変形例の動作を示す波形図である。

【図１７】ダイオード破壊検出回路の一例を示す回路図
である。

【図１８】正常時の図１７のダイオード破壊検出回路の
動作を示す波形図である。

【図１９】異常時の図１７のダイオード破壊検出回路の
動作を示す波形図である。

【図２０】ダイオード破壊検出回路の他の例を示す回路
図である。

【図２１】マグネトロンのヒータ回路の変形例を示す回
路図である。

【図２２】図２１の変形例のリンギングチョークコンバ
ータを示す回路図である。

【符号の説明】

１０ …電子レンジ用電源
装置 １２ …制御回路 １４ …商用電源 １６ …ダイオードブリッ
ジ １８ …コモンモードチョ
ークコイル ２０ａ，２０ｂ …スイッチング素子 ２２ …接続線 ２４ａ，２４ｂ …放電抵抗 ２６ａ，２６ｂ …共振コンデンサ ２８ …リンギングチョー
クコンバータ ３０ａ，３０ｂ …ダイオード ３２ …検出抵抗 ３４ …高周波トランス ３４ａ …１次巻線 ３４ｂ，３４ｃ …２次巻線 ３６ …マグネトロン ３８ …高圧ダイオード ４０ …高圧コンデンサ ４２ …ポテンシャルトラ
ンス ４４ …カレントトランス ４６ …冷却用ファン ４８ …ファンドライバ ５０ …マイクロコンピュ
ータ ５２，６４ …ダイオードブリッ
ジ ５４ …バンドパスフィル
タ ５６，６６１，６６４，８０，８６…比較器 ５８ …ソフトスタート回
路 ６０ …Ｖ／Ｆ変換回路 ６２ …ドライバ ６６ …起動制御回路 ６８ …過電流検出回路 ７０ …異常電圧検出回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 伊藤 克彦 大阪府守口市京阪本通２丁目18番地 三 洋電機株式会社内 (56)参考文献 特開 昭58−57286（ＪＰ，Ａ) 特開 昭53−24649（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−119685（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−7385（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H05B 6/66 - 6/68

Claims (5)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】商用電源によって駆動され、かつ第１およ
   び第２のスイッチング素子の第１の直列接続と、前記第
   １の直列接続に並列接続される第１および第２の共振コ
   ンデンサの第２の直列接続と、前記第１の直列接続の接
   続点および前記第２の直列接続の接続点の間に接続され
   る１次巻線および前記１次巻線に磁気結合されてマグネ
   トロンに電圧を供給する２次巻線を有する高周波トラン
   スとを含むハーフブリッジコンバータ、 前記マグネトロンの所望の出力電力を指令する設定電圧
   を出力する設定電圧出力手段、前記第１の直列接続は前記第１および第２のスイッチン
   グ素子を接続すると共に、前記第１のスイッチング素子
   の電流が第２のスイッチング素子の電流と同じ方向に流
   れる第１の部分を含む接続線 前記接続線の前記第１の部
   分および前記第２のスイッチング素子の電流が流れる第
   ２の部分に結合されて前記第１および第２のスイッチン
   グ素子のそれぞれに流れる電流を検出するカレントトラ
   ンスを含む 電流検出手段、 前記電流検出手段によって検出された電流を平均化する
   平均化手段、 前記平均化手段によって得られた電圧と前記設定電圧と
   の差に相当する誤差電圧を出力する誤差電圧出力手段、
   および前記誤差電圧の大きさに基づいて前記第１および
   第２のスイッチング素子を制御するスイッチング制御手
   段を備える、電子レンジ用電源装置。
2. 【請求項２】商用電源によって駆動され、かつ第１およ
   び第２のスイッチング素子の第１の直列接続と、前記第
   １の直列接続に並列接続される第１および第２の共振コ
   ンデンサの第２の直列接続と、前記第１の直列接続の接
   続点および前記第２の直列接続の接続点の間に接続され
   る１次巻線および前記１次巻線に磁気結合されてマグネ
   トロンに電圧を供給する２次巻線を有する高周波トラン
   スとを含むハーフブリッジコンバータ、 前記マグネトロンの所望の出力電力を指令する設定電圧
   を出力する設定電圧出力手段、前記第１の直列接続は前記第１および第２のスイッチン
   グ素子を接続すると共に、前記第１のスイッチング素子
   の電流が第２のスイッチング素子の電流と同じ方向に流
   れる第１の部分を含む接続線 前記接続線の前記第１の部
   分および前記第２のスイッチング素子の電流が流れる第
   ２の部分に結合されて前記第１および第２のスイッチン
   グ素子のそれぞれに流れる電流を検出するカレントトラ
   ンスを含む 電流検出手段、 前記電流検出手段によって検出された電流を平均化する
   平均化手段、 前記平均化手段によって得られた電圧と前記設定電圧と
   の差に相当する誤差電圧を出力する誤差電圧出力手段、
   およびオン時間が一定でかつ前記誤差電圧の大きさに応
   じて周波数が異なる２つのスイッチング信号を出力する
   電圧／周波数変換手段を含み、前記第１および第２のス
   イッチング素子を制御するスイッチング制御手段を備え
   る、電子レンジ用電源装置。
3. 【請求項３】前記平均化手段は前記カレントトランスの
   出力を受けて前記商用電源の基本波の高調波成分を抽出
   する高調波成分抽出手段を含む、請求項１または２記載
   の電子レンジ用電源装置。
4. 【請求項４】前記高調波成分抽出手段は前記基本波の２
   倍の周波数を有する成分を抽出する第２高調波抽出手段
   を含む、請求項３記載の電子レンジ用電源装置。
5. 【請求項５】前記高調波成分抽出手段はフィルタ回路を
   含む、請求項３または４記載の電子レンジ用電源装置。