JP3233138B2 - インバータ回路 - Google Patents

インバータ回路

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JP3233138B2
JP3233138B2 JP27240999A JP27240999A JP3233138B2 JP 3233138 B2 JP3233138 B2 JP 3233138B2 JP 27240999 A JP27240999 A JP 27240999A JP 27240999 A JP27240999 A JP 27240999A JP 3233138 B2 JP3233138 B2 JP 3233138B2
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Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、電子レンジなどの
ようにマグネトロンを用いる誘電加熱、あるいは電磁調
理器などのように誘導加熱コイルを用いる誘導加熱を行
う高周波加熱装置の分野に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、この種のインバータ回路は、小
型、軽量、低コスト化が様々な分野で積極的に進められ
ていた。また、マグネトロンで発生されるマイクロ波に
より食品を調理する高周波加熱装置も、マグネトロンを
駆動するための電源の小型化、軽量化が要求され、スイ
ッチング化によりその要求を実現させていた。
【０００３】また、高い周波数で動作するスイッチング
素子のスイッチング損失を低減するために、スイッチン
グ電源の重要な技術である共振型回路方式を用いる方式
も実現されている。さらに、本発明に先だって、共振回
路の作用により、スイッチング素子に印加する電圧が高
くなり、これによりスイッチング素子、あるいは関連す
る電気部品の耐電圧が高くなり、結果として大型化、高
コスト化となる問題点を、以下に示す構成により解決し
ていた。
【０００４】即ち、図１０に示すように、直流電源１
と、前記直流電源１に接続されるリーケージトランス２
と、前記リーケージトランス２の１次巻線３側に直列に
接続される第１のスイッチング素子６と、第１のコンデ
ンサ４と、第２のコンデンサ５と第２のスイッチング素
子７との直列回路と、前記第１のスイッチング素子６と
前記第２のスイッチング素子７とを駆動する発振器を有
する駆動手段８と、前記リーケージトランス２の２次巻
線９側に接続される整流手段１０と、前記整流手段１０
に接続されるマグネトロン１１とから成り、前記第１の
コンデンサ５と前記第２のスイッチング素子７との前記
直列回路を前記リーケージトランス２の１次巻線３側に
並列に接続する構成とする。
【０００５】この回路構成の特徴は、リーケージトラン
ス２とともに共振回路を構成する第１のコンデンサ４よ
りも容量値の大きい補助的な第２のコンデンサ５を用い
ることにより、主たる第１のスイッチング素子６の印加
電圧を低減することができるという点にある。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来のインバータ回路では、第２のスイッチング素子７
は、第１のスイッチング素子６と異なる高い電位で動作
するため、それを駆動するための駆動回路は絶縁型等の
高耐圧駆動回路が必要であった。そのため、回路の簡素
化等の大きな妨げとなっていた。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、本発明は、直流電源に接続された誘導素子及び第１
のスイッチング素子の直列回路と、前記誘導素子の共振
用に配された第１のコンデンサと、前記誘導素子と並列
に接続された第２のコンデンサ及び第２のスイッチング
素子の直列回路と、前記第２のコンデンサ及び第１のス
イッチング素子の共通接続点と第２のスイッチング素子
の制御端子間に接続された駆動信号作成手段とを備え、
前記第２のスイッチング素子は、そのアノード側を第２
のコンデンサーに向けて逆並列接続されるダイオードを
有するとともに、前記共通接続点の電位が直流電源の出
力電位を超えた場合にその制御端子に自動的に駆動信号
が印加されてなるものである。
【０００８】
【発明の実施の形態】請求項１記載の発明によれば、第
１のスイッチング素子の印加電圧を低減することができ
るとともに、非常に簡素な構成で第２のスイッチング素
子を駆動することができる。
【０００９】また、請求項２記載の発明によれば、負電
圧制限回路により負の過大電圧は阻止されるので、第２
の駆動部の抵抗値を小さく設定して、第２のスイッチン
グ素子の駆動信号を大きくして、そのオン損失を軽減す
ることができる。
【００１０】また、請求項３記載の発明によれば、正電
圧制限回路により正の電圧を制限することができるの
で、第２の駆動部の抵抗値を小さく設定して、モード４
の終了直前の第２のスイッチング素子の駆動信号を大き
くできるので、そのオン損失を軽減することができる。
【００１１】また、請求項４記載の発明によれば、この
抵抗値を直流電源の電位に対して共通接続点が低い期間
は特に小さくなるように構成することにより、第２のス
イッチング素子のオフ動作を早めてスイッチング損失を
軽減することができる。
【００１２】
【実施例】（実施例１） 以下、本発明の第１の実施例について説明する。図１
は、実施例１を説明するための、高周波加熱装置に用い
るマグネトロンを駆動する電力変換装置の構成を示す回
路図である。本実施例の高周波加熱装置は、直流電源２
１、誘導素子であるリーケージトランス２２、第１のス
イッチング素子２６、第１のコンデンサ２４、第２のコ
ンデンサ２５、第２のスイッチング素子２７、第１の駆
動部２８、第２の駆動部２９、全波倍電圧整流回路３
１、およびマグネトロン３２から構成されている。
【００１３】ここで、第２のスイッチング素子２７と第
２のコンデンサ２５の直列回路と、リーケージトランス
２２の１次巻線２３、および第１のコンデンサ２４とは
並列に接続され、直流電源２１は、商用電源を全波整流
して直流電圧ＶＤＣをこの並列回路に印可している。第
１のスイッチング素子２６は、この並列回路への直流電
源２１の供給を制御する。リーケージトランス２２の２
次巻線３０で発生した高電圧出力は、全波倍電圧整流回
路３１で直流の高電圧に変換され、マグネトロン３２の
アノード−カソード間に印加される。リーケージトラン
ス２２の３次巻線３３は、マグネトロン３２のカソード
に電流を供給する。
【００１４】また、第１のスイッチング素子２６は、Ｉ
ＧＢＴと、それに逆並列に接続されるダイオードとから
構成されている。第２のスイッチング素子２７も同様に
ＩＧＢＴとダイオードとから構成されている。
【００１５】また、第１の駆動部２８により、第１のス
イッチング素子２６の駆動信号が与えられており、第２
のスイッチング素子２７は、その制御端子と前記並列回
路の共通接続点との間に接続した第２の駆動部２９によ
り、駆動信号が与えられる。
【００１６】以下、上記回路構成の動作について、図
２、図３を用いて説明する。先ず、モード１で第１のス
イッチング素子２６に駆動信号が与えられる。このとき
電流は、直流電源２１からリーケージトランス２２の１
次巻線２３を通って流れる。
【００１７】次に、モード２では第１のスイッチング素
子２６がオフし、１次巻線２３を通って流れていた電流
は第１のコンデンサ２４に向かって流れ始めると同時
に、第１のスイッチング素子２６の電圧が上昇する。第
１のスイッチング素子２６の電圧がＶＤＣを超えるとモ
ード３に移り、第２のスイッチング素子２７を構成する
ダイオードがオンする。したがって１次巻線２３からの
電流は、第１のコンデンサ２４と第２のコンデンサ２５
に分流し、第１のスイッチング素子２６の電圧の傾きは
緩くなる。このモード３では、共通接続点の電位がＶＤ
Ｃを超えているので、第２のスイッチング素子６の制御
端子には第２の駆動部２９より駆動信号が自動的に入力
されているが、これは次のモードで有効になる。
【００１８】次に、１次巻線２３からの電流が０を通
過、すなわち共振により１次巻線２３と第１、第２のコ
ンデンサ２４、２５を通って流れていた電流の向きが反
転するとモード４に移り、第１のコンデンサ２４の電荷
は１次巻線２３に向って放電を開始する。また、第２の
スイッチング素子２７の制御端子には、第２の駆動部２
９より駆動信号がすでに入力されているので、第２のコ
ンデンサ２５の電荷も１次巻線２３に向って放電を開始
する。この二つのコンデンサの放電に伴い、第１のスイ
ッチング素子２６の電圧は下降する。
【００１９】次に、第１のスイッチング素子２６の電圧
がＶＤＣに到達、すなわち第１、第２のコンデンサ２
４、２５の放電が完了するとモード５に移る。モード５
では共通接続点の電位がＶＤＣを下回るので、第２のス
イッチング素子６の制御端子には、第２の駆動部２９よ
りの駆動信号が入力されず、第２のスイッチング素子２
７はオフする。したがって、１次巻線２３の電流は第１
のコンデンサ２４のみに流れるので、第１のスイッチン
グ素子２６の電圧はその下降する傾きが急になる。
【００２０】次に、モード６では、第１のコンデンサ２
４の電圧がＶＤＣに達して、第１のスイッチング素子２
６を構成するダイオードがオンする。そのため、共振に
より１次巻線２３から第１のコンデンサ２４に向って流
れていた電流は、ダイオードを通じて直流電源２１に回
生される。回生電流が０になるとモード１に移るので、
回生電流が流れている間に、あらかじめ第１のスイッチ
ング素子２６をオンしておく必要がある。
【００２１】以上のように、本実施例のモード３、４で
は、１次巻線２３に第１、第２のコンデンサ２４、２５
を並列接続して、その共振電流による第１のスイッチン
グ素子２６の電圧上昇を軽減して、その印加電圧を低減
している。また、モード５においては、第２のコンデン
サ２５を切り離して、１次巻線２３と形成する共振回路
のコンデンサを第１のコンデンサ２４のみにすること
で、第１のスイッチング素子２６の電圧を確実に０に到
達させることができる。従って、第１のスイッチング素
子２６のモード１におけるオン時は、リーケージトラン
ス２２の１次巻線２３および第１のコンデンサ２４とは
並列に接続され、その印加電圧はゼロとなり、オン時の
スイッチング損失を低減することができる。
【００２２】また、第２のスイッチング素子２７に印加
する電圧は、モード３、４の期間は第２のスイッチング
素子２７を構成するダイオード等がオンしているので０
になり、モード５、６は直流電源電圧ＶＤＣ以下になる
ので、その最大値を直流電源電圧ＶＤＣとすることがで
き、さらには、第２のスイッチング素子２７の駆動信号
を、その制御端子と前記並列回路の共通接続点との間に
接続した第２の駆動部２９より自動的に与えられるとい
う点にある。
【００２３】なお、図１は、第１のコンデンサ２４をリ
ーケージトランス２２の１次巻線２３に並列に接続する
実施例を示しているが、直流電源２１の交流出力インピ
ーダンスは零に近いので、交流等価回路では、第１のコ
ンデンサ２４は１次巻線２３に並列に接続されていると
みなせる他のインバータ回路方式、例えば第１のコンデ
ンサ２４を第１のスイッチング素子２６と並列に接続す
る方式であっても、本発明の構成は有効になる。
【００２４】また、図１は、第１のスイッチング素子２
６および第２のスイッチング素子２７として、ＩＧＢＴ
とそれに逆並列接続されるダイオードの構成を用いて説
明しているが、本方式はこれに限定されるものではな
く、他の素子、たとえばバイポーラトランジスタとダイ
オードの場合等にも応用できる。
【００２５】さらには、本出願では、電子レンジなどの
ように、マグネトロンを用いる誘電加熱装置に関して記
述しているが、電磁調理器などのように誘導加熱コイル
を用いて誘導加熱を行う高周波加熱装置の分野では、リ
ーケージトランス２２の１次巻線２３を誘導加熱コイル
に置き換えることにより応用可能となる。
【００２６】（実施例２） また、図４に示すように、第２のスイッチング素子２７
の両端にダイオードとツェナーダイオードの直列回路
（負電圧制限回路３４）を接続する方法も有効である。
【００２７】即ち、当該構成によれば、モード５の開始
時点において、第２のスイッチング素子６のオフ動作の
遅れに伴い、第２のコンデンサ２５が負極性に充電され
た場合に、第２のスイッチング素子６の制御端子に入力
される駆動信号が負電圧となるが、負電圧制限回路３４
はこのような場合等による負電圧を、図５に示すよう
に、制限することができる。
【００２８】なお、負電圧制限回路３４をダイオードと
ツェナーダイオードの直列回路としたが、ダイオードの
みに簡略化も可能である。
【００２９】（実施例３） また、図６に示すように、第２のスイッチング素子２７
の両端に正電圧制限回路４４を接続する方法も有効であ
る。
【００３０】即ち、当該構成によれば、正電圧制限回路
３４はモード３および４等における第２のスイッチング
素子６の制御端子の正の電圧を制限することができる。
従って、モード４の終了直前における制御端子電圧を、
図７の点線で示されるように大きく設定できるので、第
２のスイッチング素子６のオン損失を軽減することがで
きる。
【００３１】（実施例４） また、図８に示すように、第２の駆動部５９として、ダ
イオードと抵抗の直列接続を主抵抗に併設する方法も有
効である。
【００３２】即ち、当該構成によれば、モード５では共
通接続点の電位がＶＤＣを下回るので、第２のスイッチ
ング素子６の制御端子に入力される第２の駆動部５９よ
りの駆動信号はオフ（負）の極性になる。このモード５
の開始点では、第２のスイッチング素子２７はオフに切
り替わるまでは、第２のコンデンサ２５は、負の極性に
充電されるが、共通接続点の電位がＶＤＣを下回る等の
影響で、第２の駆動部５９のインピーダンスはモード４
に比べて小さくなり、その駆動信号の減衰の傾きは急に
なる。したがって、第２のスイッチング素子２７の制御
端子の電荷を急速に放電させてオフ動作を早くして、ス
イッチング損失を軽減することができる。
【００３３】
【発明の効果】以上のように、請求項１記載の発明によ
れば、第１のスイッチング素子の印加電圧を低減するこ
とができるとともに、非常に簡素な構成で第２のスイッ
チング素子を駆動することができる。
【００３４】また、請求項２記載の発明によれば、負電
圧制限回路により負の過大電圧は阻止されるので、第２
の駆動部の抵抗値を小さく設定して、第２のスイッチン
グ素子の駆動信号を大きくして、そのオン損失を軽減す
ることができる。
【００３５】また、請求項３記載の発明によれば、正電
圧制限回路により正の電圧を制限することができるの
で、第２の駆動部の抵抗値を小さく設定して、モード４
の終了直前の第２のスイッチング素子の駆動信号を大き
くできるので、そのオン損失を軽減することができる。
【００３６】また、請求項４記載の発明によれば、この
抵抗値を直流電源の電位に対して共通接続点が低い期間
は特に小さくなるように構成することにより、第２のス
イッチング素子のオフ動作を早めてスイッチング損失を
軽減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例１の高周波加熱装置に用いるマ
グネトロン駆動用の回路構成図
【図２】同、動作モードにより分類した回路図
【図３】同、回路を構成する各部の電圧電流波形図
【図４】本発明の実施例２の高周波加熱装置に用いるマ
グネトロン駆動用の回路構成図
【図５】同、回路を構成する各部の電圧電流波形図
【図６】本発明の実施例３の高周波加熱装置に用いるマ
グネトロン駆動用の回路構成図
【図７】同、回路を構成する各部の電圧電流波形図
【図８】本発明の実施例４の高周波加熱装置に用いるマ
グネトロン駆動用の回路構成図
【図９】同、回路を構成する各部の電圧電流波形図
【図１０】従来例の高周波加熱装置に用いるマグネトロ
ン駆動用の回路構成図
【符号の説明】
２１ 直流電源 ２２ リーケージトランス ２３ 誘導素子（１次巻線） ２４ 第１のコンデンサ ２５ 第２のコンデンサ ２６ 第１のスイッチング素子 ２７ 第２のスイッチング素子 ２８ 第１の駆動部 ２９ 駆動信号作成手段（第２の駆動部） ３０ ２次巻線 ３１ 全波倍電圧整流回路 ３２ マグネトロン ３３ ３次巻線
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平６−233531（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/538 H02M 7/48 H05B 6/66 H05B 6/68

Claims (4)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 直流電源に接続された誘導素子及び第１
    のスイッチング素子の直列回路と、前記誘導素子の共振
    用に配された第１のコンデンサと、前記誘導素子と並列
    に接続された第２のコンデンサ及び第２のスイッチング
    素子の直列回路と、前記第２のコンデンサ及び第１のス
    イッチング素子の共通接続点と第２のスイッチング素子
    の制御端子間に接続された駆動信号作成手段とを備え、
    前記第２のスイッチング素子は、そのアノード側を第２
    のコンデンサーに向けて逆並列接続されるダイオードを
    有するとともに、前記共通接続点の電位が直流電源の出
    力電位を超えた場合にその制御端子に自動的に駆動信号
    が印加されてなるインバータ回路。
  2. 【請求項２】 駆動信号作成手段の負電圧を制限するた
    めの負電圧制限回路を有してなる請求項１記載のインバ
    ータ回路。
  3. 【請求項３】 駆動信号作成手段の正電圧を制限するた
    めの正電圧制限回路を有してなる請求項１記載のインバ
    ータ回路。
  4. 【請求項４】 駆動信号作成手段は、第２のコンデンサ
    と第１のスイッチングの接続点の電位が直流電源の電位
    を下回る期間のインピーダンスを、上回る期間のインピ
    ーダンスより小さくなるように構成してなる請求項１記
    載のインバータ回路。
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