CN1322396A

CN1322396A - 逆变器电路

Info

Publication number: CN1322396A
Application number: CN00802068A
Authority: CN
Inventors: 末永治雄; 石尾嘉朗; 安井健治
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1999-09-27
Filing date: 2000-09-13
Publication date: 2001-11-14
Anticipated expiration: 2020-09-13
Also published as: JP3233138B2; CN1148861C; JP2001095265A; EP1142092A1; WO2001024349A1; EP1142092B1; US6388899B1; DE60044331D1

Abstract

逆变器电路由以下一种简单结构构成:一端与直流电源21相连的电感元件(初级线圈)23;与之并联的第一电容器24;第二开关元件27和第二电容器25的串联电路;初级线圈23、第一电容器24和串联电路另一端相连的公共连接点;用于开启和关断直流电源21和其他部分之间的控制的第一开关元件26,以及连接在第二开关元件27的控制端和公共连接点之间的驱动信号发生装置(阻抗)。

Description

逆变器电路

1．技术领域

本发明涉及高频加热设备领域，该设备使用磁控管进行介质加热如用于电子测距，或使用感应加热线圈进行感应加热如用于电磁烹饪装置。

2．背景技术

通常来说，对于这种逆变器电路，各种领域都需要进行减小体积、减轻重量和降低成本方面的工作。此外，通过磁控管产生的微波来烹饪食物的高频加热设备中，也需要减小电源的体积并减轻其重量，而这些都是采用开关技术来实现的。

此外，为了减少高频状态下开关元件的开关损耗，还采用了谐振型电路系统，这是开关电源的一项重要技术。另外，在本发明之前存在的问题是，由于谐振电路的动作，施加在开关元件上的电压增加，从而增加了开关元件或相关电气部件的耐压，其结果是，使体积和成本增大。而这些问题通过下述结构而得以解决。

如图10所示，该系统包括：直流电源1；与直流电源相连的漏磁变压器2；与漏磁变压器2的初级线圈侧3串联的第一开关元件6；第一电容器4；第二电容器5和第二开关元件7组成的串联电路；具有振荡器并用于驱动第一开关元件6和第二开关元件7驱动装置8；与漏磁变压器2的次级线圈侧9相连的整流器装置10；以及与整流器装置10相连的一个磁控管11。并且该系统的结构使得第一电容器5和第二开关元件7组成的串联电路与漏磁变压器2的初级线圈侧3并联。

该电路结构的特征在于，使用具有比第一电容器4更大容量的第二辅助电容器5与漏磁变压器2一起构成谐振电路，可降低第一主开关元件6上所施加的电压。

然而，在这种传统的逆变器电路中，由于第二开关元件7是工作在不同于第一开关元件6而且更高电压之下的，因此实施对其驱动的驱动电路需要较高耐压的驱动电路，如绝缘型的驱动电路。因此，这是简化电路的一个主要困扰点。

发明概述

为了解决上述问题，本发明包括：一端与直流电源相连的感应元件；控制直流电源向感应元件供电状况的第一开关元件；用于感应元件谐振的第一和第二电容器；与第二电容器串联的第二开关元件。其中，第二电容器与第一开关元件串联，并且驱动信号发生装置连接在第二电容器的第一开关元件和第二开关元件的控制终端之间。

根据本发明的第一方面，可以降低第一开关元件的施加电压，并且可通过很简单的结构来驱动第二开关元件。

此外，根据本发明的第二方面，采用负电压限制电路，由于阻滞了负过电压，可以将第二驱动部分的电阻值设为较小的数值，并且增大第二开关元件的驱动信号，从而可以降低其开启损耗。

此外，根据本发明的第三方面，采用正电压限制电路，由于限制了正过电压，可以将第二驱动部分的电阻值设为较小的数值，并且增大第二开关元件在刚完成模式4之前的驱动信号，从而可降低其开启损耗。

此外，根据本发明的第四方面，当构成的电阻值使得在公共连接点的电压低于直流电源的电压期间显著降低电阻值，加快了第二开关元件的关断操作，从而可降低开关损耗。

附图简述

图1是本发明第一个实施例的用作高频加热设备的磁控管驱动器的电路结构图。

图2A至2F是按照本发明第一个实施例的工作模式分类的电路图。

图3是构成本发明第一个实施例的电路的每一构成部分的电压电流波形图。

图4是用于本发明第二个实施例的一个高频加热设备的磁控管驱动器的电路结构图。

图5是构成本发明第二个实施例的电路的每一构成部分的电压电流波形图。

图6是用于本发明第三个实施例的高频加热设备的磁控管驱动器的电路结构图。

图7是构成本发明的第三个实施例的电路的每一构成部分的电压电流波形图。

图8是用于本发明第四个实施例的高频加热设备的磁控管驱动器的电路结构图。

图9是构成本发明第四个实施例的电路的每一构成部分的电压电流波形图。

图10是用于传统高频加热设备的磁控管驱动器的电路结构图。

实施本发明的最佳方式

(第一个实施例)

下面描述本发明的第一个实施例。图1为用于启动高频加热设备的磁控管的一个电源转换设备的电路结构图，此图用来说明第一个实施例。本实施例中的高频加热设备包括：直流电源21；作为感应元件的漏磁变压器22；第一开关元件26；第一电容器24；第二电容器25；第二开关元件27；第一驱动部分28；第二驱动部分29；全波倍压整流器电路31，以及磁控管32。

在此，第二开关元件27与第二电容器5组成的串联电路，以及漏磁变压器22的初级线圈和第一电容器24是并联连接在一起的，并且直流电源21通过对市电进行全波整流而将直流电压VDC施加到该并联电路上。第一开关元件26控制直流电源22向并联电路的供电。漏磁变压器22的次级线圈30中产生的高电压输出通过全波倍压整流器电路31而转化成直流高电压，并且施加在磁控管32的正极和负极之间。漏磁变压器22的第三线圈33向磁控管32的负极提供电流。

此外，第一开关元件26由IGBT及与其反向并联的二极管构成。第二开关元件27也以同样方式由IGBT和二极管构成。

此外，由第一驱动部分28提供第一开关元件26的驱动信号，并且由连接在控制终端和并联电路公共连接点之间的第二驱动部分29提供第二开关元件27的驱动信号。

参见图2A至2F以及图3，下面描述上述电路的工作情况。最初时，以模式1，向第一开关元件26提供驱动信号。这时，电流从直流电源21流向漏磁变压器22的初级线圈23。

接着，以模式2，关断第一开关元件26，流经初级线圈23的电流开始流向第一电容器24，并且同时，第一开关元件26的电压增大。当第一开关元件26的电压超过VDC时，工作状态转换为模式3，构成第二开关元件27的二极管被开启。因此，来自初级线圈23的电流被分流至第一电容器24和第二电容器25，并且缓和了第一开关元件26的电压倾向(inclination)。在模式3中，由于公共连接点处的电压超过VDC，所以驱动信号自动从第二驱动部分29输入至第二开关元件6的控制终端，并且这在下一个模式中生效。

接着，当来自初级线圈23的电流经过0时，也就是，通过谐振，使流过初级线圈23和第一及第二电容器24和25的方向反向，工作状态转变为模式4，并且第一电容器24的电荷开始向初级线圈23释放。此外，由于来自第二驱动部分29的驱动信号已经输入至第二开关元件27的控制终端，所以第二电容器25中的电荷也开始向初级线圈23释放。随着这两个电容器的放电，第一开关元件26的电压降低。

接着，当第一开关元件26的电压达到VDC时，即，第一及第二电容器24和25完成放电时，工作状态转变为模式5。在模式5的时候，由于公共连接点的电压低于VDC，所以来自第二驱动部分29的驱动信号是不输入至第二开关元件6的控制终端的，并且第二开关元件27关闭。因此，由于初级线圈23中的电流只流向第一电容器24，加剧了第一开关元件26的电压降低倾向。

接着，在模式6中，第一电容器24的电压达到VDC，构成第一开关元件26的二极管开启。因此，从初级线圈23通过谐振流向第一电容器24的电流，通过二极管重新产生至直流电源21。再生的电流为0时，由于工作状态转变为模式1，有必要在再生的电流通过时预先开启第一开关元件26。

如上所述，本实施例的模式3和4中，第一电容器24和第二电容器25与初级线圈23并联，并且通过共振电流减轻了第一开关元件26的电压增加，而且减降低其外加电压。此外，在模式5中，当第二电容器25被隔开时，并且与初级线圈23一起形成谐振电路的电容器只是第一电容器24时，第一开关元件26的电压一定达到0。因此，当第一开关元件26在模式1中开启时，漏磁变压器的初级线圈23和第一电容器24并联，并且其施加电压变为0，从而，可降低开启时的开关损耗。

此外，施加在第二开关元件27上的电压为0，这是因为组成第二开关元件27的二极管在模式3和4期间是开启的，并且在模式5和6期间，低于直流电源电压VDC，其最大值可以是直流电源电压VDC，另外，第二开关元件27的驱动信号从连接在控制终端和并联电路公共连接点之间的第二驱动部分29自动输入。

顺便指出，图1示出了一个实施例，其中，第一电容器24与漏磁变压器22的初级线圈23并联，并且由于直流电源21的交流输出阻抗几乎为0，在交流等效电路中，即使是另一逆变器电路系统可以被视为是使第一电容器24与初级线圈23并联的，例如，是一个其中的第一电容器24与第一开关元件26并联的系统，本发明的构造也是有效的。

此外，图1采用IGBT及与其反向并联的二极管的结构，说明了第一开关元件26和第二开关元件27，然而，本系统不局限与此，也可适用于其他元件，例如，适于双极晶体管和二极管的情况。

此外，在本发明中，描述了使用磁控管介质加热设备，然而，在使用感应加热线圈进行感应加热的高频加热设备如电磁烹饪装置的领域中，当用感应加热线圈来替代漏磁变压器22的初级线圈23的时候，可应用本发明。

(第二个实施例)

此外，如图4所示，可以采用这样一种方法，即，将由二极管和齐纳二极管(负电压限制电路34)组成的串联电路与第二开关元件27的两端相连。

即，根据该结构，在模式5启动的那一时刻，随着第二开关元件6关闭操作延迟，第二电容器25向负极充电，输入至第二开关元件6的控制终端的驱动信号变成负电压，然而，负电压限制电路34可通过如图5所示的方式来限制负电压。

顺便指出，负电压限制电路34是由二极管和齐纳二极管组成的串联电路，然而，也可简化为只有二极管。

(第三个实施例)

此外，如图6所示，也可以采用这样一种方法，即，将正电压限制电路44与第二开关元件27的两端相连。

即，根据该结构，正电压限制电路34可以在模式3和4中限制第二开关元件6的控制端的正电压。因此，由于如图7中虚线所示那样，在模式4刚结束之前的控制端电压可被设为较大值，可降低第二开关元件6的开启损耗。

(第四个实施例)

此外，如图8所示，作为第二驱动部分59也可以采用这样一种方法，即，连同主电阻一起提供二极管和电阻的串联。

即，根据该结构，由于在模式5中公共连接点处的电压小于VDC，从第二驱动部分59输入第二开关元件6的控制端的驱动信号变成关闭(负)极性。在模式5启动点，第二电容器25向负极充电，直至第二开关元件27变成关闭状态，然而，受公共连接点的电压小于VDC的影响，第二驱动部分59的阻抗小于模式4时的阻抗，并且驱动信号衰减倾向变得明显。因此，第二开关元件27的控制端的电荷很快释放，并且关闭操作加快，从而可减少开关损耗。

如上所述，根据本发明的第一方面，可以降低第一开关元件上施加的电压，并且可采用很简单的结构，来驱动第二开关元件。

此外，根据本发明的第二方面，由于负过电压受到负电压限制电路的阻滞，第二驱动部分的电阻值被设置为更小数值，并且增加了第二开关元件的驱动信号，从而可降低其开启损耗。

此外，根据本发明的第三方面，由于正过电压受到正电压限制电路的限制，第二驱动部分的电阻值被设置为一个更小的数值，并且可以增加第二开关元件在模式4刚结束之前的驱动信号，从而可降低其开启损耗。

此外，根据本发明的第四方面，当系统的结构使得在共同连接点处的电压低于直流电源的电压的期间电阻要小得多的时候，加快第二开关元件的关闭操作，从而可降低开关损耗。

工业实用性

本发明的逆变器电路可应用于使用磁控管进行介质加热如电子测距(electronic ranges)，或使用感应加热线圈进行感应加热如电磁烹饪装置的高频加热设备。

Claims

1．一种变器电路，其特征在于，它包含：

一端与直流电源相连的电感元件；

用于控制直流电源向感应元件供电状况的第一开关元件；

用于电感元件谐振的第一电容器；

用于电感元件谐振的第二电容器；

与所述第二电容器串联的第二开关元件；以及

一端通过节点与第一开关元件和第二电容器相连、另一端与第二开关元件的控制终端相连的驱动信号发生器。

2．如权利要求1所述的逆变器电路，其特征在于，它还包括用于限制驱动信号发生器的负电压的负电压限制电路。

3．如权利要求1所述的逆变器电路，其特征在于，它还包括用于限制驱动信号发生器的正电压的正电压限制电路。

4．如权利要求1所述的逆变器电路，其特征在于，所述驱动信号发生器使得将所述第二电容器与第一开关元件相连的节点的电压不大于直流电源的电压期间的阻抗，不会大于节点的电压不小于直流电源电压期间的阻抗。