JP2691626B2 - 高周波加熱装置用スイッチング電源 - Google Patents
高周波加熱装置用スイッチング電源Info
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- Control Of High-Frequency Heating Circuits (AREA)
- Constitution Of High-Frequency Heating (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 「産業上の利用分野」 本発明は、インバータ方式電子レンジなどの高周波加
熱装置の電源として用いられる電圧共振型のスイッチン
グ電源に関するものである。
熱装置の電源として用いられる電圧共振型のスイッチン
グ電源に関するものである。
「従来の技術」 インバータ方式の電子レンジは、高周波発振管（以下
マグネトロンという）の変換効率が約50％と低いにも拘
らず、小型で大出力を得るため、第７図に示すように、
共振コンデンサ（１）の容量（Ｃ）と、インバータトラ
ンスであるリーケージトランス（２）のインダクタンス
（Ｌ）の並列共振を応用した電圧共振型のスイッチング
電源が用いられてきた。
マグネトロンという）の変換効率が約50％と低いにも拘
らず、小型で大出力を得るため、第７図に示すように、
共振コンデンサ（１）の容量（Ｃ）と、インバータトラ
ンスであるリーケージトランス（２）のインダクタンス
（Ｌ）の並列共振を応用した電圧共振型のスイッチング
電源が用いられてきた。
この電圧共振型スイッチング電源は、オフ時間を入力
電圧（Vin）に対して共振周波数 で固定し、スイッチング素子（３）に印加される共振電
圧が0Vまで下降した後、このスイッチング素子（３）を
導通させるものである。そのため、スイッチング損失が
少なく、変換効率の高い電源回路が得られる。
電圧（Vin）に対して共振周波数 で固定し、スイッチング素子（３）に印加される共振電
圧が0Vまで下降した後、このスイッチング素子（３）を
導通させるものである。そのため、スイッチング損失が
少なく、変換効率の高い電源回路が得られる。
ところが、電圧共振型スイッチング電源は、先に述べ
たように、オフ時間が共振周波数で固定されており、オ
ン時間を変化して出力を安定化するものであるため、ス
イッチング周波数を大きく変化させる必要があり、従来
のスイッチング電源で多用されているPWM（パルス幅変
調）方式は使用できない。したがって、電圧共振型スイ
ッチング電源の制御回路は極めて複雑化していた。
たように、オフ時間が共振周波数で固定されており、オ
ン時間を変化して出力を安定化するものであるため、ス
イッチング周波数を大きく変化させる必要があり、従来
のスイッチング電源で多用されているPWM（パルス幅変
調）方式は使用できない。したがって、電圧共振型スイ
ッチング電源の制御回路は極めて複雑化していた。
すなわち、基準信号に対してスイッチング素子（３）
を強制的にオン・オフする、いわゆる他励方式で必要と
される回路は、第７図に示すように、入力電源の整流
波回路（４）、スイッチング素子（３）、インバータト
ランス（２）、マグネトロン（５）の他にスイッチング
素子（３）の電圧が0Vまで下降したことを検出する電圧
検出回路（６）、帰還信号により負荷であるマグネトロ
ン（５）に必要なスイッチング素子（３）のオン時間を
設定するオン時間設定回路（７）、このオン時間を得る
ため基準となるスイッチング周波数を高速で可変する回
路（８）、マグネトロン（５）のパワーの検出回路
（９）、制御信号を絶縁して制御回路（10）に帰還する
ためのパルストランスを主体とする回路（11）で構成さ
れている。
を強制的にオン・オフする、いわゆる他励方式で必要と
される回路は、第７図に示すように、入力電源の整流
波回路（４）、スイッチング素子（３）、インバータト
ランス（２）、マグネトロン（５）の他にスイッチング
素子（３）の電圧が0Vまで下降したことを検出する電圧
検出回路（６）、帰還信号により負荷であるマグネトロ
ン（５）に必要なスイッチング素子（３）のオン時間を
設定するオン時間設定回路（７）、このオン時間を得る
ため基準となるスイッチング周波数を高速で可変する回
路（８）、マグネトロン（５）のパワーの検出回路
（９）、制御信号を絶縁して制御回路（10）に帰還する
ためのパルストランスを主体とする回路（11）で構成さ
れている。
「発明が解決しようとする課題」 電子レンジなどの高周波加熱装置は、一般家庭で使用
される民生品であり、高信頼性と低価格という相反する
特性が必要かつ十分条件となっており、なるべく簡単な
回路で実現する必要がある。従来のように電子レンジ用
インバータ回路に他励方式の電圧共振型スイッチング電
源を使用していたため、制御回路が複雑であること、さ
らに微小信号を基準とするため外来ノイズ等に対する誤
動作対策が不可欠となる等、保護回路として付加すべき
周辺回路が多くなり、高信頼性と低価格に限界があっ
た。
される民生品であり、高信頼性と低価格という相反する
特性が必要かつ十分条件となっており、なるべく簡単な
回路で実現する必要がある。従来のように電子レンジ用
インバータ回路に他励方式の電圧共振型スイッチング電
源を使用していたため、制御回路が複雑であること、さ
らに微小信号を基準とするため外来ノイズ等に対する誤
動作対策が不可欠となる等、保護回路として付加すべき
周辺回路が多くなり、高信頼性と低価格に限界があっ
た。
本発明は、複雑な制御回路を用いることなく、高信頼
性と低価格を可能にした高周波加熱装置用スイッチング
電源を得ることを目的とする。
性と低価格を可能にした高周波加熱装置用スイッチング
電源を得ることを目的とする。
「課題を解決するための手段」 本発明は、直流電源を共振コンデンサとインバータト
ランスに供給し、この１次巻線に直列に結合された主ス
イッチング素子にてパルス化し、２次巻線に結合された
高周波発振管に供給するようにした高周波加熱装置用電
源において、前記インバータトランスに補助巻線を設
け、この補助巻線をダイオードと抵抗を介して前記主ス
イッチング素子の制御端子とエミッタ間に結合して自励
方式の電圧共振型とし、前記直流電源の入力電圧を分圧
した基準電圧をコンパレータの一方の端子に入力し、主
スイッチング素子を流れる電流から変換した電圧を前記
コンパレータの他方の端子に入力し、この電圧が前記基
準電圧を越えたときのコンパレータ出力で、主スイッチ
ング素子の制御端子・エミッタ間に挿入した補助スイッ
チング素子をオンして主スイッチング素子を強制的にオ
フするようにしたことを特徴とする高周波加熱装置用ス
イッチング電源である。
ランスに供給し、この１次巻線に直列に結合された主ス
イッチング素子にてパルス化し、２次巻線に結合された
高周波発振管に供給するようにした高周波加熱装置用電
源において、前記インバータトランスに補助巻線を設
け、この補助巻線をダイオードと抵抗を介して前記主ス
イッチング素子の制御端子とエミッタ間に結合して自励
方式の電圧共振型とし、前記直流電源の入力電圧を分圧
した基準電圧をコンパレータの一方の端子に入力し、主
スイッチング素子を流れる電流から変換した電圧を前記
コンパレータの他方の端子に入力し、この電圧が前記基
準電圧を越えたときのコンパレータ出力で、主スイッチ
ング素子の制御端子・エミッタ間に挿入した補助スイッ
チング素子をオンして主スイッチング素子を強制的にオ
フするようにしたことを特徴とする高周波加熱装置用ス
イッチング電源である。
「作用」 起動回路によりスイッチング素子がオンを開始し、電
流は、入力電圧をVinとすると次式で表わされる。
流は、入力電圧をVinとすると次式で表わされる。
すなわち、スイッチング素子の電流は、０から直線的
に増加し、その傾斜は、インバータトランスのインダク
タンスによって決定される。このスイッチング素子と直
列に挿入したインバータトランスの１次巻線電流の増加
を、電磁結合する補助巻線から前記スイッチング素子の
オンを助長する方向で加え、出力に電力を供給する。
に増加し、その傾斜は、インバータトランスのインダク
タンスによって決定される。このスイッチング素子と直
列に挿入したインバータトランスの１次巻線電流の増加
を、電磁結合する補助巻線から前記スイッチング素子の
オンを助長する方向で加え、出力に電力を供給する。
オフは、スイッチング素子の直流電流増幅率（以下Hf
eという）によって決定され、コレクタ電流が流し切れ
なくなった時点でスイッチング素子が急激に遮断され、
出力が停止する。
eという）によって決定され、コレクタ電流が流し切れ
なくなった時点でスイッチング素子が急激に遮断され、
出力が停止する。
この場合に重要なことは、他励方式ではスイッチング
周波数を高速で変化するためV/Fコンバータが必要とな
るが、自励方式の場合には、従来のリンギングチョーク
コンバータ（以下RCCという）回路で明らかなように、
入力電圧および出力電圧の変化に対して、自分自身でス
イッチング周波数を変化し、出力を安定化するため、先
の他励方式の制御回路と全く同等の動作が可能となる。
周波数を高速で変化するためV/Fコンバータが必要とな
るが、自励方式の場合には、従来のリンギングチョーク
コンバータ（以下RCCという）回路で明らかなように、
入力電圧および出力電圧の変化に対して、自分自身でス
イッチング周波数を変化し、出力を安定化するため、先
の他励方式の制御回路と全く同等の動作が可能となる。
さらにRCC回路を発展させ、共振コンデンサ（１）を
追加したが、インバータトランスのインダクタンスと積
極的な共振動作を利用しない準共振動作の場合でも、ス
イッチング素子のコレクタ・エミッタ間電圧（以下VQ1
という）は、駆動電流を流さないターンオン時にインバ
ータトランスのインダクタンスと準共振動作となりVin
を中心に振動する。このため変換効率の良いスイッチン
グ素子のターンオンポイントが存在する。これをさらに
進め完全共振させることによりスイッチング素子のVQ1
は0Vまで下降し、この時点でスイッチング素子をオンす
ればゼロクロスが達成できスイッチングロスのない高効
率電力変換回路となる。これを第３図に示す。
追加したが、インバータトランスのインダクタンスと積
極的な共振動作を利用しない準共振動作の場合でも、ス
イッチング素子のコレクタ・エミッタ間電圧（以下VQ1
という）は、駆動電流を流さないターンオン時にインバ
ータトランスのインダクタンスと準共振動作となりVin
を中心に振動する。このため変換効率の良いスイッチン
グ素子のターンオンポイントが存在する。これをさらに
進め完全共振させることによりスイッチング素子のVQ1
は0Vまで下降し、この時点でスイッチング素子をオンす
ればゼロクロスが達成できスイッチングロスのない高効
率電力変換回路となる。これを第３図に示す。
このように、RCC回路は、基本的にV/Fコンバータの機
能を持ち、さらに電圧共振型スイッチング電源に最適な
回路である。
能を持ち、さらに電圧共振型スイッチング電源に最適な
回路である。
「実施例」 以下、本発明の実施例を第１図ないし第６図に基き説
明する。
明する。
第１図は、本発明の基本回路例を示すもので、交流電
源入力端子（12）（13）に、全波整流器（14）、インダ
クタ（15）およびコンデンサ（16）からなる整流波回
路（４）が結合されている。前記コンデンサ（16）の両
端間に、インバータトランス（２）の１次巻線（17）と
主スイッチング素子としてのトランジスタ（３）との直
列回路が接続されている。この主スイッチング素子とし
てのトランジスタ（３）は、バイポーラトランジスタ、
絶縁ゲート型バイポーラトランジスタなどからなる。
源入力端子（12）（13）に、全波整流器（14）、インダ
クタ（15）およびコンデンサ（16）からなる整流波回
路（４）が結合されている。前記コンデンサ（16）の両
端間に、インバータトランス（２）の１次巻線（17）と
主スイッチング素子としてのトランジスタ（３）との直
列回路が接続されている。この主スイッチング素子とし
てのトランジスタ（３）は、バイポーラトランジスタ、
絶縁ゲート型バイポーラトランジスタなどからなる。
また、前記１次巻線（17）と並列に共振用コンデンサ
（１）が結合されている。前記インバータトランス
（２）には、補助巻線（19）が設けられ、この補助間線
（19）の一端は、ダイオード（20）を介して前記トラン
ジスタ（３）のベースに結合され、他端は、エミッタに
結合されている。このトランジスタ（３）のベースと前
記コンデンサ（１）の一端との間には、起動回路として
の抵抗（21）が挿入されている。
（１）が結合されている。前記インバータトランス
（２）には、補助巻線（19）が設けられ、この補助間線
（19）の一端は、ダイオード（20）を介して前記トラン
ジスタ（３）のベースに結合され、他端は、エミッタに
結合されている。このトランジスタ（３）のベースと前
記コンデンサ（１）の一端との間には、起動回路として
の抵抗（21）が挿入されている。
前記インバータトランス（２）の２次巻線（22）（2
3）には、ダイオード（24）（25）、コンデンサ（26）
およびマグネトロン（５）が結合されている。
3）には、ダイオード（24）（25）、コンデンサ（26）
およびマグネトロン（５）が結合されている。
なお、インバータトランス（２）の２次巻線は、（2
2）がマグネトロンのフィラメント電流を供給するヒー
ター巻線、（23）がマグネトロンを発振させ、陽極電流
を供給する高圧巻線である。
2）がマグネトロンのフィラメント電流を供給するヒー
ター巻線、（23）がマグネトロンを発振させ、陽極電流
を供給する高圧巻線である。
以上のような構成における作用を説明する。
入力された交流電源電圧は、整流波回路（４）で整
流され、コンデンサ（16）に蓄えられる。
流され、コンデンサ（16）に蓄えられる。
ついで、起動抵抗（21）を介して起動電流がトランジ
スタ（３）のベースに加えられ、このトランジスタ
（３）は、オンを開始する。すると、トランジスタ
（３）のコレクタ電流は、直列に接続したインバータト
ランス（２）の１次巻線（17）のインダクタンスにより
直線的に上昇し、同時にインバータトランス（２）に設
けた補助巻線（19）にも同相の電圧を発生する。この電
圧は、ダイオード（20）で整流され、トランジスタ
（３）のベース電流をさらに増加する方向となり、トラ
ンジスタ（３）のオンは、さらに助長される。
スタ（３）のベースに加えられ、このトランジスタ
（３）は、オンを開始する。すると、トランジスタ
（３）のコレクタ電流は、直列に接続したインバータト
ランス（２）の１次巻線（17）のインダクタンスにより
直線的に上昇し、同時にインバータトランス（２）に設
けた補助巻線（19）にも同相の電圧を発生する。この電
圧は、ダイオード（20）で整流され、トランジスタ
（３）のベース電流をさらに増加する方向となり、トラ
ンジスタ（３）のオンは、さらに助長される。
トランジスタ（３）のコレクタ電流は、インバータト
ランス（２）のインダクタンスにより、さらに直線的な
増加を続け、補助巻線（19）が供給できるベース電流に
トランジスタ（３）のHfeを掛けた電流になった時点で
ベース電流が不足し、コレクタ電流の増加が不可能とな
り、トランジスタ（３）は急激に遮断されオフとなる。
インバータトランス（２）には、フライパック電圧が発
生し、この電力を供給し終るとやがて低下しVinより下
がると巻線（19）に正電圧を発生し、トランジスタ
（３）がふたたびオンする。
ランス（２）のインダクタンスにより、さらに直線的な
増加を続け、補助巻線（19）が供給できるベース電流に
トランジスタ（３）のHfeを掛けた電流になった時点で
ベース電流が不足し、コレクタ電流の増加が不可能とな
り、トランジスタ（３）は急激に遮断されオフとなる。
インバータトランス（２）には、フライパック電圧が発
生し、この電力を供給し終るとやがて低下しVinより下
がると巻線（19）に正電圧を発生し、トランジスタ
（３）がふたたびオンする。
以上のようにして、トランジスタ（３）のオン、オフ
は、起動抵抗（21）による起動の後、インバータトラン
ス（２）に電磁結合された１次巻線（17）と補助巻数
（19）による自励発振動作となるため、非常に安定した
発振系になる。
は、起動抵抗（21）による起動の後、インバータトラン
ス（２）に電磁結合された１次巻線（17）と補助巻数
（19）による自励発振動作となるため、非常に安定した
発振系になる。
つぎに、第２図は、出力電圧の安定化と主トランジス
タ（３）の過大電流を防止し、かつインバータ回路のカ
レントモード動作により、出力電力を安定に制御できる
本発明の具体的実施例を示すものである。
タ（３）の過大電流を防止し、かつインバータ回路のカ
レントモード動作により、出力電力を安定に制御できる
本発明の具体的実施例を示すものである。
すなわち、前記入力電圧を２個の抵抗（27）（28）で
分圧し入力電圧に同期して基準電圧を変化させ、コンパ
レータ（29）の一方の端子に入力する。また、主トラン
ジスタ（３）のエミッタに接続した抵抗（30）にて主ト
ランジスタ（３）の電流を検出し、この電流から変換し
た電圧が前記コンパレータ（29）の他の端子に入力して
前記基準電圧と比較する。
分圧し入力電圧に同期して基準電圧を変化させ、コンパ
レータ（29）の一方の端子に入力する。また、主トラン
ジスタ（３）のエミッタに接続した抵抗（30）にて主ト
ランジスタ（３）の電流を検出し、この電流から変換し
た電圧が前記コンパレータ（29）の他の端子に入力して
前記基準電圧と比較する。
そして、この電流から変換した電圧が入力電圧によっ
て規定された設定レベルに達してコンパレータ（29）か
ら出力すると、前記主トランジスタ（３）のベース・エ
ミッタ間の補助スイッチング素子としての補助トランジ
スタ（31）をオンにする。
て規定された設定レベルに達してコンパレータ（29）か
ら出力すると、前記主トランジスタ（３）のベース・エ
ミッタ間の補助スイッチング素子としての補助トランジ
スタ（31）をオンにする。
これにより主トランジスタ（３）が強制的にオフし、
これらの動作をくり返すことにより、マグネトロン
（５）に供給する電力を特定の値に設定する。
これらの動作をくり返すことにより、マグネトロン
（５）に供給する電力を特定の値に設定する。
また、この例では、入力電流の直接制御ではなく、微
小信号で出力電力を制御するため、マイコン等の信号で
そのまま制御可能である。
小信号で出力電力を制御するため、マイコン等の信号で
そのまま制御可能である。
なお、入力電流を少なくする目的で平滑コンデンサ
（16）の容量を小さくして力率改善を行なっているた
め、商用半サイクル毎に起動回路を動作させる必要があ
る。このため起動抵抗（21）を用いた回路では商用サイ
クル内での起動時間が主トランジスタ（３）のHfeによ
り大きく変化する。
（16）の容量を小さくして力率改善を行なっているた
め、商用半サイクル毎に起動回路を動作させる必要があ
る。このため起動抵抗（21）を用いた回路では商用サイ
クル内での起動時間が主トランジスタ（３）のHfeによ
り大きく変化する。
これを防止するため、第４図のように、主トランジス
タ（３）に抵抗、コンデンサおよび双方向性トリガーダ
イオード（32）からなる起動回路を接続するとともに、
この起動回路のコンデンサと主トランジスタ（３）のコ
レクタとの間にダイオードと抵抗とツェナーダイオード
との直列回路を接続して、第５図のように商用サイクル
毎の一定時間で起動させることができ、起動開始時間を
短縮し安定な動作が可能となる。
タ（３）に抵抗、コンデンサおよび双方向性トリガーダ
イオード（32）からなる起動回路を接続するとともに、
この起動回路のコンデンサと主トランジスタ（３）のコ
レクタとの間にダイオードと抵抗とツェナーダイオード
との直列回路を接続して、第５図のように商用サイクル
毎の一定時間で起動させることができ、起動開始時間を
短縮し安定な動作が可能となる。
さらに、応用例として、第６図のように、インバータ
トランス（２）に設けた巻線（33）と、この巻線（33）
の両端間に接続したコンデンサ（34）とダイオード（3
5）との直列回路とからなる負バイアス回路（36）を追
加して負バイアスをかけることにより主トランジスタ
（３）のターンオフを早め、変換効率の向上が可能とな
る。
トランス（２）に設けた巻線（33）と、この巻線（33）
の両端間に接続したコンデンサ（34）とダイオード（3
5）との直列回路とからなる負バイアス回路（36）を追
加して負バイアスをかけることにより主トランジスタ
（３）のターンオフを早め、変換効率の向上が可能とな
る。
「発明の効果」 （１）本発明は以上のように、従来の高周波加熱装置用
スイッチング電源を他励方式電圧共振型スイッチング電
源から、自励方式電圧共振型スイッチング電源としたの
で、これまで複雑であった高周波加熱装置用インバータ
回路が簡単な回路で構成でき、さらに安定動作が得られ
るため、低価格で信頼性の高い高周波加熱装置用インバ
ータ回路が提供できる。
スイッチング電源を他励方式電圧共振型スイッチング電
源から、自励方式電圧共振型スイッチング電源としたの
で、これまで複雑であった高周波加熱装置用インバータ
回路が簡単な回路で構成でき、さらに安定動作が得られ
るため、低価格で信頼性の高い高周波加熱装置用インバ
ータ回路が提供できる。
（２）主スイッチング素子を流れる電流から変換した電
圧が基準電圧を越えたときのコンパレータ出力で、主ス
イッチング素子の制御端子・エミッタ間に挿入した補助
スイッチング素子をオンして主スイッチング素子を強制
的にオフするようにしたので、出力電力の安定化と主ト
ランジスタの過大電流を防止し、かつインバータ回路の
カレントモード動作により、出力電力を安定に制御でき
る。また、入力電流の直接制御ではなく、微小信号で出
力電力を制御するため、マイコン等の信号でそのまま制
御可能である。
圧が基準電圧を越えたときのコンパレータ出力で、主ス
イッチング素子の制御端子・エミッタ間に挿入した補助
スイッチング素子をオンして主スイッチング素子を強制
的にオフするようにしたので、出力電力の安定化と主ト
ランジスタの過大電流を防止し、かつインバータ回路の
カレントモード動作により、出力電力を安定に制御でき
る。また、入力電流の直接制御ではなく、微小信号で出
力電力を制御するため、マイコン等の信号でそのまま制
御可能である。
（３）入力電流を少なくする目的で平滑コンデンサの容
量を小さくして力率改善を行なうためには、商用半サイ
クル毎に起動回路を動作させる必要がある。従来のよう
な起動抵抗を用いた回路では、商半用サイクル内での起
動時間が主トランジスタのHfeにより大きく変化する。
量を小さくして力率改善を行なうためには、商用半サイ
クル毎に起動回路を動作させる必要がある。従来のよう
な起動抵抗を用いた回路では、商半用サイクル内での起
動時間が主トランジスタのHfeにより大きく変化する。
本発明では、主トランジスタに抵抗、コンデンサおよ
び双方向性トリガーダイオードからなる起動回路を接続
するとともに、この起動回路のコンデンサと主トランジ
スタのコレクタとの間にダイオードと抵抗とツェナーダ
イオードとの直列回路を接続している。このため、商半
用サイクル毎の一定時間で起動させることができ、起動
開始時間を短縮し安定な動作が可能となる。
び双方向性トリガーダイオードからなる起動回路を接続
するとともに、この起動回路のコンデンサと主トランジ
スタのコレクタとの間にダイオードと抵抗とツェナーダ
イオードとの直列回路を接続している。このため、商半
用サイクル毎の一定時間で起動させることができ、起動
開始時間を短縮し安定な動作が可能となる。
（４）インバータトランスに設けた巻線と、この巻線の
両端間に接続したコンデンサとダイオードとの直列回路
とからなる負バイアス回路を追加して負バイアスをかけ
るようにしたので、主トランジスタのターンオフを早
め、変換効率の向上が可能となる。
両端間に接続したコンデンサとダイオードとの直列回路
とからなる負バイアス回路を追加して負バイアスをかけ
るようにしたので、主トランジスタのターンオフを早
め、変換効率の向上が可能となる。
第１図は、本発明による高周波加熱装置用スイッチング
電源の基本的電気回路図、第２図は、本発明の具体的実
施例の電気回路図、第３図は、RCC回路の電圧共振型へ
の移行するときの波形図、第４図は、起動改善の回路
図、第５図は、起動時の波形図、第６図は、効率改善の
回路図、第７図は、従来の高周波加熱装置用スイッチン
グ電源のブロック図である。 （１）……共振コンデンサ、（２）……インバータトラ
ンス、（３）……主スイッチング素子、（４）……整流
波回路、（５）……マグネトロン、（６）……電圧検
出回路、（７）……オン時間設定回路、（８）……V/F
コンバータ、（９）……パワー検出回路、（10）……制
御回路、（11）……パルストランス、（12）（13）……
入力端子、（14）……全波整流器、（15）……インダク
タ、（16）……コンデンサ、（17）……１次巻線、（1
8）……抵抗、（19）……補助巻線、（20）……ダイオ
ード、（21）……抵抗、（22）（23）……２次巻線、
（24）（25）……ダイオード、（26）……コンデンサ、
（27）（28）……抵抗、（29）……コンパレータ、（3
0）……抵抗、（31）……補助トランジスタ、（32）…
…双方向性トリガーダイオード、（33）……巻線、（3
4）……コンデンサ、（35）……ダイオード。
電源の基本的電気回路図、第２図は、本発明の具体的実
施例の電気回路図、第３図は、RCC回路の電圧共振型へ
の移行するときの波形図、第４図は、起動改善の回路
図、第５図は、起動時の波形図、第６図は、効率改善の
回路図、第７図は、従来の高周波加熱装置用スイッチン
グ電源のブロック図である。 （１）……共振コンデンサ、（２）……インバータトラ
ンス、（３）……主スイッチング素子、（４）……整流
波回路、（５）……マグネトロン、（６）……電圧検
出回路、（７）……オン時間設定回路、（８）……V/F
コンバータ、（９）……パワー検出回路、（10）……制
御回路、（11）……パルストランス、（12）（13）……
入力端子、（14）……全波整流器、（15）……インダク
タ、（16）……コンデンサ、（17）……１次巻線、（1
8）……抵抗、（19）……補助巻線、（20）……ダイオ
ード、（21）……抵抗、（22）（23）……２次巻線、
（24）（25）……ダイオード、（26）……コンデンサ、
（27）（28）……抵抗、（29）……コンパレータ、（3
0）……抵抗、（31）……補助トランジスタ、（32）…
…双方向性トリガーダイオード、（33）……巻線、（3
4）……コンデンサ、（35）……ダイオード。
Claims (3)
- 【請求項１】直流電源を共振コンデンサとインバータト
ランスに供給し、この１次巻線に直列に結合された主ス
イッチング素子にてパルス化し、２次巻線に結合された
高周波発振管に供給するようにした高周波加熱装置用電
源において、前記インバータトランスに補助巻線を設
け、この補助巻線をダイオードと抵抗を介して前記主ス
イッチング素子の制御端子とエミッタ間に結合して自励
方式の電圧共振型とし、前記直流電源の入力電圧を分圧
した基準電圧をコンパレータの一方の端子に入力し、主
スイッチング素子を流れる電流から変換した電圧を前記
コンパレータの他方の端子に入力し、この電圧が前記基
準電圧を越えたときのコンパレータ出力で、主スイッチ
ング素子の制御端子・エミッタ間に挿入した補助スイッ
チング素子をオンして主スイッチング素子を強制的にオ
フするようにしたことを特徴とする高周波加熱装置用ス
イッチング電源。 - 【請求項２】インバータトランスに設けた巻線と、この
巻線の両端間に接続したコンデンサとダイオードとの直
列回路とからなる負バイアス回路を追加して主スイッチ
ング素子のターンオフを早めるようにしたことを特徴と
する請求項（１）記載の高周波加熱装置用スイッチング
電源。 - 【請求項３】主スイッチング素子に抵抗、コンデンサお
よび双方向性トリガーダイオードからなる起動回路を接
続するとともに、この起動回路のコンデンサと主スイッ
チング素子のコレクタとの間にダイオードと抵抗とツェ
ナーダイオードとの直列回路を接続して、主スイッチン
グ素子の起動開始時間を短縮し動作を安定にしたことを
特徴とする請求項（１）記載の高周波加熱装置用スイッ
チング電源。
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| GB201011789D0 (en) * | 2010-07-13 | 2010-08-25 | Ceravision Ltd | Magnetron power supply |
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| CN108282914B (zh) * | 2018-03-21 | 2024-06-21 | 深圳戴普森新能源技术有限公司 | 微波炉电源电路以及微波炉 |
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|---|---|---|---|---|
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| JP2979091B2 (ja) * | 1989-06-12 | 1999-11-15 | カシオ計算機株式会社 | 指針式計測装置 |
-
1990
- 1990-01-16 JP JP2006792A patent/JP2691626B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1990-10-31 US US07/606,283 patent/US5082998A/en not_active Expired - Fee Related
- 1990-11-02 KR KR1019900017755A patent/KR910015193A/ko not_active Application Discontinuation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
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