JP2000286051A

JP2000286051A - 調理機器

Info

Publication number: JP2000286051A
Application number: JP8852099A
Authority: JP
Inventors: Teruya Tanaka; 照也田中; Shin Tsuboi; 心坪井; Toshio Kakizawa; 俊夫柿澤
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1999-03-30
Filing date: 1999-03-30
Publication date: 2000-10-13

Abstract

(57)【要約】【課題】高周波電源の損失を低減すること。【解決手段】バイパスコンデンサ１８の両端子間に加
熱コイル１５と、通電方向が互いに逆向きのＩＧＢＴ１
６および１７とを直列に接続して周波数変換回路１２を
構成する。ＩＧＢＴ１６と１７にそれぞれ還流ダイオー
ド２２と２３を逆並列に接続し、同じゲート信号ＳG で
スイッチングする。交流電源１４の正電圧期間において
は、オンによりバイパスコンデンサ１８から加熱コイル
１５、ＩＧＢＴ１６、還流ダイオード２３を介して電流
が流れ、オフにより共振電流が流れる。負電圧期間にお
いては、オンによりバイパスコンデンサ１８からＩＧＢ
Ｔ１７、還流ダイオード２２、加熱コイル１５を介して
電流が流れ、オフにより共振電流が流れる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、加熱コイル、また
はマイクロ波発生手段が接続された高周波トランスに高
周波電流を流して被加熱物を高周波加熱するように構成
された調理機器に関する。

【０００２】

【従来の技術】電磁調理器、電気釜、ホットプレートな
どの誘導加熱を利用した調理機器や、電子レンジなどの
マイクロ波加熱を利用した調理機器は、利便性、安全
性、熱効率などに優れており広く普及している。このよ
うな高周波応用の調理機器に用いられる高周波電源は、
従来、図２３（ａ）、（ｂ）に示すように、ダイオード
１ａ〜１ｄにより構成されるダイオードブリッジ１、平
滑用のコンデンサ２、および高周波インバータ回路３か
ら構成されていた。この構成によれば、入力交流電源例
えば商用電源４の交流電圧は、ダイオードブリッジ１に
より全波整流された後コンデンサ２によって平滑化され
て直流電圧に変換される。そして、高周波インバータ回
路３は、この直流電圧を入力としてインバータ動作を行
い、加熱コイル５やマグネトロン６が接続された高周波
トランス７に高周波電流を流すように動作する。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】この場合、商用電源４
の電圧が正の半周期にある時は、商用電源４から流れ込
む電流はダイオード１ａ、コンデンサ２、ダイオード１
ｄを介して流れ、コンデンサ２を充電する。また、商用
電源４の電圧が負の半周期にある時は、商用電源４から
流れ込む電流はダイオード１ｂ、コンデンサ２、ダイオ
ード１ｃを介して流れ、コンデンサ２を充電する。従っ
て、商用電源４の交流電圧を直流電圧に変換するコンバ
ータ部において、コンデンサ２への充電電流は常に２個
のダイオードを通過することになり、ダイオードの順方
向電圧をＶF とすれば、ほぼ（２×ＶF ×充電電流）に
相当するだけの損失が発生する。

【０００４】一般家庭などに広く普及している上記高周
波応用の調理機器は、１００Ｖ入力の場合例えば最大出
力が１．３ｋＷであり、上述した計算式を適用すればほ
ぼ（２×０．８Ｖ×１３Ａ）＝２０．８Ｗの損失が発生
していることになる。この損失は、コンバータ部や高周
波インバータ回路３などからなるパワー部全体における
損失（一例として５０Ｗ）の実に４０％にも達してい
る。このため、高周波インバータ回路３を構成するスイ
ッチング素子（図示せず）のみならず、ダイオードブリ
ッジ１（ダイオード１ａ〜１ｄ）を冷却するための大き
い放熱板が必要となり、調理機器の小型化、低価格化の
障害となっていた。また、パワー部を冷却するための能
力の大きい冷却ファンが必要となるので、この冷却ファ
ンから発生する騒音を低減するたに別途静音化対策が必
要となっていた。

【０００５】本発明は、上記事情に鑑みてなされたもの
で、その目的は、高周波電源の損失を低減した調理機器
を提供することにある。

【０００６】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、請求項１に記載した調理機器は、高周波電源により
加熱コイル、またはマイクロ波発生手段が接続された高
周波トランスに高周波電流を流し、被加熱物を高周波加
熱するように構成された調理機器において、前記高周波
電源を、交流電源から交流−交流直接変換により前記加
熱コイルまたは高周波トランスに流す高周波電流を生成
する周波数変換手段と、この周波数変換手段による周波
数変換動作を制御する制御手段とから構成したことを特
徴とする。

【０００７】この構成によれば、交流電源から交流−交
流直接変換により高周波電流が生成されるので、従来用
いられていた交流−直流変換をするためのコンバータ部
が不要となり、従来のコンバータ部において発生してい
た損失がなくなる。その結果、高周波電源における主な
損失は交流−交流直接変換を行う周波数変換手段の損失
だけとなり、高周波電源全体としての損失が大幅に減少
する。

【０００８】この場合、周波数変換手段を、交流電源か
ら正方向に流れる電流を阻止可能なように加熱コイルま
たは高周波トランスに対して直列に接続された第１のス
イッチング素子と、前記交流電源から負方向に流れる電
流を阻止可能なように前記加熱コイルまたは高周波トラ
ンスに対して直列に接続された第２のスイッチング素子
とを備えて構成することが好ましい（請求項２）。

【０００９】この構成によれば、第１および第２のスイ
ッチング素子は、交流電源から流れる電流との関係にお
いて互いに逆向きとなるように、加熱コイルまたは高周
波トランスに対して直列に接続されている。従って、交
流電源から正方向電流が流れる期間においては第１のス
イッチング素子が機能し、負方向電流が流れる期間にお
いては第２のスイッチング素子が機能することにより、
交流電源の全周期において加熱コイルまたは高周波トラ
ンスに高周波電流を流すことができる。

【００１０】これに対し、加熱コイルまたは高周波トラ
ンスを第１および第２の２つから構成し、周波数変換手
段を、交流電源から正方向に流れる電流を阻止可能なよ
うに第１の加熱コイルまたは高周波トランスに対して直
列に接続された第１のスイッチング素子と、前記交流電
源から負方向に流れる電流を阻止可能なように第２の加
熱コイルまたは高周波トランスに対して直列に接続され
た第２のスイッチング素子とを備えて構成することも好
ましい（請求項３）。

【００１１】この構成によれば、第１および第２のスイ
ッチング素子は交流電源から流れる電流との関係におい
て互いに逆向きとされ、それぞれ第１および第２の加熱
コイルまたは高周波トランスに対して直列に接続されて
いる。従って、交流電源から正方向電流が流れる期間に
おいては第１のスイッチング素子が機能して第１の加熱
コイルまたは高周波トランスに高周波電流を流し、負方
向電流が流れる期間においては第２のスイッチング素子
が機能して第２の加熱コイルまたは高周波トランスに高
周波電流を流すことができる。

【００１２】また、第１および第２のスイッチング素子
が一つの加熱コイルまたは高周波トランスに対してそれ
ぞれ直列に接続された上記構成（請求項２）について、
さらに以下のような回路構成とすることができる。すな
わち、加熱コイルまたは高周波トランスと共振コンデン
サとを並列に接続して共振回路を形成し、周波数変換手
段を、前記共振回路が交流電源の一端子側に接続される
とともに前記共振回路と前記交流電源の他端子側との間
に第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子と
が直列に接続された形態に構成し、さらに前記第１のス
イッチング素子には第１の還流ダイオードを逆並列に接
続し、前記第２のスイッチング素子には第２の還流ダイ
オードを逆並列に接続した構成が好ましい（請求項
４）。

【００１３】この構成によれば、交流電源から正方向電
流が流れる期間においては第１のスイッチング素子と第
２の還流ダイオードとを介して加熱コイルまたは高周波
トランスに電流が流れ、第１のスイッチング素子により
この電流が遮断されると共振回路に共振電流が流れる。
一方、交流電源から負方向電流が流れる期間においては
第２のスイッチング素子と第１の還流ダイオードとを介
して前記加熱コイルまたは高周波トランスに電流が流
れ、第２のスイッチング素子によりこの電流が遮断され
ると同様にして共振電流が流れる。その結果、加熱コイ
ルまたは高周波トランスに高周波電流が流れる。

【００１４】この場合、第１のスイッチング素子に与え
られるオンオフ制御信号の基準電位端子と、第２のスイ
ッチング素子に与えられるオンオフ制御信号の基準電位
端子とを共通に接続すると良い（請求項５）。この構成
によれば、第１および第２のスイッチング素子の基準電
位端子（例えばＩＧＢＴであればエミッタ端子、ＭＯＳ
ＦＥＴであればソース端子）同士が接続されて同一電位
となるので、これら第１および第２のスイッチング素子
を制御する制御手段の構成を簡単化することができる。

【００１５】従って、上記構成に加え共振回路が接続さ
れた交流電源の一端子側と、第１のスイッチング素子の
基準電位端子と第２のスイッチング素子の基準電位端子
との共通接続点との間に、制御手段を動作させるための
直流電源を設けることが、制御手段の構成を簡単化する
上で好ましい構成となる（請求項６）。

【００１６】さらに、第１および第２のスイッチング素
子と加熱コイルまたは高周波トランスとの接続形態につ
いて、周波数変換手段を、交流電源の一端子側と前記共
振回路との間に第１のスイッチング素子が接続されると
ともに前記交流電源の他端子側と前記共振回路との間に
第２のスイッチング素子が接続された形態に構成するこ
とも好ましい（請求項７）。

【００１７】この構成によれば、既述した作用と同様の
作用により加熱コイルまたは高周波トランスに高周波電
流を流すことができる。また、第１および第２のスイッ
チング素子の基準電位端子をそれぞれ（共振回路側では
なく）交流電源端子側とすることが可能となり、その場
合基準電位が安定して電磁ノイズなどに対する耐力が向
上する。

【００１８】さらに、周波数変換手段を、前記共振回路
が交流電源の一端子側に接続されるとともに前記共振回
路と前記交流電源の他端子側との間に第１のスイッチン
グ素子と第２のスイッチング素子とが並列に接続された
形態に構成しても良い（請求項８）。この構成によれ
ば、第１および第２のスイッチング素子を直列に接続し
た上述の形態とほぼ同様に、交流電源から正方向電流が
流れる期間においては第１のスイッチング素子を介して
加熱コイルまたは高周波トランスに電流が流れ、第１の
スイッチング素子によりこの電流が遮断されると共振回
路に共振電流が流れる。交流電源から負方向電流が流れ
る期間においても同様となる。その結果、加熱コイルま
たは高周波トランスに高周波電流が流れる。

【００１９】さらにまた、請求項４に記載した調理機器
の構成に対して、共振コンデンサを加熱コイルまたは高
周波トランスに並列に接続するのではなく、前記第１の
スイッチング素子に第１の還流ダイオードを逆並列に接
続するとともに第１の共振コンデンサを並列に接続し、
前記第２のスイッチング素子に第２の還流ダイオードを
逆並列に接続するとともに第２の共振コンデンサを並列
に接続する構成としても良い（請求項９）。

【００２０】この構成によれば、交流電源から正方向電
流が流れる期間において、第１のスイッチング素子が電
流を遮断すると加熱コイルまたは高周波トランスから第
２の還流ダイオードを介して第１の共振コンデンサに共
振電流が流れる。一方、交流電源から負方向電流が流れ
る期間において、第２のスイッチング素子が電流が遮断
されると同様にして第２の共振コンデンサに共振電流が
流れる。これにより、加熱コイルまたは高周波トランス
に高周波電流が流れる。

【００２１】また、請求項７に記載した調理機器の構成
に対して、共振コンデンサを加熱コイルまたは高周波ト
ランスに並列に接続するのではなく、前記第１のスイッ
チング素子に第１の還流ダイオードを逆並列に接続する
とともに第１の共振コンデンサを並列に接続し、前記第
２のスイッチング素子に第２の還流ダイオードを逆並列
に接続するとともに第２の共振コンデンサを並列に接続
する構成としても良い（請求項１０）。この構成によっ
ても、上記した作用と同様に第１および第２の共振コン
デンサに共振電流が流れ、高周波電流を生成することが
できる。

【００２２】さて、以上述べた各構成について、制御手
段は以下のように構成することができる。まず、第１お
よび第２のスイッチング素子の基準電位端子同士を共通
に接続した構成（請求項５）においては、制御手段を、
第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子
を同一のオンオフ制御信号によりオンオフ動作させるよ
うに構成することが好ましい（請求項１１）。

【００２３】この構成によれば、第１および第２のスイ
ッチング素子について制御手段を共通化することがで
き、制御手段の構成をより簡単化することができる。加
えて、交流電源の電圧の極性（正または負）により第１
および第２のスイッチング素子のオンオフ動作を切り替
える必要がないので制御が簡単化される。

【００２４】また、上述した各周波数変換手段に対し
て、交流電源の電圧が正であるか負であるかを判定する
正負判定手段を備え、制御手段を、前記正負判定手段に
より前記交流電源の電圧が正であると判定された正電圧
期間において第１のスイッチング素子をオンオフ動作さ
せ、前記正負判定手段により前記交流電源の電圧が負で
あると判定された負電圧期間において第２のスイッチン
グ素子をオンオフ動作させるように構成することが好ま
しい（請求項１２）。

【００２５】この構成によれば、交流電源の正電圧期間
において、第１のスイッチング素子がオンすると交流電
源から加熱コイルまたは高周波トランスに正方向電流が
流れ、オフすると当該加熱コイルまたは高周波トランス
に共振電流が流れる。一方、交流電源の負電圧期間にお
いて、第２のスイッチング素子がオンすると交流電源か
ら前記（または異なる）加熱コイルまたは高周波トラン
スに負方向電流が流れ、オフすると当該加熱コイルまた
は高周波トランスに共振電流が流れる。従って、上記オ
ンオフ動作が繰り返されることにより、交流電源の全周
期にわたり交流電源から直接高周波電流を生成すること
ができる。

【００２６】この場合、制御手段を、正電圧期間におい
て第２のスイッチング素子をオフ動作させ、負電圧期間
において第１のスイッチング素子をオフ動作させるよう
に構成すると良い（請求項１３）。この構成によれば、
交流電源の正電圧期間において第１のスイッチング素子
がオフ状態にある期間、共振電流が第１の還流ダイオー
ドおよび第２のスイッチング素子に回生電流として流れ
ることがないので、回生電流により生ずる損失の発生を
防ぐことができる。交流電源の負電圧期間においても同
様となる。

【００２７】これに対し、制御手段を、正電圧期間にお
いて第２のスイッチング素子をオン動作させ、負電圧期
間において第１のスイッチング素子をオン動作させるよ
うに構成しても良い（請求項１４）。この構成によれ
ば、交流電源の正電圧期間において第１のスイッチング
素子がオフ状態にある時、第１の還流ダイオードおよび
第２のスイッチング素子を介して回生電流が流れる。こ
の場合、第１のスイッチング素子をオフからオンとした
時、第１のスイッチング素子に流れる電流は０から徐々
に増加するので、オフからオンに切り替える際のスイッ
チング損失を低減することができる。交流電源の負電圧
期間において第２のスイッチング素子がオンする時も同
様にしてスイッチング損失が低減する。

【００２８】さらに、制御手段を、正電圧期間において
第２のスイッチング素子をオン動作させ、負電圧期間に
おいて第１のスイッチング素子をオフ動作させるように
構成しても良い（請求項１５）。この構成によれば、上
述した作用により、正電圧期間においては第１のスイッ
チング素子によるスイッチング損失が低減され、負電圧
期間においては第１の還流ダイオードの損失が低減され
る。

【００２９】以上述べた各構成において、さらに、交流
電源の一端子側と他端子側との間にバイパスコンデンサ
を設けるとともに、このバイパスコンデンサを、第１ま
たは第２のスイッチング素子がオン動作している期間に
おいて当該第１または第２のスイッチング素子に流れる
最大電流を所定値以下に抑制するのに十分となる小容量
に設定すると良い（請求項１６）。

【００３０】この構成によれば、バイパスコンデンサの
高周波バイパス作用によって、第１または第２のスイッ
チング素子がオンオフ動作することにより交流電源に流
れる高周波電流を低減することができる。その一方で、
バイパスコンデンサの容量は、第１または第２のスイッ
チング素子がオン動作することによりバイパスコンデン
サの両端電圧が低下しその電圧低下によって第１または
第２のスイッチング素子に流れる最大電流が所定値以下
に抑制される程度に小さく設定される。この最大電流の
抑制によりスイッチング損失を低減することができる。

【００３１】この場合、請求項１７に記載したように、
交流電源とバイパスコンデンサとの間にコモンモードチ
ョークコイルまたはノーマルモードチョークコイルの何
れか一方または両方を設けることにより、高周波に対す
るフィルタ効果が増大し、高周波電流やスイッチングに
より発生するノイズが交流電源に漏れ出ることを抑制す
ることができる。

【００３２】さらに、上述した各構成において、制御手
段に第１のスイッチング素子および第２のスイッチング
素子に印加される電圧を検出する電圧検出手段を備え、
この電圧検出手段により検出された電圧が低下した時に
前記第１のスイッチング素子または第２のスイッチング
素子をオン動作させるとともに、入力指令に基づいて前
記第１のスイッチング素子または第２のスイッチング素
子のオンオフ動作におけるオン幅を決定するように構成
することが好ましい（請求項１８）。この構成によれ
ば、オン時のスイッチング損失を低減し且つ入力指令に
追従するように、第１および第２のスイッチング素子の
オンオフタイミングを決定することができる。

【００３３】

【発明の実施の形態】（第１の実施形態）以下、本発明
の第１の実施形態（請求項１、２、４、５、６、１１、
１６、１７、１８に対応）について図１ないし図６を参
照しながら説明する。図１は、鍋などの調理容器を高周
波加熱（誘導加熱）する調理機器例えば電磁調理器に用
いられる高周波電源の電気的構成図である。この図１に
おいて、高周波電源１１は、交流から交流への直接変換
を行う周波数変換回路１２（本発明でいう周波数変換手
段に相当）と、その周波数変換回路１２の周波数変換動
作を制御する制御部１３（本発明でいう制御手段に相
当）とから構成されている。

【００３４】このうち周波数変換回路１２の入出力の接
続が図２に示され、基本的な構成が図３に示されてい
る。これら図２および図３において、周波数変換回路１
２は、商用電源などの交流電源１４を入力とし、その交
流電圧から交流−交流直接変換を行うことにより、負荷
例えば加熱コイル１５に高周波電流を流すように構成さ
れている。すなわち、高周波電源１１は、電力を変換す
る手段において、交流−直流変換を行うコンバータと直
流−交流変換を行うインバータとから構成されていた従
来の高周波電源とは基本構成を異にする。

【００３５】周波数変換回路１２は、図３に示すよう
に、交流電源１４の一端子側に加熱コイル１５が接続さ
れ、その加熱コイル１５と交流電源１４の他端子側との
間に第１のスイッチング素子（例えば図１に示すＩＧＢ
Ｔ１６）および第２のスイッチング素子（例えば図１に
示すＩＧＢＴ１７）とを直列に接続して構成されてい
る。ここで、第１および第２のスイッチング素子は、互
いに通電方向が逆向きとなるように接続されている。ま
た、図１ないし図３に示すように、周波数変換回路１２
の入力端子間には、バイパスコンデンサ１８が設けられ
ている。

【００３６】この高周波電源１１のより具体的な構成に
ついて図１を参照して説明する。単相１００Ｖの交流電
源１４の両端子間にはノーマルモード型のチョークコイ
ル１９とバイパスコンデンサ１８とが直列に接続され、
そのバイパスコンデンサ１８の両端子間には加熱コイル
１５とＮチャネル型のＩＧＢＴ１６とＮチャネル型のＩ
ＧＢＴ１７とが順に直列接続されている。加熱コイル１
５には共振コンデンサ２０が並列に接続されて共振回路
２１が構成されている。また、ＩＧＢＴ１６とＩＧＢＴ
１７とのエミッタ（本発明における基準電位端子に相
当）同士は共通に接続され、その共通接続点は制御部１
３のグランド端子Ｅ１とされている。

【００３７】ＩＧＢＴ１６のコレクタ−エミッタ間には
コレクタ側をカソードとして還流ダイオード２２（本発
明における第１の還流ダイオードに相当）が逆並列の状
態に接続されており、ＩＧＢＴ１７のコレクタ−エミッ
タ間にも同様にして還流ダイオード２３（本発明におけ
る第２の還流ダイオードに相当）が逆並列に接続されて
いる。

【００３８】一方、制御部１３は、電圧検出手段として
の電圧検出回路２４、制御回路２５、および駆動回路２
６から構成されている。このうち制御回路２５は、例え
ばマイクロコンピュータを主体に構成されている。ま
た、これら各回路２４〜２６は、制御電源２７（本発明
における直流電源に相当）が出力する制御用の直流電圧
により動作するようになっている。この制御電源２７
は、グランド端子Ｅ１をグランド電位として、バイパス
コンデンサ１８と共振回路２１との共通接続点の交流電
圧を入力し、その交流電圧を降圧、整流、平滑すること
によりトランスレスで直流電圧を生成するように構成さ
れている。

【００３９】電圧検出回路２４は、ＩＧＢＴ１６および
１７のコレクタ電圧ＶCE1 およびＶCE2 を検出し制御回
路２５に出力するようになっている。制御回路２５は、
ＩＧＢＴ１６、１７を共通にオンオフ動作（以下、スイ
ッチングと称す）させるためのハイレベルまたはロウレ
ベルを有するオンオフ制御信号（以下、ゲート信号ＳG
と称す）を生成するように構成され、そのゲート信号Ｓ
G は駆動回路２６および抵抗２８、２９を介してＩＧＢ
Ｔ１６、１７のゲートに印加されるようになっている。
このゲート信号ＳG によるスイッチング周波数は、可聴
周波数から外れた例えば２０ｋＨｚ程度に設定されてい
る。また、制御回路２５は、後述するように電圧検出回
路２４により検出されたコレクタ電圧ＶCE1 、ＶCE2 に
基づいてオンするタイミングを決定し、図示しない入力
指令信号に基づいてオンの幅（以下、オン幅と称す）を
決定するようになっている。

【００４０】次に、本実施形態の作用について図４ない
し図６も参照しながら説明する。図４（ａ）は、交流電
源１４の電圧波形を示している。また、図４（ｂ）は交
流電源１４の電圧が正となる半周期（以下、正電圧期間
と称す）におけるゲート信号ＳG 、ＩＧＢＴ１６のコレ
クタ電流ＩC1およびコレクタ電圧ＶCE1 を示し、図４
（ｃ）は交流電源１４の電圧が負となる半周期（以下、
負電圧期間と称す）におけるゲート信号ＳG 、ＩＧＢＴ
１７のコレクタ電流ＩC2およびコレクタ電圧ＶCE2 を示
している。

【００４１】例えば正電圧期間を示す図４（ｂ）におい
て、ゲート信号ＳG がハイレベルとなる時刻ｔ1 から時
刻ｔ2 までの期間ＩＧＢＴ１６はオンとなり、コレクタ
電圧ＶCE1 がほぼ０となった状態でコレクタ電流ＩC1が
増加する。この時の電流は、交流電源１４（交流電源１
４によって充電されたバイパスコンデンサ１８）から加
熱コイル１５（一部は共振コンデンサ２０）、ＩＧＢＴ
１６、還流ダイオード２３を介して流れ、再び交流電源
１４に戻る。そして、バイパスコンデンサ１８の両端電
圧Ｖac（後述するように交流電源１４の電圧よりもやや
低下した電圧）は、全て加熱コイル１５ならびに共振コ
ンデンサ２０に印加された状態となっている。この間、
ＩＧＢＴ１７のゲートにも同じゲート信号ＳG が印加さ
れるが、ＩＧＢＴ１７の通電可能方向は上記電流の向き
とは逆向きであるため電流は流れずＩＧＢＴ１７はオフ
の状態を保持している。

【００４２】制御回路２５は、時刻ｔ1 においてゲート
信号ＳG をハイレベルとした後、入力指令信号に基づい
てオン幅を決定し、そのオン幅に相当する時間が経過し
た時刻ｔ2 においてゲート信号ＳG をロウレベルにす
る。これにより、ＩＧＢＴ１６がオフとなり、加熱コイ
ル１５に流れていた電流が図１に矢印で示す正方向の共
振電流ＩR として共振コンデンサ２０に流入する。共振
コンデンサ２０はその共振電流ＩR により充電され、コ
レクタ電圧ＶCE1 が０Ｖから例えば７００Ｖ程度にまで
上昇する。

【００４３】共振電流ＩR が０となった時点がコレクタ
電圧ＶCE1 の最大点に対応し、共振電流ＩR が正から負
に転じると共振コンデンサ２０に充電された電荷が加熱
コイル１５を通して放電し始める。これに伴ってコレク
タ電圧ＶCE1 が減少し、やがてほぼ０となる（時刻ｔ3
）。制御回路２５は、この時刻ｔ3 以降のタイミング
でゲート信号ＳG をロウレベルからハイレベルにしＩＧ
ＢＴ１６を再びオンさせる。なお、この場合のオンタイ
ミングによっては若干の回生電流が流れることがある。
共振電流ＩR が再び正方向に流れ始めＩＧＢＴ１６のコ
レクタ電圧ＶCE1が正になった時点（時刻ｔ4 ）で、Ｉ
ＧＢＴ１６にコレクタ電流ＩC1が流れ始める。この時、
コレクタ電流ＩC1は０から急峻に立上がり、その後は徐
々に増加する。

【００４４】こうしたＩＧＢＴ１６のスイッチング動作
およびそれに伴って発生する共振電流ＩR により、加熱
コイル１５には高周波電流が流れ、加熱コイル１５に接
近して置かれた鍋などの被加熱物が誘導加熱される。以
上説明した周波数変換回路１２の正電圧期間の動作は、
図４（ｃ）に示す負電圧期間においても同様となる。す
なわち、負電圧期間においては、ＩＧＢＴ１７がゲート
信号ＳG に従ってオンすると、電流は交流電源１４（バ
イパスコンデンサ１８）からＩＧＢＴ１７、還流ダイオ
ード２２、加熱コイル１５を介して流れる。そして、Ｉ
ＧＢＴ１７がオフすると、共振電流ＩR が発生する。そ
の結果、高周波電源１１は、交流電源１４の電圧の正負
によらず、その全周期にわたって交流電源１４から電力
を入力し、加熱コイル１５に高周波電流を流し続けるこ
とができる。

【００４５】次に、バイパスコンデンサ１８の静電容量
の決定方法について説明する。このバイパスコンデンサ
１８は、ＩＧＢＴ１６、１７のスイッチングにより発生
する高周波電流が交流電源１４側に流れることを防止す
るために設けられるもので、チョークコイル１９ととも
にフィルタ回路を構成している。バイパスコンデンサ１
８には交流電源１４から充電電流が流れ込むとともに、
バイパスコンデンサ１８から周波数変換回路１２にスイ
ッチングに伴う電流が流れ出す。このバイパスコンデン
サ１８の静電容量を適当な値に設定することにより、Ｉ
ＧＢＴ１６、１７に流れる電流を制限することが可能と
なる。

【００４６】すなわち、ＩＧＢＴ１６または１７がオン
すると、バイパスコンデンサ１８から加熱コイル１５に
電流が流れ、バイパスコンデンサ１８の両端電圧Ｖacが
一時的に低下する。図５（ａ）は、このバイパスコンデ
ンサ１８の両端電圧波形を模式的に示したものである。
ＩＧＢＴ１６、１７のスイッチング周波数（例えば２０
ｋＨｚ）は交流電源１４の周波数（例えば５０Ｈｚまた
は６０Ｈｚ）に対して非常に高いので、実際の波形にお
いては１周期の間にこれら周波数比に応じた数だけの電
圧低下が見られる。さらに、図５（ｂ）には、この電圧
波形の時間軸についての拡大図が示されている。

【００４７】バイパスコンデンサ１８の静電容量を小さ
く設定すると、電圧Ｖacの低下が大きくなる。図６
（ａ）は、十分に大きい静電容量を有するバイパスコン
デンサ１８を用いた場合のＩＧＢＴ１６のコレクタ電流
ＩC1とコレクタ電圧ＶCE1 とを示している。一方、図６
（ｂ）は、図６（ａ）に示す場合に比べ静電容量が小さ
いバイパスコンデンサ１８を用いた場合のコレクタ電流
ＩC1とコレクタ電圧ＶCE1とを示している。図６（ａ）
の場合にはＩＧＢＴ１６がオンしている間コレクタ電流
ＩC1はほぼ直線的に増加するが、図６（ｂ）の場合には
ＩＧＢＴ１６がオンすることによりバイパスコンデンサ
１８の両端電圧Ｖacが低下し、コレクタ電流ＩC1の増加
が抑えられている。つまり、交流電源１４側に流れ出す
高周波電流を所定の制限値に抑えることができる範囲内
において、バイパスコンデンサ１８の静電容量を小さく
設定することにより、ＩＧＢＴ１６、１７に流れる最大
電流値を制限することが可能となる。

【００４８】以上述べたように、本実施形態によれば、
交流電源１４の両端子間に加熱コイル１５と通電方向が
互いに逆向きとなるＩＧＢＴ１６、１７とを直列に接続
し、ＩＧＢＴ１６、１７それぞれに還流ダイオード２
２、２３を逆並列に接続した回路形態として周波数変換
回路１２を構成した。この構成により、加熱コイル１５
に流れる電流を、交流電源１４の正電圧期間にあっては
ＩＧＢＴ１６が制御し、負電圧期間にあってはＩＧＢＴ
１７が制御することが可能となる。その結果、周波数変
換回路１２は、交流電圧から直流電圧に変換することな
く直接高周波に変換することができ、従来構成（図２３
参照）において直流電圧を生成するために用いられてい
たダイオードブリッジ１が不要となり、損失が大幅に低
減する。この損失の低減分を１．３ｋＷの高周波電源１
１について概算すれば、ＩＧＢＴ１６、１７のオン期間
においてその電流経路に介在するダイオードが整流ダイ
オード２個（図２３参照）から還流ダイオード２２（ま
たは２３）１個となるので、１×０．８Ｖ×１３Ａ＝１
０．４Ｗとなる。

【００４９】これにより、ＩＧＢＴ１６、１７を取り付
ける放熱板を、従来構成における放熱板に比べ小型化で
きる。また、冷却ファンの能力を小さくしたり、冷却フ
ァンを無くすことができる。その結果、調理機器を小型
化でき、冷却ファンからの騒音を低減しまたは無くすこ
とができる。

【００５０】また、高周波電源１１は、ＩＧＢＴ１６と
１７とのエミッタが共通に接続され、交流電源１４の全
周期においてＩＧＢＴ１６と１７とが共通のゲート信号
ＳGにより駆動される。従って、共通化された制御電源
２７、電圧検出回路２４、制御回路２５、および駆動回
路２６によりＩＧＢＴ１６と１７とを制御でき、また、
交流電源１４の電圧極性を判定しその判定結果に応じて
ＩＧＢＴ１６または１７を選択的に駆動するといった制
御が不要となる。これにより、制御部１３の構成が簡単
になる。また、制御電源２７はトランスレスで構成可能
なので一層の小型化が可能となる。

【００５１】さらに、周波数変換回路１２の入力部にバ
イパスコンデンサ１８とチョークコイル１９とからなる
フィルタ回路を設けたので、交流電源１４に流れる高周
波電流を抑制することができる。そして、バイパスコン
デンサ１８の静電容量を、高周波電流を抑制可能な範囲
内において小さく設定したので、ＩＧＢＴ１６、１７の
オン時にバイパスコンデンサ１８の両端電圧が低下し、
ＩＧＢＴ１６、１７に流れる最大電流値を制限できる。
これにより、ＩＧＢＴ１６、１７がオフした後のコレク
タ電圧ＶCE1 の上昇が抑制され、定格電流や定格電圧が
より小さい素子の採用が可能となる。

【００５２】（第２の実施形態）以下、第１の実施形態
で述べた高周波電源１１を電子レンジに適用した第２の
実施形態（請求項１、２、４、５、６、１１、１６、１
７、１８に対応）について図７および図８を参照しなが
ら説明する。なお、図７および図８において、それぞれ
図１および図２と同一構成部分については同一符号を付
して説明を省略する。

【００５３】高周波電源の電気的構成を示す図７および
その基本構成を示す図８において、高周波電源１１の周
波数変換回路１２には、負荷としてマグネトロン３０
（本発明でいうマイクロ波発生手段に相当）を駆動する
ための高周波トランス３１が接続されている。すなわ
ち、共振コンデンサ２０に対して高周波トランス３１の
一次コイル３１ｐが並列に接続されて共振回路３２が形
成され、高周波トランス３１の二次コイル３１ｓにはコ
ンデンサ３３、３４およびダイオード３５、３６からな
る周知構成の倍電圧整流回路が接続されている。この倍
電圧整流回路の正側および負側出力線はそれぞれマグネ
トロン３０の陽極および陰極に接続されている。また、
高周波トランス３１の二次コイル３１ｈの出力線はマグ
ネトロン３０の陰極側に設けられたヒータに接続されて
いる。

【００５４】上記構成によっても、第１の実施形態と同
様にして交流電源１４の全周期において高周波トランス
３１の一次コイル３１ｐに高周波電流が流れる。そし
て、二次巻線３１ｈの出力によりマグネトロン３０のヒ
ータが加熱され、二次巻線３１ｓの出力によりマグネト
ロン３０の陽極、陰極間に倍電圧整流により生成された
直流電圧が印加される。これにより、マグネトロン３０
からマイクロ波が放射され、電子レンジの加熱調理室内
に置かれた食品などの被加熱物がマイクロ波加熱され
る。本実施形態によっても、第１の実施形態と同様の効
果を得ることができる。

【００５５】（第３の実施形態）次に、本発明の第３の
実施形態（請求項１、２、４、１２〜１８に対応）につ
いて、図９を参照しながら第１の実施形態と異なる部分
のみ説明する。図９において、例えば電磁調理器に用い
られる高周波電源３７は、交流−交流直接変換を行う周
波数変換回路３８（本発明でいう周波数変換手段に相
当）と、その周波数変換回路３８の周波数変換動作を制
御する制御部３９（本発明でいう制御手段に相当）とか
ら構成されている。

【００５６】ここで、周波数変換回路３８は、ＩＧＢＴ
１６と１７とのコレクタ同士が接続され、ＩＧＢＴ１６
のエミッタがグランド端子Ｅ１とされ、ＩＧＢＴ１７の
エミッタがグランド端子Ｅ２とされた回路形態として構
成されている。一方、制御部３９において、制御回路４
０はＩＧＢＴ１６、１７のそれぞれに対して独立したゲ
ート信号ＳG1、ＳG2を生成し、これらゲート信号ＳG1、
ＳG2はそれぞれ駆動回路２６と抵抗２８、駆動回路４１
と抵抗２９を介してＩＧＢＴ１６、１７の各ゲートに印
加されるようになっている。

【００５７】ここで、駆動回路４１を除く制御部３９
は、グランド端子Ｅ１をグランド電位として制御電源２
７により動作する。これに対し、駆動回路４１はフォト
カプラなどにより入出力間が電気的に絶縁されて構成さ
れており、その出力側はグランド端子Ｅ２をグランド電
位とする直流電源（図示せず）により動作するようにな
っている。

【００５８】極性検出回路４２は、本発明でいう正負判
定手段に相当し、グランド端子Ｅ１をグランド電位とし
てバイパスコンデンサ１８と加熱コイル１５との共通接
続点の電圧（つまりバイパスコンデンサ１８の両端電圧
Ｖac）を検出するように構成されている。そして、極性
検出回路４２は、その検出した電圧Ｖacに基づいて交流
電源１４が正電圧期間または負電圧期間の何れにあるか
を判定し、その判定結果を制御回路４０に出力するよう
になっている。

【００５９】制御回路４０は、この正負判定結果に基づ
いて、正電圧期間においてはＩＧＢＴ１７をオフとした
状態でＩＧＢＴ１６をスイッチングし、負電圧期間にお
いてはＩＧＢＴ１６をオフとした状態でＩＧＢＴ１７を
スイッチングする。この場合、例えば正電圧期間におい
てＩＧＢＴ１６がオンすると、交流電源１４により充電
されたバイパスコンデンサ１８から加熱コイル１５、還
流ダイオード２３、ＩＧＢＴ１６を介して電流が流れ、
ＩＧＢＴ１６がオフすると加熱コイル１５と共振コンデ
ンサ２０との間に共振電流ＩR が生じる。ＩＧＢＴ１６
がオフしている間、加熱コイル１５からバイパスコンデ
ンサ１８および還流ダイオード２２を経由する回生電流
は、オフ状態にあるＩＧＢＴ１７および還流ダイオード
２３により阻止されて流れない。その結果、ＩＧＢＴ１
６、１７のコレクタ電圧ＶCE1 、ＶCE2 およびコレクタ
電流ＩC1、ＩC2は図４に示した波形と同様となり、回生
電流が流れないために還流ダイオード２２、２３での損
失が小さくなる。

【００６０】以上述べたように、高周波電源３７は、第
１の実施形態と同様に交流電圧から直流電圧に変換する
ことなく加熱コイル１５に高周波電流を流すことができ
るので、周波数変換回路３８における損失を大幅に低減
することができる。また、ＩＧＢＴ１６、１７のコレク
タ同士が接続されているので、電圧検出回路２４への検
出線が１本で足り、その分信頼性が向上する。

【００６１】なお、制御回路４０は、正負判定結果に基
づいて、正電圧期間においてはＩＧＢＴ１７をオンとし
た状態でＩＧＢＴ１６をスイッチングし、負電圧期間に
おいてはＩＧＢＴ１６をオンとした状態でＩＧＢＴ１７
をスイッチングしても良い。また、制御回路４０は、正
電圧期間においてはＩＧＢＴ１７をオンとした状態でＩ
ＧＢＴ１６をスイッチングし、負電圧期間においてはＩ
ＧＢＴ１６をオフとした状態でＩＧＢＴ１７をスイッチ
ングしても良い。

【００６２】（第４の実施形態）図１０には、第３の実
施形態で述べた高周波電源３７を電子レンジに適用した
第４の実施形態（請求項１、２、４、１２〜１８に対
応）が示されている。この図１０において、周波数変換
回路３８の構成は図９に示したものと同様であり、負荷
としての高周波トランス３１およびマグネトロン３０へ
の接続形態は図７に示したものと同様である。この構成
によっても、高周波電源３７に関し前記第３の実施形態
と同様の作用および効果を得ることができる。

【００６３】（第５の実施形態）次に、本発明の第５の
実施形態（請求項１、２、７、１２〜１４、１６〜１８
に対応）について、図１１および図１２を参照しながら
説明する。なお、図１１において図１または図９と同一
構成部分には同一符号を付し、ここでは異なる部分につ
いて説明する。

【００６４】図１１は、例えば電磁調理器に用いられる
高周波電源の電気的構成を示している。この図１１にお
いて、高周波電源４３は、交流−交流直接変換を行う周
波数変換回路４４（本発明でいう周波数変換手段に相
当）と、その周波数変換回路４４の周波数変換動作を制
御する制御部４５（本発明でいう制御手段に相当）とか
ら構成されている。周波数変換回路４４は、バイパスコ
ンデンサ１８の両端子間にＩＧＢＴ１７と加熱コイル１
５とＩＧＢＴ１６とが順に直列接続された回路形態に構
成されている。ここで、ＩＧＢＴ１６および１７の各エ
ミッタはそれぞれバイパスコンデンサ１８の一端子およ
び他端子に接続され、グランド端子Ｅ１およびＥ２とさ
れている。

【００６５】一方、制御部４５は、グランド端子Ｅ１を
グランド電位とする電圧検出回路２４ａ、制御回路４６
ａ、駆動回路２６ａ、極性検出回路４２ａと、グランド
端子Ｅ２をグランド電位とする電圧検出回路２４ｂ、制
御回路４６ｂ、駆動回路２６ｂ、極性検出回路４２ｂと
から構成されている。また、バイパスコンデンサ１８の
両端電圧Ｖacを入力とし、グランド端子Ｅ１、Ｅ２をグ
ランド電位とする制御電源２７ａ、２７ｂが設けられて
いる。ここで、電圧検出回路２４ａ、２４ｂ、駆動回路
２６ａ、２６ｂ、極性検出回路４２ａ、４２ｂの構成
は、それぞれ前述した電圧検出回路２４、駆動回路２
６、極性検出回路４２と同様である。

【００６６】図１２（ａ）に示すように、制御回路４６
ａは、極性検出回路４２ａによる交流電源１４について
の正負判定結果に基づいて、正電圧期間においてはＩＧ
ＢＴ１６をスイッチングさせ負電圧期間においてはＩＧ
ＢＴ１６をオンさせるようなゲート信号ＳG1を生成す
る。また、制御回路４６ｂは、極性検出回路４２ｂによ
る交流電源１４についての正負判定結果に基づいて、負
電圧期間においてはＩＧＢＴ１７をスイッチングさせ正
電圧期間においてはＩＧＢＴ１７をオンさせるようなゲ
ート信号ＳG2を生成する。

【００６７】その結果、正電圧期間におけるコレクタ電
流ＩC1（負の電流については還流ダイオード２２に流れ
る電流）とコレクタ電圧ＶCE1 、および負電圧期間にお
けるコレクタ電流ＩC2（負の電流については還流ダイオ
ード２３に流れる電流）とコレクタ電圧ＶCE2 は、それ
ぞれ図１２（ｂ）、および（ｃ）に示すようになる。す
なわち、例えば正電圧期間において、時刻ｔ11から時刻
ｔ12までの期間ＩＧＢＴ１６はオンとなり、コレクタ電
圧ＶCE1 がほぼ０となった状態でコレクタ電流ＩC1が増
加する。この時の電流は、交流電源１４により充電され
たバイパスコンデンサ１８から還流ダイオード２３、加
熱コイル１５、ＩＧＢＴ１６を介して流れ、バイパスコ
ンデンサ１８の両端電圧Ｖacは全て加熱コイル１５に印
加された状態となっている。この間、ＩＧＢＴ１７のゲ
ートにはハイレベルのゲート信号ＳG2が印加されている
が、ＩＧＢＴ１７の通電可能方向は上記電流の向きとは
逆向きであるため電流は流れずＩＧＢＴ１７はオフの状
態を保持している。

【００６８】制御回路４６ａは、時刻ｔ12においてゲー
ト信号ＳG1をロウレベルにする。これにより、ＩＧＢＴ
１６がオフとなり、加熱コイル１５に流れていた電流が
図１１に矢印で示す正方向の共振電流ＩR として共振コ
ンデンサ２０に流入する。共振コンデンサ２０はその共
振電流ＩR により充電され、コレクタ電圧ＶCE1 が上昇
する。

【００６９】共振電流ＩR が正から負に転じると共振コ
ンデンサ２０に充電された電荷が加熱コイル１５を通し
て放電し始める。これに伴ってコレクタ電圧ＶCE1 が減
少し、やがてほぼ０となる（時刻ｔ13）。制御回路４７
ａは、この時刻ｔ13以降時刻ｔ14までのタイミングでゲ
ート信号ＳG1をロウレベルからハイレベルにする。この
時刻ｔ13からｔ14までの間は、加熱コイル１５からＩＧ
ＢＴ１７、バイパスコンデンサ１８、還流ダイオード２
２を介して回生電流が流れる。そして、ＩＧＢＴ１６の
コレクタ電圧ＶCE1 が正になった時点（時刻ｔ14）で、
ＩＧＢＴ１６にコレクタ電流ＩC1が流れ始める。

【００７０】周波数変換回路４４の負電圧期間の動作
も、図１２（ｃ）に示すように上述した正電圧期間の動
作と同様となる。その結果、加熱コイル１５には高周波
電流が流れ、加熱コイル１５に接近して置かれた被加熱
物が誘導加熱される。

【００７１】以上述べたように、本実施形態によっても
上述した各実施形態と同様に、交流電圧から（直流に変
換することなく）直接高周波電流が得られるので、周波
数変換回路４４で生じる損失が大幅に低減する。また、
ＩＧＢＴ１６を制御するためゲート信号ＳG1のグランド
端子Ｅ１とＩＧＢＴ１７を制御するためのゲート信号Ｓ
G2のグランド端子Ｅ２とが交流電源１４の電源線側に設
けられているので、グランド電位が安定し、電磁ノイズ
などの外来ノイズに強いという利点を有している。

【００７２】さらに、制御部４５は、正電圧期間または
負電圧期間において、バイパスコンデンサ１８から加熱
コイル１５に流れる主電流に対し通電方向が逆となるＩ
ＧＢＴ１７または１６にハイレベルのゲート信号ＳG2ま
たはＳG1を印加するように制御する。その結果、スイッ
チングのオフ期間に回生電流が流れ、スイッチングがオ
フからオンに転じた時のコレクタ電流が０から徐々に流
れ始める。これにより、ＩＧＢＴ１６および１７のスイ
ッチング損失が一層低減される。

【００７３】なお、制御回路４６ａ、４６ｂは、正負判
定結果に基づいて、正電圧期間においてはＩＧＢＴ１７
をオフとした状態でＩＧＢＴ１６をスイッチングし、負
電圧期間においてはＩＧＢＴ１６をオフとした状態でＩ
ＧＢＴ１７をスイッチングする制御方法を採用すること
も可能である。

【００７４】（第６の実施形態）図１３には、第５の実
施形態で述べた高周波電源４３を電子レンジに適用した
第６の実施形態（請求項１、２、７、１２〜１４、１６
〜１８に対応）が示されている。この図１３において、
周波数変換回路４４の構成は図１１に示したものと同様
であり、負荷としての高周波トランス３１および図示し
ないマグネトロンへの接続形態は図７に示したものと同
様である。本構成によっても、前記第５の実施形態と同
様の作用および効果が得られ、高効率で食品などをマイ
クロ波加熱することができる。

【００７５】（第７の実施形態）図１４には、第５の実
施形態で述べた制御部４５について異なる制御方法を採
用した第７の実施形態（請求項１、２、７、１２、１５
〜１８に対応）について、その動作波形が示されてい
る。本実施形態において、図１４（ａ）に示すように、
制御回路４６ａ（図１１参照）は、極性検出回路４２ａ
による交流電源１４についての正負判定結果に基づい
て、正電圧期間においてはＩＧＢＴ１６をスイッチング
させ負電圧期間においてはＩＧＢＴ１６をオフさせるよ
うなゲート信号ＳG1を生成する。また、制御回路４７ｂ
は、極性検出回路４２ｂによる交流電源１４についての
正負判定結果に基づいて、負電圧期間においてはＩＧＢ
Ｔ１７をスイッチングさせ正電圧期間においてはＩＧＢ
Ｔ１７をオンさせるようなゲート信号ＳG2を生成する。

【００７６】その結果、正電圧期間においては図１４
（ｂ）に示すように第５の実施形態と同様の動作波形と
なり、負電圧期間においては図１４（ｃ）に示すように
第１の実施形態とほぼ同様の動作波形となる。この負電
圧期間において、ＩＧＢＴ１７がオンすると電流はバイ
パスコンデンサ１８から還流ダイオード２２、加熱コイ
ル１５、ＩＧＢＴ１７を介して流れ、オフすると共振回
路２１内において共振電流ＩR が流れる。この場合、ゲ
ート信号ＳG1がロウレベルにあるためＩＧＢＴ１６はオ
フとなっており回生電流は流れない。

【００７７】つまり、本実施形態を制御方法が異なる前
述の第５の実施形態と比較した場合、還流ダイオード２
３の損失は回生電流が流れない分だけ低減し、ＩＧＢＴ
１７の損失はオン時のコレクタ電流ＩC2が急峻に増加す
る分だけ増加する。従って、制御方法を変えることによ
り、調理機器内の雰囲気温度や素子を取り付ける放熱板
の形状などに応じて、ＩＧＢＴ１６、１７および還流ダ
イオード２２、２３における損失の分担を変えることが
できる。

【００７８】（第８の実施形態）図１５には、本発明の
第８の実施形態（請求項１、２、９、１２〜１８に対
応）が示されており、以下これについて前記第１の実施
形態と異なる部分について説明する。すなわち、この図
１５に示す高周波電源４７の周波数変換回路４８は、第
１の実施形態（図１参照）において加熱コイル１５に並
列に接続されていた共振コンデンサ２０に替え、ＩＧＢ
Ｔ１６、１７にそれぞれ共振コンデンサ２０ａ、２０ｂ
を並列に接続した構成となっている。

【００７９】この構成によれば、例えば正電圧期間にお
いて、ゲート信号ＳG がハイレベルにある期間ＩＧＢＴ
１６がオンとなり、電流はバイパスコンデンサ１８から
加熱コイル１５、ＩＧＢＴ１６、還流ダイオード２３を
介して流れる。そして、ゲート信号ＳG がロウレベルに
なるとＩＧＢＴ１６がオフとなり、加熱コイル１５に流
れていた電流が図１５に矢印で示す正方向の共振電流Ｉ
R として共振コンデンサ２０ａに流入する。共振コンデ
ンサ２０ａはその共振電流ＩR により充電され、コレク
タ電圧ＶCE1 が上昇する。共振電流ＩR が正から負に転
じると共振コンデンサ２０ａに充電された電荷が加熱コ
イル１５、バイパスコンデンサ１８、還流ダイオード２
０ｂ（またはＩＧＢＴ１７）を通して放電し始める。上
記動作は負電圧期間においても同様となり、その結果加
熱コイル１５に高周波電流が流れる。

【００８０】本実施形態によれば、第１の実施形態と同
様の効果が得られる。また、ＩＧＢＴ１６、１７がオン
からオフした場合、グランド端子Ｅ１を基準電位とする
ＩＧＢＴ１６、１７のコレクタ電位には交流電源１４
（バイパスコンデンサ１８の両端電圧Ｖac）の電圧が加
算されないので、コレクタ電圧ＶCE1 、ＶCE2 の最大値
を抑えることができる。これにより、耐圧の低いＩＧＢ
Ｔを採用できコストの低減を図れる。

【００８１】（第９の実施形態）図１６には、第８の実
施形態で述べた高周波電源４７を電子レンジに適用した
第９の実施形態（請求項１、２、９、１２〜１８に対
応）が示されている。この図１６において、周波数変換
回路４８の構成は図１５に示したものと同様であり、負
荷としての高周波トランス３１およびマグネトロン３０
への接続形態は図７に示したものと同様である。この構
成によっても、前記第８の実施形態と同様の作用、効果
を得ることができる。

【００８２】（第１０の実施形態）図１７には本発明の
第１０の実施形態（請求項１、２、１０、１２〜１８に
対応）が示されており、以下これについて前記第５の実
施形態と異なる部分のみ説明する。すなわち、この図１
７に示す高周波電源４９の周波数変換回路５０は、第５
の実施形態（図１１参照）において加熱コイル１５に並
列に接続されていた共振コンデンサ２０に替え、ＩＧＢ
Ｔ１６、１７にそれぞれ共振コンデンサ２０ａ、２０ｂ
を並列に接続した構成となっている。

【００８３】この構成によれば、例えば正電圧期間にお
いて、ゲート信号ＳG1がハイレベルとなりＩＧＢＴ１６
がオンしている期間、電流はバイパスコンデンサ１８か
ら還流ダイオード２３、加熱コイル１５、ＩＧＢＴ１６
を介して流れる。そして、ゲート信号ＳG1がロウレベル
になるとＩＧＢＴ１６がオフとなり、加熱コイル１５に
流れていた電流が図１７に矢印で示す正方向の共振電流
ＩR として共振コンデンサ２０ａに流入する。共振コン
デンサ２０ａはその共振電流ＩR により充電され、コレ
クタ電圧ＶCE1 が上昇する。正電圧期間の間ＩＧＢＴ１
７に対するゲート信号ＳG2はハイレベルとなっているの
で、共振電流ＩR が正から負に転じると、共振コンデン
サ２０ａに充電された電荷が加熱コイル１５、ＩＧＢＴ
１７、バイパスコンデンサ１８を介して放電し始める。
上記動作は負電圧期間においても同様となり、その結果
加熱コイル１５に高周波電流が流れる。

【００８４】従って、本実施形態によれば、第５の実施
形態と同様の効果が得られる他、第８の実施形態と同様
に、ＩＧＢＴ１６、１７がオンからオフした時のコレク
タ電圧ＶCE1 、ＶCE2 の最大値を抑えることができる。

【００８５】（第１１の実施形態）図１８には、第１０
の実施形態で述べた高周波電源４９を電子レンジに適用
した第１１の実施形態（請求項１、２、１０、１２〜１
８に対応）が示されている。この図１８において、周波
数変換回路５０の構成は図１７に示したものと同様であ
り、負荷としての高周波トランス３１およびマグネトロ
ン３０への接続形態は図７に示したものと同様である。
この構成によっても、前記第１０の実施形態と同様の作
用、効果を得ることができる。

【００８６】（第１２の実施形態）次に、本発明の第１
２の実施形態（請求項１、２、８に対応）について図１
９を参照しながら説明する。この図１９は、周波数変換
回路５１（本発明でいう周波数変換手段に相当）の基本
構成を示している。すなわち、第１のスイッチング素子
例えばＩＧＢＴ１６と第２のスイッチング素子例えばＩ
ＧＢＴ１７とが互いに通電方向が逆向きとなるように並
列に接続された上で、これら並列回路と加熱コイル１５
（または高周波トランス）とが交流電源１４の両端子間
に直列に接続されている。この場合、図１９に示すよう
に交流電源１４の両端子間にバイパスコンデンサ１８と
チョークコイル１９とを直列に設けることが好ましい。
また、図示しないが、ＩＧＢＴ１６と１７には、それぞ
れ当該素子の通電方向と逆向きに流れる電流を阻止する
ための阻止手段例えばダイオードが直列に接続されてい
る。なお、図１９において共振コンデンサは省略してあ
る。

【００８７】上記構成によれば、交流電源１４の正電圧
期間にあっては、ＩＧＢＴ１６がスイッチングすること
により加熱コイル１５に高周波電流を流し、交流電源１
４の負電圧期間にあっては、ＩＧＢＴ１７がスイッチン
グすることにより加熱コイル１５に高周波電流を流すこ
とができる。従って、第１の実施形態で述べたように周
波数変換回路５１における損失を大幅に低減でき、放熱
板の小型化や冷却ファンの低騒音化などが可能となる。

【００８８】（第１３の実施形態）次に、本発明を調理
機器としての炊飯器に適用した第１３の実施形態（請求
項１、３に対応）について図２０および図２１を参照し
ながら説明する。まず、炊飯器の概略的な構成を示す図
２１において、炊飯器本体５２の内部には炊飯釜５３が
配設されており、この炊飯釜５３内に図示しない炊飯鍋
が着脱可能に収納されている。炊飯釜５３の外底部にお
ける平坦部分には加熱コイル１５ａ（本発明でいう第１
の加熱コイルに相当）が配設され、外周のコーナー部に
は加熱コイル１５ｂ（本発明でいう第２の加熱コイルに
相当）が配設されている。また、炊飯器本体５２の内底
部から内周部にかけて、フィン部５４ａを備えた放熱板
５４が配設され、その放熱板５４にはＩＧＢＴ１６（第
１のスイッチング素子）とＩＧＢＴ１７（第２のスイッ
チング素子）とが伝熱的に固定されている。さらに、炊
飯釜５３の底部には図示しない冷却ファンが配設されて
いる。

【００８９】図２０（ａ）、（ｂ）は、周波数変換回路
５５（本発明でいう周波数変換手段に相当）の基本構成
を示している。このうち図２０（ａ）が上記炊飯器に対
応するもので、交流電源１４の両端子間には、加熱コイ
ル１５ａとＩＧＢＴ１６とが直列に接続されるととも
に、加熱コイル１５ｂとＩＧＢＴ１７とが直列に接続さ
れている。ここで、ＩＧＢＴ１６と１７とは、交流電源
１４からの電流について互いに通電方向が逆向きとなる
ように接続されており、交流電源１４の両端子間にはチ
ョークコイル１９を介してバイパスコンデンサ１８が接
続されている。また、図示しないが、ＩＧＢＴ１６と１
７には、それぞれ当該素子の通電方向と逆向きに流れる
電流を阻止するための阻止手段例えばダイオードが直列
に接続されている。なお、図２０において共振コンデン
サは省略してある。

【００９０】上記構成によれば、交流電源１４の正電圧
期間にあっては、ＩＧＢＴ１６がスイッチングすること
により炊飯釜５３の底部に設けられた加熱コイル１５ａ
が誘導加熱され、交流電源１４の負電圧期間にあって
は、ＩＧＢＴ１７がスイッチングすることにより炊飯釜
５３のコーナー部に設けられた加熱コイル１５ｂが誘導
加熱される。

【００９１】本実施形態によっても、第１の実施形態で
述べたように周波数変換回路５５における損失を大幅に
低減でき、放熱板５４を小型化したり、冷却ファンの能
力を下げて低騒音化を図ることができる。なお、図２０
（ｂ）に示すように、周波数変換回路５５は、異なるマ
グネトロンが接続された高周波トランス３１ａ（本発明
でいう第１の高周波トランスに相当）および３１ｂ（本
発明でいう第２の高周波トランスに相当）を負荷とした
場合についても同様の作用、効果が得られる、この場
合、例えば一方のマグネトロンは電子レンジの加熱調理
室の側面に配設し、他方のマグネトロンは加熱調理室の
下面に配設すれば良い。

【００９２】（第１４の実施形態）図２２には、第１の
実施形態で述べた周波数変換回路１２（図１参照）の入
力部にコモンモード型のチョークコイル５６を付加した
第１４の実施形態（請求項１７に対応）が示されてい
る。この図２２に示すように、交流電源１４とノーマル
モード型のチョークコイル１９との間にチョークコイル
５６を挿入すると、ノーマルモードノイズに加えコモン
モードノイズも有効に除去することができる。従って、
スイッチングに伴う高周波ノイズが交流電源１４側に流
れるのを抑制することができる。なお、チョークコイル
１９、５６に流れる電流の基本波成分は交流電源１４の
周波数（例えば５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ）であるため、
チョークコイル１９、５６には大きな損失（鉄損）は発
生しない。

【００９３】（その他の実施形態）なお、本発明は上記
し且つ図面に示す各実施形態に限定されるものではな
く、以下のような拡張または変更が可能である。第１お
よび第２のスイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴあるいは
トランジスタであっても良い。調理機器として電磁調理
器や炊飯器に限らずホットプレートなど高周波加熱の原
理を用いたものであれば同様にして適用できる。

【００９４】第１、第２、第８、第９の各実施形態にお
いて、ＩＧＢＴ１６および１７のそれぞれについて独立
した制御回路と駆動回路とを備え、ＩＧＢＴ１６および
１７を独立して制御するように構成しても良い。この場
合、交流電源１４の正電圧期間にあってはＩＧＢＴ１６
をスイッチング動作させるとともにＩＧＢＴ１７をオン
またはオフ状態とし、負電圧期間にあってはＩＧＢＴ１
７をスイッチング動作させるとともにＩＧＢＴ１６をオ
ンまたはオフ状態とすれば良い。

【００９５】

【発明の効果】以上の説明から明らかなように、本発明
の調理機器は、交流電源から交流−交流直接変換により
加熱コイルまたは高周波トランスに高周波電流を流すよ
うに構成された高周波電源を備えているので、高周波電
源において従来用いられていた交流−直流変換をするた
めのコンバータ部が不要となり、コンバータ部において
発生していた損失がなくなる。その結果、高周波電源に
おける主な損失は交流−交流直接変換を行う周波数変換
手段の損失だけとなり、放熱板を小さくして調理機器を
小型化でき、冷却ファンの能力を下げたり無くしたりし
て調理機器から生じる騒音を低減できる。

【００９６】この場合、周波数変換手段は、互いに通電
方向が異なる第１のスイッチング素子と第２のスイッチ
ング素子とを加熱コイルまたは高周波トランスに対して
直列に接続して構成され、交流電源電圧の正負に応じて
第１または第２のスイッチング素子の何れか一方がスイ
ッチング動作するので、交流電源の全周期において加熱
コイルまたは高周波トランスに高周波電流を流すことが
可能となる。また、周波数変換手段を、第１、第２の加
熱コイルまたは高周波トランスに対してそれぞれ第１、
第２のスイッチング素子を直列に接続することにより、
２つの加熱コイルまたは高周波トランスに高周波電流を
流すことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施形態を示し、加熱コイルを
負荷とする高周波電源の電気的構成図

【図２】周波数変換回路の入出力接続図

【図３】周波数変換回路の基本構成図

【図４】交流電源の電圧波形とＩＧＢＴの動作との関係
を示す（ａ）とともに、正電圧期間（ｂ）および負電圧
期間（ｃ）におけるゲート信号、コレクタ電流およびコ
レクタ電圧を示す図

【図５】バイパスコンデンサの両端電圧の波形図

【図６】バイパスコンデンサの静電容量が大きい場合
（ａ）と小さい場合（ｂ）のコレクタ電流とコレクタ電
圧の波形図

【図７】本発明の第２の実施形態を示し、高周波トラン
スを負荷とする高周波電源の電気的構成図

【図８】図２相当図

【図９】本発明の第３の実施形態を示す図１相当図

【図１０】本発明の第４の実施形態を示す図７相当図

【図１１】本発明の第５の実施形態を示す図１相当図

【図１２】図４相当図

【図１３】本発明の第６の実施形態を示す図７相当図

【図１４】本発明の第７の実施形態を示す図４相当図

【図１５】本発明の第８の実施形態を示す図１相当図

【図１６】本発明の第９の実施形態を示す図７相当図

【図１７】本発明の第１０の実施形態を示す図１相当図

【図１８】本発明の第１１の実施形態を示す図７相当図

【図１９】本発明の第１２の実施形態を示す図３相当図

【図２０】本発明の第１３の実施形態を示す図３相当図

【図２１】炊飯器の構成を概略的に示す図

【図２２】本発明の第１４の実施形態を示す図２相当図

【図２３】従来技術の基本構成図

【符号の説明】

図中、１１、３７、４３、４７、４９は高周波電源、１
２、３８、４４、４８、５０、５１、５５は周波数変換
回路（周波数変換手段）、１３、３９、４５は制御部
（制御手段）、１４は交流電源、１５は加熱コイル、１
５ａは加熱コイル（第１の加熱コイル）、１５ｂは加熱
コイル（第２の加熱コイル）、１６はＩＧＢＴ（第１の
スイッチング素子）、１７はＩＧＢＴ（第２のスイッチ
ング素子）、１８はバイパスコンデンサ、１９はノーマ
ルモードチョークコイル、２０、２０ａ、２０ｂは共振
コンデンサ、２１、３２は共振回路、２２は還流ダイオ
ード（第１の還流ダイオード）、２３は還流ダイオード
（第２の還流ダイオード）、２４、２４ａ、２４ｂは電
圧検出回路（電圧検出手段）、２７、２７ａ、２７ｂは
制御電源（直流電源）、３０はマグネトロン（マイクロ
波発生手段）、３１は高周波トランス、３１ａは高周波
トランス（第１の高周波トランス）、３１ｂは高周波ト
ランス（第２の高周波トランス）、４２、４２ａ、４２
ｂは極性検出回路（正負判定手段）、５６はコモンモー
ドチョークコイルである。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者柿澤俊夫愛知県瀬戸市穴田町991番地株式会社東芝愛知工場内Ｆターム(参考） 3K051 AA02 AB08 AD25 3K086 AA08 BA08 DB03 DB11 DB13 FA04

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】高周波電源により加熱コイル、またはマ
イクロ波発生手段が接続された高周波トランスに高周波
電流を流し、被加熱物を高周波加熱するように構成され
た調理機器において、前記高周波電源は、交流電源から交流−交流直接変換により前記加熱コイル
または高周波トランスに流す高周波電流を生成する周波
数変換手段と、この周波数変換手段による周波数変換動
作を制御する制御手段とから構成されていることを特徴
とする調理機器。
【請求項２】周波数変換手段は、交流電源から正方向に流れる電流を阻止可能なように加
熱コイルまたは高周波トランスに対して直列に接続され
た第１のスイッチング素子と、前記交流電源から負方向に流れる電流を阻止可能なよう
に前記加熱コイルまたは高周波トランスに対して直列に
接続された第２のスイッチング素子とを備えて構成され
ていることを特徴とする請求項１記載の調理機器。
【請求項３】加熱コイルまたは高周波トランスは第１
および第２の２つからなり、周波数変換手段は、交流電源から正方向に流れる電流を阻止可能なように第
１の加熱コイルまたは高周波トランスに対して直列に接
続された第１のスイッチング素子と、前記交流電源から負方向に流れる電流を阻止可能なよう
に第２の加熱コイルまたは高周波トランスに対して直列
に接続された第２のスイッチング素子とを備えて構成さ
れていることを特徴とする請求項１記載の調理機器。
【請求項４】加熱コイルまたは高周波トランスと共振
コンデンサとが並列に接続されて共振回路が形成され、周波数変換手段は、前記共振回路が交流電源の一端子側
に接続されるとともに前記共振回路と前記交流電源の他
端子側との間に第１のスイッチング素子と第２のスイッ
チング素子とが直列に接続された形態に構成され、前記第１のスイッチング素子には第１の還流ダイオード
が逆並列に接続され、前記第２のスイッチング素子には
第２の還流ダイオードが逆並列に接続されていることを
特徴とする請求項２記載の調理機器。
【請求項５】第１のスイッチング素子に与えられるオ
ンオフ制御信号の基準電位端子と、第２のスイッチング
素子に与えられるオンオフ制御信号の基準電位端子とが
共通に接続されていることを特徴とする請求項４記載の
調理機器。
【請求項６】共振回路が接続された交流電源の一端子
側と、第１のスイッチング素子の基準電位端子と第２の
スイッチング素子の基準電位端子との共通接続点との間
に、制御手段を動作させるための直流電源を設けたこと
を特徴とする請求項５記載の調理機器。
【請求項７】加熱コイルまたは高周波トランスと共振
コンデンサとが並列に接続されて共振回路が形成され、周波数変換手段は、交流電源の一端子側と前記共振回路
との間に第１のスイッチング素子が接続されるとともに
前記交流電源の他端子側と前記共振回路との間に第２の
スイッチング素子が接続された形態に構成され、前記第１のスイッチング素子には第１の還流ダイオード
が逆並列に接続され、前記第２のスイッチング素子には
第２の還流ダイオードが逆並列に接続されていることを
特徴とする請求項２記載の調理機器。
【請求項８】加熱コイルまたは高周波トランスと共振
コンデンサとが並列に接続されて共振回路が形成され、周波数変換手段は、前記共振回路が交流電源の一端子側
に接続されるとともに前記共振回路と前記交流電源の他
端子側との間に第１のスイッチング素子と第２のスイッ
チング素子とが並列に接続された形態に構成されている
ことを特徴とする請求項２記載の調理機器。
【請求項９】周波数変換手段は、加熱コイルまたは高
周波トランスが交流電源の一端子側に接続されるととも
に前記加熱コイルまたは高周波トランスと前記交流電源
の他端子側との間に第１のスイッチング素子と第２のス
イッチング素子とが直列に接続された形態に構成され、前記第１のスイッチング素子には第１の還流ダイオード
が逆並列に接続されるとともに第１の共振コンデンサが
並列に接続され、前記第２のスイッチング素子には第２
の還流ダイオードが逆並列に接続されるとともに第２の
共振コンデンサが並列に接続されていることを特徴とす
る請求項２記載の調理機器。
【請求項１０】周波数変換手段は、交流電源の一端子
側と加熱コイルまたは高周波トランスとの間に第１のス
イッチング素子が接続されるとともに前記交流電源の他
端子側と前記加熱コイルまたは高周波トランスとの間に
第２のスイッチング素子が接続された形態に構成され、前記第１のスイッチング素子には第１の還流ダイオード
が逆並列に接続されるとともに第１の共振コンデンサが
並列に接続され、前記第２のスイッチング素子には第２
の還流ダイオードが逆並列に接続されるとともに第２の
共振コンデンサが並列に接続されていることを特徴とす
る請求項２記載の調理機器。
【請求項１１】制御手段は、第１のスイッチング素子
および第２のスイッチング素子を同一のオンオフ制御信
号によりオンオフ動作させることを特徴とする請求項５
記載の調理機器。
【請求項１２】交流電源の電圧が正であるか負である
かを判定する正負判定手段を備え、制御手段は、前記正負判定手段により前記交流電源の電
圧が正であると判定された正電圧期間において第１のス
イッチング素子をオンオフ動作させ、前記正負判定手段
により前記交流電源の電圧が負であると判定された負電
圧期間において第２のスイッチング素子をオンオフ動作
させるように構成されていることを特徴とする請求項２
ないし１０の何れかに記載の調理機器。
【請求項１３】制御手段は、正電圧期間において第２
のスイッチング素子をオフ動作させ、負電圧期間におい
て第１のスイッチング素子をオフ動作させるように構成
されていることを特徴とする請求項１２記載の調理機
器。
【請求項１４】制御手段は、正電圧期間において第２
のスイッチング素子をオン動作させ、負電圧期間におい
て第１のスイッチング素子をオン動作させるように構成
されていることを特徴とする請求項１２記載の調理機
器。
【請求項１５】制御手段は、正電圧期間において第２
のスイッチング素子をオン動作させ、負電圧期間におい
て第１のスイッチング素子をオフ動作させるように構成
されていることを特徴とする請求項１２記載の調理機
器。
【請求項１６】周波数変換手段において、交流電源の
一端子側と他端子側との間にバイパスコンデンサが設け
られるとともに、このバイパスコンデンサは、第１また
は第２のスイッチング素子がオン動作している期間にお
いて当該第１または第２のスイッチング素子に流れる最
大電流を所定値以下に抑制するのに十分となる小容量に
設定されていることを特徴とする請求項２ないし１５の
何れかに記載の調理機器。
【請求項１７】周波数変換手段において、交流電源と
バイパスコンデンサとの間にコモンモードチョークコイ
ルまたはノーマルモードチョークコイルの何れか一方ま
たは両方が設けられていることを特徴とする請求項１６
記載の調理機器。
【請求項１８】制御手段は、第１のスイッチング素子
および第２のスイッチング素子に印加される電圧を検出
する電圧検出手段を備え、この電圧検出手段により検出
された電圧が低下した時に前記第１のスイッチング素子
または第２のスイッチング素子をオン動作させるととも
に、入力指令に基づいて前記第１のスイッチング素子ま
たは第２のスイッチング素子のオンオフ動作におけるオ
ン幅を決定するように構成されていることを特徴とする
請求項２ないし１７の何れかに記載の調理機器。