JPH1187042A - 電磁調理器 - Google Patents

電磁調理器

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JPH1187042A
JPH1187042A JP9247195A JP24719597A JPH1187042A JP H1187042 A JPH1187042 A JP H1187042A JP 9247195 A JP9247195 A JP 9247195A JP 24719597 A JP24719597 A JP 24719597A JP H1187042 A JPH1187042 A JP H1187042A
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 スイッチング損失を低減し得る状態で微弱入
力で連続加熱を行うことができる電磁調理器を提供す
る。 【解決手段】 入力設定部４１ａは、入力設定値が所定
値Ｗth以下となると、ＩＧＢＴ１６を遮断することによ
ってスナバコンデンサ１５を共振回路１４から切り離す
切り離し制御を行う。従って、スナバコンデンサ１５の
充電が行われなくなり、ＩＧＢＴ６をオンした場合に、
スナバコンデンサ１５の充電容量不足による短絡電流が
流れることがなく、設定値がＷth以下の状態で、加熱コ
イル１１に高周波電流を連続的に供給可能となる。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、加熱コイルに高周
波電流を供給して調理容器を加熱する電磁調理器に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】電磁調理器は、火を使わず安全で且つ熱
効率に優れており、システムキッチンなどに組み込まれ
るクッキングヒータとして広く普及しつつある。電磁調
理器は、システムキッチンにおいては複数組み込まれる
ことが多く、それら複数の電磁調理器が同時に使用され
た場合に干渉音が発生するのを防止するために、常時一
定周波数で加熱制御を行うハーフブリッジ型のインバー
タが採用されることがある。
【０００３】図１３は、従来の電磁調理器に採用されて
いるハーフブリッジ型インバータの電気的構成を示すも
のである。この図１３において、ダイオードブリッジで
構成される整流回路１の交流入力端子は、商用交流電源
２に接続されており、直流出力端子は、平滑コンデンサ
３の両端に接続されている。
【０００４】その平滑コンデンサ３の両端には、直流母
線４，５を介して、正側及び負側のＩＧＢＴ６及び７か
らなるアームが接続されており、以てハーフブリッジ型
のインバータ主回路８を構成している。ＩＧＢＴ６及び
７のコレクタ−エミッタ間には、フリーホイールダイオ
ード９及び１０が夫々接続されている。
【０００５】インバータ主回路８の出力端子８ａには、
加熱コイル１１の一端が接続されており、加熱コイル１
１の他端と直流母線５との間には、共振コンデンサ１２
とダイオード１３との並列回路が接続されている。尚、
加熱コイル１１及び共振コンデンサ１２は、共振回路１
４を構成している。
【０００６】また、出力端子８ａには、スナバコンデン
サ１５の一端が接続されており、スナバコンデンサ１５
の他端は、ＩＧＢＴ１６のコレクタ−エミッタを介して
直流母線５に接続されている。そして、ＩＧＢＴ１６の
コレクタ−エミッタ間には、ダイオード１７が接続され
ている。これらは、所謂スナバ回路１８を構成してお
り、ＩＧＢＴ６及び７のオフ時におけるスイッチング損
失を減少させるために設けられている。
【０００７】発振器１９が出力する所定周波数の発振信
号は、可変オン時間設定部２０及び固定オン時間設定部
２１に与えられている。整流回路１の交流入力側には電
流トランス２２が介挿されており、その電流トランス２
２の出力端子は、入力電流検出部２３を介して入力設定
部２４ａの入力端子に接続されている。入力電流検出部
２３は、電流トランス２２が検出する入力電流値をＡ／
Ｄ変換し、入力電流検出値Ｖinとして入力設定部２４ａ
に出力するようになっている。
【０００８】操作部２５には、具体的には図示しない
が、使用者が各種の自動調理メニュー（制御プログラ
ム）を選択するキーや、加熱量を１ＫＷ，２ＫＷなどの
電力量で設定するためのキーなどが設けられている。そ
して、入力設定部２４ａは、操作部２５における電力量
の設定に応じた入力電流値となるように、入力電流検出
部２３から与えられる入力電流検出値Ｖinに基づきフィ
ードバック制御を行い、可変オン時間設定部２０にＰＷ
Ｍ信号を与えるようになっている。
【０００９】また、加熱停止部２４ｂは、所定の条件が
成立した場合に加熱停止指令を可変オン時間設定部２０
及び固定オン時間設定部２１に出力するようになってい
る。尚、入力設定部２４ａ及び加熱停止部２４ｂは、マ
イクロコンピュータ（以下、マイコンと称す）２４の機
能をブロック化して示すものである。
【００１０】可変オン時間設定部２０の出力信号は、第
１及び第３駆動部２６及び２７に与えられ、固定オン時
間設定部２１の出力信号は、第２及び第３駆動部２８及
び２７に与えられている。そして、第１，第２及び第３
駆動部２６，２８及び２７の出力端子は、ＩＧＢＴ６，
７及び１６のゲートに夫々接続されている。
【００１１】また、図１４は、第１駆動部２６の詳細な
電気的構成を示すものである。この図１４において、可
変オン時間設定部２０の出力信号はフォトカプラ２９に
与えられており、フォトカプラ２９の一方の出力端子
は、抵抗３０及び３１の直列回路を介してＩＧＢＴ６の
ゲートに接続されている。抵抗３０には、ダイオード３
２が逆並列接続されている。また、フォトカプラ２９の
他方の出力端子は、ＩＧＢＴ６のエミッタに接続されて
いる。抵抗３０，３１の抵抗値は、例えば１５０Ω，１
０Ω程度に設定されている。
【００１２】以上のように構成されたインバータを備え
てなる電磁調理器の動作について、図１５乃至図１７を
も参照して以下に述べる。鍋の加熱は、インバータによ
り加熱コイル１１に高周波電流を供給することによって
行う。図１６に、この場合の各部の信号波形を示す。図
１６（ａ）及び（ｂ）に示すように、ＩＧＢＴ６，７
は、例えば、２０ＫＨｚ程度のインバータの制御周期Ｔ
inv において、交互にオンオフされるようになってい
る。
【００１３】ＩＧＢＴ６のオン期間Ｔon1 は、可変オン
時間設定部２０から与えられる出力信号に基づいて、Ｔ
inv ／２を上限として変化するようになっている。一
方、ＩＧＢＴ７のオン期間Ｔon2 は、固定オン時間設定
部２１から与えられる出力信号に基づいて、略Ｔinv ／
２に固定されている。但し、ＩＧＢＴ６，７間の短絡を
防ぐため、両者のオン期間の切り替わりには、停止期間
ＴD が確保されるようになっている。
【００１４】また、スナバ回路１８のＩＧＢＴ１６は、
ＩＧＢＴ６，７のターンオフ時のスイッチング損失を減
少させると共に、ＩＧＢＴ６がオフしてからＩＧＢＴ７
がオンするまでの期間にスナバコンデンサ１５が充電さ
れないようにオンオフ制御される。
【００１５】制御周期は、次の４つのサイクルからな
る。また、図１６（ｄ）は、この時加熱コイル１１に流
れる電流ＩL の波形であり、図１６（ｅ）は、ＩＧＢＴ
７のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖtr2 の波形である。 ＩＧＢＴ６：オン／ＩＧＢＴ７：オフ 平滑コンデンサ３，ＩＧＢＴ６，加熱コイル１１，共振
コンデンサ１２及び平滑コンデンサ３の経路により、加
熱コイル１１に電流を供給すると共に共振コンデンサ１
２を充電する（図１６（ｄ），Ａ参照）。 ＩＧＢＴ６：オフ／ＩＧＢＴ７：オフ 加熱コイル１１，共振コンデンサ１２，フリーホイール
ダイオード１０及び加熱コイル１１の経路で、加熱コイ
ル１１の遅れ電流により更に共振コンデンサ１２を充電
する（図１６（ｄ），Ｂ参照）。
【００１６】ＩＧＢＴ６：オフ／ＩＧＢＴ７：オン 共振コンデンサ１２，加熱コイル１１，ＩＧＢＴ７及び
共振コンデンサ１２の経路により、共振コンデンサ１２
を放電させて加熱コイル１１に逆方向の電流を流す（図
１６（ｄ），Ｃ参照）。共振コンデンサ１２が放電し切
ると、電流は、並列に接続されているダイオード１３を
経由して流れる（図１６（ｄ），Ｃ′参照）。 ＩＧＢＴ６：オフ／ＩＧＢＴ７：オフ 加熱コイル１１，フリーホイールダイオード９，平滑コ
ンデンサ３，ダイオード１３及び加熱コイル１１の経路
で、加熱コイル１１の遅れ電流を、フリーホイールダイ
オード９を介して電源側に回生させる（図１６（ｄ），
Ｄ参照）。
【００１７】以上のサイクルを繰返すことによって加熱
コイル１１に高周波電流を供給し、トッププレート３３
の上に載置される鍋３４（図１３参照）に渦電流を誘導
して加熱調理を行うようになっている。入力電流制御
は、ＩＧＢＴ６のオン期間Ｔon1 を変化させて行うよう
になっており、オン期間Ｔon1 を長くすれば入力電流は
増加し、鍋３４の加熱量は増加する。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、この様
な従来の電磁調理器では、微弱入力加熱を行うためにＩ
ＧＢＴ６のオン期間Ｔon1 を短くして行くと、以下のよ
うな問題が生じていた。図１７は、この時の各部の信号
波形を示すものである。即ち、図１７（ａ）に示すよう
に、ＩＧＢＴ６のオン期間Ｔon1 がある時間以下になる
と、加熱コイル１１に対する電流供給量が減少するため
（図１７（ｄ），Ａ参照）、サイクルの期間Ｃ及び
Ｃ′並びにサイクルにおいて、ＩＧＢＴ７の端子間電
圧Ｖtr2 が直流電源電圧に等しくなるまでスナバコンデ
ンサ１５を充電し切れなくなり、従って、サイクルで
は回生電流は流れず、スナバコンデンサ１５を充電し続
けることになる。
【００１９】そして、その状態のままで次のサイクル
でＩＧＢＴ６がオンするため、直流電源電圧と電圧Ｖtr
2 との電位差によって、直流母線４，ＩＧＢＴ６，スナ
バコンデンサ１５，ＩＧＢＴ１６及び直流母線５の経路
で短絡電流が流れる。ここで、図１７（ｆ）は、ＩＧＢ
Ｔ６に流れる電流波形Ｉtr1 を示すものであり、図１７
（ｆ）中に示す点Ｐにおいて短絡電流が流れるようにな
っている。
【００２０】斯様な短絡電流の発生をできるだけ抑制す
るため、図１４に示したように、ＩＧＢＴ６のゲートに
抵抗３０及び３１の直列回路を介することによりターン
オン時のゲート抵抗値が大となるように設定し、図１５
に示すように、ゲート信号ＶG1の立上がりを緩やかにし
て、ＩＧＢＴ６がオンするタイミングを遅延させるよう
にしている。
【００２１】しかし、この様にゲート信号ＶG1の立上が
りを緩やかにすることによって、ＩＧＢＴ６のコレクタ
−エミッタ間電圧の立上がりも緩やかになるために、Ｉ
ＧＢＴ６のターンオン時に生じるスイッチング損失（タ
ーンオン損失）が発生してしまう。このターンオン時に
おけるスイッチング損失は、設定入力が低い程大きくな
り、ターンオン損失が大なる状態のまま連続加熱を行う
と、ＩＧＢＴ６の温度が上昇して最悪の場合熱破壊に至
ることになる。
【００２２】従って、従来の電磁調理器では、例えば弱
火で長時間の煮込みを行う調理に対応するような微弱入
力加熱を行う場合には、ＩＧＢＴ６のターンオン損失が
発生しない程度の低入力を下限に設定して、例えば、３
秒加熱した後３秒加熱停止、のように周期的な加熱を行
わざるを得なかった。
【００２３】そして、この様な加熱方式では、被調理物
が少量の場合は突沸状態となったり、煮込み調理を行っ
た場合に被調理物が焦げ付いてしまうなどの不具合が生
じていた。本発明は上記事情を鑑みてなされたものであ
り、その目的は、スイッチング損失を低減し得る状態で
微弱入力で連続加熱を行うことができる電磁調理器を提
供することにある。
【００２４】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、請求項１記載の電磁調理器は、交流電源を整流して
直流電源を生成する整流回路と、この整流回路によって
生成される直流電源が供給される正側及び負側直流母線
と、この正側及び負側直流母線間に直列に接続される第
１及び第２のスイッチング素子と、これら第１及び第２
のスイッチング素子の何れか一方の両端子間に接続さ
れ、調理容器を誘導加熱するための加熱コイル及び共振
コンデンサで構成される共振回路と、前記一方のスイッ
チング素子の両端子間に接続され、スナバコンデンサ及
び第３のスイッチング素子の直列回路で構成されるスナ
バ回路と、設定値に応じて前記第１，第２及び第３のス
イッチング素子に制御信号を出力して導通制御を行うと
共に、前記設定値が所定値以下である場合は、前記第３
のスイッチング素子を遮断することにより前記スナバコ
ンデンサを前記共振回路から実質的に切り離す切り離し
制御を行う制御手段とを備えてなることを特徴とする。
【００２５】斯様に構成すれば、制御手段は、設定値が
所定値以下となるとスナバコンデンサを共振回路から実
質的に切り離すので、その場合はスナバコンデンサの充
電が行われなくなり、一方のスイッチング素子をオンし
た場合にスナバコンデンサの充電容量不足による短絡電
流が流れることはない。従って、設定値が所定値以下で
あっても、一方のスイッチング素子におけるスイッチン
グ損失を低減し得る状態で加熱コイルに高周波電流を連
続的に供給することができ、微弱入力で連続加熱を行う
ことができる。
【００２６】この場合、請求項２に記載したように、ス
ナバ回路を、スナバコンデンサ及び第３のスイッチング
素子を直列に接続して構成すると良く、斯様に構成すれ
ば、切り離し制御を容易に行うことができる。
【００２７】また、請求項３に記載したように、制御手
段を、一方のスイッチング素子の通電後から所定時間経
過後に第３のスイッチング素子を通電し、他方のスイッ
チング素子の遮断後から所定時間経過後に第３のスイッ
チング素子を遮断するように制御信号を出力する構成と
しても良い。斯様に構成すれば、他方のスイッチング素
子のオン時に、スナバコンデンサを介して短絡電流が流
れることを防止できる。
【００２８】請求項４に記載したように、制御手段を、
所定値を含む範囲で設定値を切り替える場合は、第１及
び第２のスイッチング素子に対する導通制御を一旦停止
して、その間に切り離し制御と通常制御との移行を行う
構成としても良い。斯様に構成すれば、切り離し制御−
通常制御間で移行する際に、第１及び第２のスイッチン
グ素子の導通制御が停止されることにより、第３のスイ
ッチング素子に短絡電流が流れるのを防止することがで
きる。
【００２９】請求項５に記載したように、共振コンデン
サに対して並列に抵抗を接続すると良い。斯様に構成す
れば、切り離し制御と第１及び第２のスイッチング素子
の導通制御に合わせて第３スイッチング素子をオンオフ
させる通常制御との移行を行う間に、制御手段が第１及
び第２のスイッチング素子に対する導通制御を一旦停止
した場合でも、共振コンデンサに充電されている電荷
を、前記抵抗を介して速やかに放電させることができ
る。
【００３０】請求項６に記載したように、制御手段を、
所定値を含む範囲で設定値を切り替える場合は、一方の
スイッチング素子の導通制御を他方のスイッチング素子
に対して遅らせて停止させる構成とするのが好ましい。
斯様に構成すれば、請求項５と同様に、制御手段が第１
及び第２のスイッチング素子に対する導通制御を一旦停
止した場合でも、共振コンデンサに充電されている電荷
を、一方のスイッチング素子の導通制御（オンオフ）に
よるスイッチング動作によって、より速やかに放電させ
ることができる。
【００３１】請求項７に記載したように、入力電流値を
検出する入力電流検出手段と回生電流値を検出する回生
電流検出手段とを備えて、制御手段を、前記入力電流値
と前記回生電流値との関係に基づいて、第３のスイッチ
ング素子の機能確認を行う構成としても良い。
【００３２】斯様に構成すれば、制御手段によって第３
のスイッチング素子の機能確認を行うことができるの
で、第１及び第２のスイッチング素子におけるスイッチ
ング損失の発生を確実に防止して、安全性を高めること
ができる。
【００３３】請求項８に記載したように、他方のスイッ
チング素子の制御入力端子に直列に接続されている抵抗
の抵抗値を切り替えるように構成された抵抗値切替え手
段を備えて、制御手段を、設定値が所定値以下になると
前記抵抗値切替え手段に切替え信号を出力する構成とし
ても良い。斯様に構成すれば、設定値が所定値以下であ
る場合は、他方のスイッチング素子の制御入力端子に直
列に接続されている抵抗の抵抗値を減少させることによ
って、他方のスイッチング素子のターンオン時に生じる
スイッチング損失を減少させることができる。
【００３４】この場合、請求項９に記載したように、調
理容器の加熱温度を検出する温度検出手段を備え、制御
手段を、前記温度検出手段が検出する前記調理容器の加
熱温度が所定温度以上になると、設定値を所定値以下に
切り替える構成としても良い。斯様に構成すれば、調理
容器の加熱温度に応じて自動制御を行う加熱調理におい
て、請求項１乃至８と同様の作用効果が得られる。
【００３５】また、請求項１０に記載したように、低出
力を設定するための低出力設定キーを備え、制御手段
を、前記低出力設定キーが操作されると、設定値を所定
値以下に切り替える構成としても良い。斯様に構成すれ
ば、使用者の低出力設定キーの操作に応じて自動制御を
行う加熱調理において、請求項１乃至８と同様の作用効
果が得られる。
【００３６】
【発明の実施の形態】以下、本発明の第１実施例につい
て、図１乃至図５を参照して説明する。尚、図１３と同
一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる
部分についてのみ説明する。図１は、電気的構成を示す
ものである。本実施例では、図１３に示すマイコン２４
に代えて、入力設定部４１ａ及び加熱停止部４１ｂを有
するマイコン（制御手段）４１が配置されている。入力
設定部４１ａは、第３駆動回路２７に対して、制御信号
ＶS を直接与えるようになっている。
【００３７】また、共振コンデンサ１２及びダイオード
１３に並列に、抵抗４２が接続されている。抵抗４２の
抵抗値は、インバータ主回路８が動作している場合の共
振コンデンサ１２のインピーダンスに対して十分大きな
値に設定されている。その他の構成は、図１３に示すも
のと同様である。
【００３８】次に、本実施例の作用について、図２乃至
図４をも参照して説明する。入力設定部４１ａは、図２
（ｃ）に示すように、ＩＧＢＴ７（第２のスイッチング
手段）がオンした後一定時間Ｔα経過してからオンされ
ると共に、ＩＧＢＴ６（第１のスイッチング手段）がオ
フした後一定時間Ｔα経過してからオフされるようにな
っている。
【００３９】これによって、ＩＧＢＴ６及び７がオン状
態からオフ状態に移行する場合に、コレクタ−エミッタ
間の電圧変化を緩やかにしてスイッチング損失の発生を
防止すると共に、ＩＧＢＴ７のオン時にスナバコンデン
サ１５に短絡電流が流れることをも防止している。ここ
で、一定時間Ｔαは、適正範囲内にあるどの様な負荷或
いは設定入力であっても、ＩＧＢＴ６及び７のターンオ
フ時の電圧変化が当該時間内に収束するように設定され
ている。
【００４０】また、入力設定部４１ａは、使用者によっ
て操作部２５から設定された入力設定値（電力量“Ｗ”
で設定する）が所定値Ｗth以下に設定されると、ＩＧＢ
Ｔ１６（第３のスイッチング素子）を常時オフ（遮断）
することによって、スナバコンデンサ１５を共振回路１
４から切り離すように制御する。一例として、電磁調理
器の最大定格が３ＫＷである場合に、所定値Ｗthを５０
０Ｗ程度に設定する。
【００４１】図３は、入力設定値が所定値Ｗth以下に設
定された場合の各部の信号波形を示す図である。即ち、
この場合は、加熱停止部４１ｂによって図３（ｃ）に示
すようにＩＧＢＴ１６が常時オフされるので、スナバコ
ンデンサ１５は充電されることがなく、共振回路１４か
ら実質的に切り離された状態にある。
【００４２】従って、入力電流値が小さい場合であって
も、スナバコンデンサ１５を充電しないことから、前述
した制御サイクルにおいては回生電流が確実に流れる
ことになり、次のサイクルにおいてＩＧＢＴ６をオン
しても短絡電流が流れることはない（図３（ｆ）参
照）。
【００４３】つまり、スナバコンデンサ１５は、入力電
流値が大きい場合におけるＩＧＢＴ６，７のターンオフ
損失を低減するために設けてあり、入力電流値が小さい
場合はスイッチング動作時にＩＧＢＴ６，７に流れる電
流も小さいので、スナバコンデンサ１５が無くてもター
ンオフ損失は小さい。故に、この場合はスナバコンデン
サ１５を共振回路１４から切り離しても問題はない。
【００４４】また、図４は、入力電流値の設定に応じ
て、上記切り離し制御とスナバコンデンサ１５を機能さ
せる通常制御との間で移行させる場合の制御状態を、Ｉ
ＧＢＴ７の端子間電圧Ｖtr2 （ａ）と制御信号Ｖs
（ｂ）とにより示すものである。この図４において、入
力電流値の設定を所定値Ｗthを超える値（Ｈｉ，図５参
照）から所定値Ｗth以下の値（Ｌｏ，図５参照）に切り
替える場合、即ち、通常制御から切り離し制御へ移行す
る場合は、入力設定部４１ａは、先ず、加熱停止部４１
ｂに制御信号を与えて、ＩＧＢＴ６，７の導通制御を停
止させる（図４（ａ），時点Ａ参照）。
【００４５】すると、共振コンデンサ１２に残留してい
る電荷が抵抗４２を介して放電するので、電圧Ｖtr2 は
直流電源電圧から次第に低下して、想定時間Ｔa の経過
後に略０Ｖとなる（図４（ａ），時点Ｂ参照）。更に、
余裕時間Ｔb を待ち電圧Ｖtr2 が確実に０Ｖとなった
後、入力設定部４１ａは、第３駆動部２７に制御信号Ｖ
s を出力することによりＩＧＢＴ１６を常時オフさせて
切り離し制御を行う（図４（ｂ），時点Ｃ参照）。次
に、制御方式の切替わり待ち時間Ｔc の経過を待ってか
ら、微弱入力（５００Ｗ以下）での連続加熱を開始する
（図４（ａ），時点Ｄ参照）。
【００４６】また、切り離し制御を行っている状態から
通常制御に戻る場合にも、同様に切替えを行う。即ち、
入力設定部４１ａは、加熱停止部４１ｂに制御信号を与
えてＩＧＢＴ６，７の導通制御を停止させ（図４
（ａ），時点Ｅ参照）、想定時間Ｔa の間に共振コンデ
ンサ１２の残留電荷の放電を待つ（図４（ａ），時点Ｆ
参照）。
【００４７】更に、余裕時間Ｔb を待ってから、入力設
定部４１ａは、第３駆動部２７に対する制御信号Ｖs の
出力を停止して、ＩＧＢＴ１６を通常制御常態に戻す
（図４（ｂ），時点Ｇ参照）。そして、制御方式の切替
わり待ち時間Ｔc の経過を待ってから、５００Ｗを超え
る入力電流値での連続加熱を開始する（図４（ａ），時
点Ｈ参照）。
【００４８】図５は、本発明の発明者が行った一測定例
であり、入力設定値（横軸）を変化させて鉄製の鍋３４
加熱した場合の、ＩＧＢＴ６の温度変化（縦軸）を示
す。入力設定値の低下に応じてＩＧＢＴ６の温度も低下
するが、ＩＧＢＴ１６を通常通りに制御し続けた場合
は、図５中実線で示すように、入力電力量が所定値Ｗth
を下回るとＩＧＢＴ６の温度は急激に上昇する。これに
対して、所定値Ｗth以下となる領域で切り離し制御を行
った場合には、図５中破線で示すように、ＩＧＢＴ６の
温度は入力設定値の低下に応じて低下するようになる。
【００４９】以上のように本実施例によれば、入力設定
部４１ａは、入力設定値が所定値Ｗth以下となると、Ｉ
ＧＢＴ１６を遮断することによってスナバコンデンサ１
５を共振回路１４から切り離す切り離し制御を行うよう
にした。従って、スナバコンデンサ１５の充電が行われ
なくなり、ＩＧＢＴ６をオンした場合に、スナバコンデ
ンサ１５の充電容量不足による短絡電流が流れることが
なく、設定値がＷth以下の状態で加熱コイル１１に高周
波電流を連続的に供給することができる。而して、ＩＧ
ＢＴ６のスイッチング損失を抑制した上で、微弱入力に
よる連続加熱を行うことができるので、従来とは異な
り、例えば長時間の煮込み調理などを、調理物を焦げ付
かせたり突沸させることなく良好に行うことができる。
【００５０】また、本実施例によれば、入力設定部４１
ａは、ＩＧＢＴ７をオンしてから所定時間経過後にＩＧ
ＢＴ１６をオンし、ＩＧＢＴ６のオフ後から所定時間経
過後にＩＧＢＴ１６をオフするように制御信号を出力す
るので、ＩＧＢＴ６及び７のスイッチング損失を抑制し
得ると共に、ＩＧＢＴ７のオン時にスナバコンデンサ１
５に短絡電流が流れることを防止することができる。
【００５１】更に、本実施例によれば、共振コンデンサ
１２に対して並列に抵抗４２を接続し、入力設定部４１
ａは、所定値Ｗthを含む範囲で設定値を切り替える場合
は、ＩＧＢＴ６及び７に対する導通制御を一旦停止し
て、その間に切り離し制御と通常制御との移行を行うの
で、切り離し制御−通常制御間で移行する際に、ＩＧＢ
Ｔ１６に短絡電流が流れるのを防止することができ、ま
た、ＩＧＢＴ６及び７に対する導通制御を停止しても、
共振コンデンサ１２に充電されている電荷を、抵抗４２
を介して速やかに放電させることができる。
【００５２】図６及び図７は本発明の第２実施例を示す
ものであり、第１実施例と同一部分には同一符号を付し
て説明を省略し、以下異なる部分についてのみ説明す
る。電気的構成を示す図６において、第２実施例では、
抵抗４２が取り除かれていると共に、マイコン４１が、
マイコン（制御手段）４１′に置き換えられている。そ
のマイコン４１′は、マイコン４１の加熱停止部４１ｂ
を加熱停止部４１ｂ′に置き換えたものである。その他
の構成は第１実施例と同様である。
【００５３】次に、第２実施例の作用について図７をも
参照して説明する。第２実施例では、入力電流値の設定
に応じて切り離し制御と通常制御との間で移行させる場
合の制御状態が、第１実施例とは異なっている。即ち、
図７に示すように、通常制御から切り離し制御へ移行す
る場合は、入力設定部４１ａは、先ず、加熱停止部４１
ｂ′に制御信号を与えて、ＩＧＢＴ６のみの導通制御を
停止させ、ＩＧＢＴ７の導通制御は時間Ｔa ′の間継続
させてから停止させる（図７（ａ），時点Ａ参照）。
【００５４】すると、共振コンデンサ１２に残留してい
る電荷は、周波数２１．５ＫＨｚのＩＧＢＴ７のスイッ
チング動作によって極めて短時間（例えば、３，４周期
程度）内に放電・消費される。その後は、第１実施例と
同様に、入力設定部４１ａは、余裕時間Ｔb の経過を待
って（図７（ａ），時点Ｂ参照）加熱停止部４１ｂに制
御信号Ｖs を出力して切り離し制御を行ない（図７
（ｂ），時点Ｃ参照）、切替わり待ち時間Ｔc の経過を
待ち、微弱入力（５００Ｗ以下）での連続加熱を開始す
る（図７（ａ），時点Ｄ参照）。また、切り離し制御を
行っている状態から通常制御に戻る場合にも、同様に切
替えを行う。
【００５５】以上のように第２実施例によれば、加熱停
止部４１ｂ′は、所定値Ｗthを含む範囲で入力設定値を
切り替える場合は、ＩＧＢＴ７の導通制御をＩＧＢＴ６
に対して遅らせて停止させるので、共振コンデンサ１２
に充電されている電荷を、一方のＩＧＢＴ７の導通制御
（オンオフ）によるスイッチング動作によって、より速
やかに放電・消費させることができ、制御状態の切替え
に要する時間を短縮することができる。また、第１実施
例では必要であった抵抗４２を削除できるので、部品点
数を削減することができる。
【００５６】図８及び図９は本発明の第３実施例を示す
ものであり、第１実施例と同一部分には同一符号を付し
て説明を省略し、以下異なる部分についてのみ説明す
る。電気的構成を示す図８において、第３実施例では、
コンデンサ４３及び抵抗４４の直列回路が平滑コンデン
サ３に並列に接続されており、その抵抗４４にはダイオ
ード４７が逆並列接続されている。コンデンサ４３の容
量は、例えば、平滑コンデンサ３の容量の１／１００程
度に設定されている。
【００５７】これらのコンデンサ４３，抵抗４４及びダ
イオード４５は、回生電流検出手段を構成している。コ
ンデンサ４３及び抵抗４４の共通接続点は、回生電流検
出部４５を介して入力設定部４１ａの入力端子に接続さ
れている。その他の構成は第１実施例と同様である。
【００５８】第３実施例では、負荷側から電源側に回生
されて平滑コンデンサ３に流入する回生電流を、コンデ
ンサ４３及び抵抗４４の直列回路に分流させるようにな
っている。そして、回生電流検出部４５は、抵抗４４の
端子電圧を回生電流が流れるタイミングにおいて検出し
てＡ／Ｄ変換したものを、回生電流検出値Ｖinv として
入力設定部４１ａに出力するようになっている。
【００５９】次に、第３実施例の作用について図９をも
参照して説明する。図９は、入力設定値（横軸）を変化
させた場合の、回生電流検出値Ｖinv （縦軸）の変化を
示すものである。第１実施例において述べたように、入
力設定値を所定値Ｗth付近まで低下させた領域でもスナ
バ回路１８を動作させ続けると、スナバコンデンサ１５
に短絡電流が流れて回生電流が流れ難くなり、図９中実
線で示すように、回生電流検出値Ｖinv は低下するよう
になる。
【００６０】従って、図９中一点鎖線で示すようにしき
い値を設定する。そして、例えば、マイコン４１をテス
トモードに切り替えて、以下のように機能テストを行
う。例えば、制御信号Ｖs を出力させてＩＧＢＴ１６を
オフするようにした上で、入力設定値を所定値Ｗth以下
に設定する。この時の回生電流検出値Ｖinv が判定値よ
りも大であれば、切替え制御機能或いはＩＧＢＴ１６は
正常と判定することができ、回生電流検出値Ｖinv がし
きい値よりも小であれば、切替え制御機能が異常か或い
はＩＧＢＴ１６が短絡していると判定できる。
【００６１】また、ＩＧＢＴ１６による切り離し制御を
行わせた上で、入力設定値を所定値Ｗth以下に設定す
る。この時の回生電流検出値Ｖinv がしきい値よりも大
であれば、切替え制御機能が異常か或いはＩＧＢＴ１６
が開放或いは未実装であると判定できる。
【００６２】以上のように第３実施例によれば、マイコ
ン４１の入電流設定部４１ａは、入力設定値と回生電流
値Ｖinv との関係に基づいて制御切替え機能及びＩＧＢ
Ｔ１６の機能テストを行うようにした。従って、例え
ば、製品出荷前の製造工程や、或いは、出荷後のサービ
スセンタなどにおいて、マイコン４１をテストモードに
切り替えてテストを行うようにして、ＩＧＢＴ６及び７
におけるスイッチング損失の発生を確実に防止して、安
全性を高めることができ、或いは、故障時のチェックを
容易に行うことができる。
【００６３】図１０乃至図１２は本発明の第４実施例を
示すものであり、第１実施例と同一部分には同一符号を
付して説明を省略し、以下異なる部分についてのみ説明
する。要部の電気的構成を示す図１０において、第４実
施例では、ＩＧＢＴ６のゲート抵抗値を、入力設定値に
応じて切り替えるように構成されている。
【００６４】即ち、抵抗３０及び３１の共通接続点に
は、抵抗値１０Ωの抵抗４６の一端が接続されており、
その抵抗４６の他端は、フォトカプラ４７の出力端子の
一端に接続されている。フォトカプラ４７の出力端子の
他端は、フォトカプラ２９の出力端子と抵抗３０との共
通接続点に接続されている。そして、フォトカプラ４７
の入力端子には、マイコン４１から出力信号が与えられ
るようになっている。尚、抵抗４６及びフォトカプラ４
７は抵抗値切替え手段を構成しており、その他は第１実
施例と同様の構成である。
【００６５】次に、第４実施例の作用について図１１及
び図１２をも参照して説明する。第１乃至第３実施例で
は、入力設定値が所定値Ｗth以下の小なる領域におい
て、スナバコンデンサ１５を介して短絡電流が流れるこ
とを防止することができたが、スナバコンデンサ１５を
共振回路１４に接続する際にも短絡電流が流れるおそれ
があるため、ＩＧＢＴ６のゲート抵抗値がターンオン時
に大きくなるように、図１４に示す従来構成のものと同
様に設定されていた。
【００６６】即ち、入力設定値が所定値Ｗth以下の小な
る領域では、ＩＧＢＴ６のターンオン時に短絡電流が発
生することはないが、端子間電圧Ｖtr1 の立下がりは緩
やかになっているため、その部分で発生するスイッチン
グ損失が依然存在する。そこで、第４実施例において
は、入力設定値が所定値Ｗth以下の小なる領域では、マ
イコン４１がフォトカプラ４７にハイレベルの信号を出
力することによって、抵抗３０に抵抗４６を並列に接続
するように制御する。
【００６７】すると、ターンオン時におけるゲート抵抗
値は、１６０Ωから（１５０//１０＋１０）Ωに切り替
わるので、図１２に示すように、ゲート電圧ＶG1の立上
がりは、図５に比較してより急峻となり、それに応じて
端子間電圧Ｖtr1 の立下がりも急峻となる。この結果、
ＩＧＢＴ６のターンオン損失はより低減されて、図１２
に示すように、例えば第１実施例における図５と比較し
て、ＩＧＢＴ６の温度上昇もより抑制されることにな
る。
【００６８】以上のように第４実施例によれば、マイコ
ン４１は、入力設定値が所定値Ｗth以下になるとフォト
カプラ４７に切替え信号を出力して、ＩＧＢＴ６のゲー
ト（制御入力端子）に直列に接続されている抵抗３０に
抵抗４６を並列に接続してゲート抵抗値を切り替えるよ
うにしたので、ＩＧＢＴ６のゲート抵抗値を減少させる
ことによって、ターンオン時に生じるスイッチング損失
を一層減少させることができる。
【００６９】本発明は上記し且つ図面に記載した実施例
にのみ限定されるものではなく、次のような変形または
拡張が可能である。例えば、入力設定部４１ａは、使用
者が、操作部２５に設けられている調理（制御）プログ
ラムを選択するキーのうち、例えば『にこみ』キー（低
出力設定キー）がオン操作されると、最初は高入力で加
熱を行い被調理物を沸騰させてその後は微弱入力加熱を
連続的に行うような制御プログラムに応じて、自動的に
通常制御−切り離し制御を切り替えるようにしても良
い。また、高入力加熱を行っている途中で、『保温キ
ー』がオン操作されると、その時点から微弱入力加熱を
連続的に行うように制御を切り替えても良い。或いは、
トッププレート３３に鍋３４の温度を検出するための温
度センサ（温度検出手段）を設けて、その温度センサが
検出した温度が予め定めた値（所定温度）に達すると、
その時点から微弱入力加熱を連続的に行うように制御を
切り替えても良い。
【００７０】スナバコンデンサ１５は、共振回路１４に
電気的に接続されていても、切り離し制御においては、
共振回路１４から実質的に切り離せば良い。例えば、非
常に高い抵抗値の抵抗と電子的或いは機械的な常開型の
スイッチとの直列回路を、ＩＧＢＴ１６のコレクタ−エ
ミッタ間に接続して、切り離し制御の間はスイッチを閉
じて、スナバコンデンサ１５が抵抗を介して直流母線５
に接続されている状態にしても良い。共振回路１４は、
ＩＧＢＴ６側に接続されていても良い。スイッチング素
子は、ＩＧＢＴに限ることなく、パワートランジスタや
パワーＭＯＳＦＥＴであっても良い。
【００７１】
【発明の効果】本発明は以上説明した通りであるので、
以下の効果を奏する。請求項１記載の電磁調理器によれ
ば、制御手段は、設定値が所定値以下になると、第３の
スイッチング素子を遮断することによって、スナバコン
デンサを、調理容器を誘導加熱するための共振回路から
実質的に切り離す切り離し制御を行うので、その場合は
スナバコンデンサの充電が行われなくなり、一方のスイ
ッチング素子をオンした場合に、スナバコンデンサの充
電容量不足による短絡電流が流れることはない。
【００７２】従って、設定値が所定値以下の状態で、加
熱コイルに高周波電流を連続的に供給して微弱入力での
連続加熱を行うことが可能となり、長時間の煮込み調理
などの加熱制御を良好に行うことができる。
【００７３】請求項２記載の電磁調理器によれば、スナ
バ回路を、スナバコンデンサ及び第３のスイッチング素
子を直列に接続して構成したので、切り離し制御を容易
に行うことができる。
【００７４】請求項３記載の電磁調理器によれば、制御
手段は、一方のスイッチング素子の通電後から所定時間
経過後に第３のスイッチング素子を通電し、他方のスイ
ッチング素子の遮断後から所定時間経過後に第３のスイ
ッチング素子を遮断するので、他方のスイッチング素子
のオン時に、スナバコンデンサに短絡電流が流れること
を防止できる。
【００７５】請求項４記載の電磁調理器によれば、制御
手段は、所定値を含む範囲で設定値を切り替える場合
は、第１及び第２のスイッチング素子に対する導通制御
を一旦停止して、その間に切り離し制御と通常制御との
移行を行うので、切り離し制御−通常制御間で移行する
際に、第３のスイッチング素子に短絡電流が流れるのを
防止することができる。
【００７６】請求項５記載の電磁調理器によれば、共振
コンデンサに対して並列に抵抗を接続したので、切り離
し制御と通常制御との移行を行う間に、制御手段が第１
及び第２のスイッチング素子に対する導通制御を一旦停
止した場合でも、共振コンデンサに充電されている電荷
を抵抗を介して速やかに放電させることができる。
【００７７】請求項６記載の電磁調理器によれば、制御
手段は、所定値を含む範囲で設定値を切り替える場合
は、一方のスイッチング素子の導通制御を他方のスイッ
チング素子に対して遅らせて停止させるので、制御手段
が第１及び第２のスイッチング素子に対する導通制御を
一旦停止した場合でも、共振コンデンサに充電されてい
る電荷を、一方のスイッチング素子の導通制御によるス
イッチング動作によって、より速やかに放電させて、切
替え制御に要する時間を短縮することができる。
【００７８】請求項７記載の電磁調理器によれば、制御
手段は、入力電流値と回生電流値との関係に基づいて、
第３のスイッチング素子の機能確認を行うので、第１及
び第２のスイッチング素子におけるスイッチング損失の
発生を確実に防止して、安全性を高めることができる。
【００７９】請求項８記載の電磁調理器によれば、制御
手段は、設定値が所定値以下になると、抵抗値切替え手
段に切替え信号を出力して、他方のスイッチング素子の
制御入力端子に直列に接続されている抵抗の抵抗値を切
り替えるので、設定値が所定値以下である場合は、他方
のスイッチング素子のターンオン時に生じるスイッチン
グ損失を減少させることができる。
【００８０】請求項９記載の電磁調理器によれば、制御
手段は、温度検出手段が検出する調理容器の加熱温度が
所定温度以上になると設定値を所定値以下に切り替える
ので、調理容器の加熱温度に応じて自動制御を行う加熱
調理において請求項１乃至８と同様の効果が得られる。
【００８１】請求項１０記載の電磁調理器によれば、制
御手段は、低出力設定キーが操作されると、設定値を所
定値以下に切り替えるので、使用者の低出力設定キーの
操作に応じて自動制御を行う加熱調理において、請求項
１乃至８と同様の作用効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例の電気的構成を示す機能ブ
ロック図
【図２】入力設定値が所定値Ｗthを超えている領域での
各部の信号波形を示す図
【図３】入力設定値が所定値Ｗth以下の領域での図２相
当図
【図４】切り離し制御と通常制御との間を移行させる場
合の制御状態を示す図
【図５】入力設定値（横軸）を変化させて鉄製の鍋を加
熱した場合の、ＩＧＢＴの温度変化（縦軸）を示す図
【図６】本発明の第２実施例を示す図１相当図
【図７】図４相当図
【図８】本発明の第３実施例を示す図１相当図
【図９】入力設定値（横軸）を変化させた場合の、回生
電流検出値Ｖinv （縦軸）の変化を示す図
【図１０】本発明の第４実施例における要部の電気的構
成を示す図
【図１１】ゲート信号の電圧波形を示す図
【図１２】図５相当図
【図１３】従来技術を示す図１相当図
【図１４】ＩＧＢＴのゲート駆動部の電気的構成を示す
図
【図１５】図１１相当図
【図１６】図２相当図
【図１７】図３相当図
【符号の説明】
１は整流回路、２は商用交流電源、４及び５は正側及び
負側直流母線、６及び７はＩＧＢＴ（第１及び第２のス
イッチング手段）、８はインバータ主回路、１１は加熱
コイル、１２は共振コンデンサ、１４は共振回路、１５
はスナバコンデンサ、１６はＩＧＢＴ（第３のスイッチ
ング素子）、１８はスナバ回路、２２は電流トランス
（入力電流検出手段）、４１及び４１′はマイクロコン
ピュータ（制御手段）、４１ａは入力設定部、４１ｂ及
び４１ｂ′は加熱停止部、４２は抵抗、４３は抵抗（回
生電流検出手段）、４４はコンデンサ（回生電流検出手
段）、４５はダイオード（回生電流検出手段）、４６は
抵抗（抵抗値切替え手段）、４７はフォトカプラ（抵抗
値切替え手段）を示す。

Claims (10)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 交流電源を整流して直流電源を生成する
    整流回路と、 この整流回路によって生成される直流電源が供給される
    正側及び負側直流母線と、 この正側及び負側直流母線間に直列に接続される第１及
    び第２のスイッチング素子と、 これら第１及び第２のスイッチング素子の何れか一方の
    両端子間に接続され、調理容器を誘導加熱するための加
    熱コイル及び共振コンデンサで構成される共振回路と、 前記一方のスイッチング素子の両端子間に接続され、ス
    ナバコンデンサ及び第３のスイッチング素子で構成され
    るスナバ回路と、 設定値に応じて前記第１，第２及び第３のスイッチング
    素子に制御信号を出力して導通制御を行うと共に、前記
    設定値が所定値以下である場合は、前記第３のスイッチ
    ング素子を遮断することにより前記スナバコンデンサを
    前記共振回路から実質的に切り離す切り離し制御を行う
    制御手段とを備えてなることを特徴とする電磁調理器。
  2. 【請求項２】 スナバ回路は、スナバコンデンサ及び第
    ３のスイッチング素子を直列に接続して構成されている
    ことを特徴とする請求項１記載の電磁調理器。
  3. 【請求項３】 制御手段は、一方のスイッチング素子の
    通電後から所定時間経過後に第３のスイッチング素子を
    通電し、他方のスイッチング素子の遮断後から所定時間
    経過後に第３のスイッチング素子を遮断するように制御
    信号を出力することを特徴とする請求項１または２記載
    の電磁調理器。
  4. 【請求項４】 制御手段は、所定値を含む範囲で設定値
    を切り替える場合は、第１及び第２のスイッチング素子
    に対する導通制御を一旦停止して、その間に切り離し制
    御と通常制御との移行を行うことを特徴とする請求項１
    乃至３の何れかに記載の電磁調理器。
  5. 【請求項５】 共振コンデンサに対して並列に抵抗を接
    続したことを特徴とする請求項４記載の電磁調理器。
  6. 【請求項６】 制御手段は、所定値を含む範囲で設定値
    を切り替える場合は、一方のスイッチング素子の導通制
    御を他方のスイッチング素子に対して遅らせて停止させ
    ることを特徴とする請求項４記載の電磁調理器。
  7. 【請求項７】 入力電流値を検出する入力電流検出手段
    と回生電流値を検出する回生電流検出手段とを備え、 制御手段は、前記入力電流値と前記回生電流値との関係
    に基づいて、第３のスイッチング素子の機能確認を行う
    ことを特徴とする請求項１乃至６の何れかに記載の電磁
    調理器。
  8. 【請求項８】 他方のスイッチング素子の制御入力端子
    に直列に接続されている抵抗の抵抗値を切り替えるよう
    に構成された抵抗値切替え手段を備え、 制御手段は、設定値が所定値以下になると前記抵抗値切
    替え手段に切替え信号を出力することを特徴とする請求
    項１乃至７の何れかに記載の電磁調理器。
  9. 【請求項９】 調理容器の加熱温度を検出する温度検出
    手段を備え、 制御手段は、前記温度検出手段が検出する前記調理容器
    の加熱温度が所定温度以上になると、設定値を所定値以
    下に切り替えることを特徴とする請求項１乃至８の何れ
    かに記載の電磁調理器。
  10. 【請求項１０】 低出力を設定するための低出力設定キ
    ーを備え、 制御手段は、前記低出力設定キーが操作されると、設定
    値を所定値以下に切り替えることを特徴とする請求項１
    乃至９の何れかに記載の電磁調理器。
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