KR100693231B1

KR100693231B1 - 유도 가열 조리기

Info

Publication number: KR100693231B1
Application number: KR1020050108977A
Authority: KR
Inventors: 히또시 다끼모또
Original assignee: 가부시끼가이샤 도시바; 도시바 콘슈머 마케팅 가부시끼 가이샤; 도시바 가덴세이조 가부시끼가이샤
Priority date: 2004-11-15
Filing date: 2005-11-15
Publication date: 2007-03-12
Also published as: KR20060054159A; TWI295907B; TW200621094A; JP2006140088A; JP4444076B2; CN1816226B; CN1816226A

Abstract

유도 가열 코일의 권수 절환하지 않아도 부하의 종류에 관계없이 가열할 수 있어, 인버터의 스위칭 손실 및 정상 손실의 경감을 도모하는 것이 가능한 유도 가열 조리기를 제공한다. 직류 전원선(12, 13) 사이에, IGBT(15, 16)의 직렬 회로와 IGBT(17, 18)의 직렬 회로를 접속하여, 인버터(14)를 구성한다. IGBT(15, 16)의 직렬 회로의 중성점과 IGBT(17, 18)의 직렬 회로의 중성점 사이에 유도 가열 코일(22) 및 제1 공진 컨덴서(23)의 직렬 회로를 접속하고, 이 제1 공진 컨덴서(23)에 병렬로 제2 공진 컨덴서(24) 및 절환용 릴레이 스위치(25)의 직렬 회로를 접속하여, 공진 회로(26)를 구성한다. 그리고, 제어 회로에 의해 IGBT(15 내지 18)를 온 오프 제어하여, 상기 인버터(14)에 그 스위칭 주파수와 동일한 주파수의 고주파 전압과 2배의 주파수의 고주파 전압을 절환하여 출력시킨다.

인버터, 스위칭 주파수, IGBT, 프리휠 다이오드, 스너버 컨덴서, 절환용 릴레이 스위치

Description

유도 가열 조리기{INDUCTION HEATING COOKER}

도 1은 제1 실시예의 전기 회로를 도시하는 블록도.

도 2는 제1 실시예에서의 알루미늄제 냄비의 가열 시의 IGBT 구동 파형 생성도.

도 3은 제1 실시예에서의 철제 냄비의 가열 시의 IGBT 구동 파형 생성도.

도 4는 제1 실시예에서의 알루미늄제 냄비의 가열 시의 타이밍 파형도.

도 5는 제1 실시예에서의 철제 냄비의 가열 시의 타이밍 파형도.

도 6은 제2 실시예의 전기 회로를 도시하는 블록도.

도 7은 제2 실시예에서의 알루미늄제 냄비의 가열 시의 IGBT 구동 파형 생성도.

도 8은 제2 실시예에서의 알루미늄제 냄비의 가열 시의 타이밍 파형도.

도 9는 제3 실시예의 전기 회로를 도시하는 블록도.

도 10은 제3 실시예에서의 위상차 검출 타이밍 파형도.

도 11은 종래예의 전기 회로를 도시하는 블록도.

도 12는 종래예에서의 알루미늄제 냄비의 가열 시의 타이밍 파형도.

도 13은 종래예에서의 철제 냄비의 가열 시의 타이밍 파형도.

<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>

3 : 직류 전원 회로

11 : 쵸퍼

14 : 인버터

15 내지 18 : 제1 내지 제4 IGBT(제1 내지 제4 스위치 SIG 소자)

15a 내지 18a : 프리휠 다이오드

21 : 냄비

19 및 20 : 스너버 컨덴서

22 : 유도 가열 코일

23 : 제1 공진 컨덴서

24 : 제2 공진 컨덴서

25 : 절환용 릴레이 스위치

26 : 공진 회로

27 : 제어 회로(제어 수단, 고속 마이크로컴퓨터)

28 : 입력 전력 제어부

29 : 부하 판정부(부하 판정 수단)

30 : 인버터 전압 가변부

31 : 인버터 구동 펄스 생성부

32 : 입력 전압 검출 회로

33 : 입력 전류 검출 회로

35 : 인버터 전류 검출 회로

37 : 쵸퍼 제어 회로

38 : 드라이버

39 : 릴레이 절환 회로

40 : 드라이버

41 : 제1 공진 컨덴서

42 : 제로 크로스 검출 회로

43 : 인버터 위상차 검출부(위상차 검출 수단)

특허 문헌 1 : 일본 특개소 61-16491호 공보

특허 문헌 2 : 일본 특개 2001-160484호 공보

본 발명은, 냄비 등의 부하를 고주파 가열하는 유도 가열 조리기에 관한 것으로, 특히 부하의 종류에 따른 가열을 행하도록 하는 유도 가열 조리기에 관한 것이다.

유도 가열 조리기는, 불을 사용하지 않고 안전하게 온도 제어 기능도 있는 등의 이점으로부터 시스템 키친(custom kitchen)에 조립되는 IH 쿡킹 히터(Induction-Heating cooking heater)로서 급속히 보급되고 있다. 이 상황에서, 또한 철제 냄비와 같은 고투자율 혹은 고저항율의 냄비의 가열 외에, 알루미늄제 냄 비(aluminum pan)와 같은 저투자율 혹은 저저항율의 냄비도 가열할 수 있는 사용성이 좋은 유도 가열 조리기가 요망되고 있다. 이러한 요망에 응하는 유도 가열 조리기의 일례가 상기 특허 문헌 1에 표시되어 있다.

도 11은 철제 냄비 및 알루미늄제 냄비의 쌍방을 가열할 수 있도록 한 종래의 유도 가열 조리기의 전기 회로의 구성을 나타낸다.

도 11에서, 전파(全波) 정류 회로(100)의 교류 입력 단자는, 노이즈 필터(noise filter)(101)를 통하여 200V의 단상 교류 전원(102)에 접속되어 있다. 전파 정류 회로(100)의 직류 출력 단자 간에는, 리액터(reactor)(121) 및 평활 컨덴서(smoothing capacitor)(103)의 직렬 회로가 접속되어 있다. 평활 컨덴서(103)에는, IGBT(insulated gate bipolar transistor)(104, 105)를 직렬로 접속하여 이루어지는 인버터(inverter)(106)가 병렬로 접속되어 있다. 즉, 인버터(106)는 IGBT(104, 105)의 직렬 회로의 1아암(arm)분으로 이루어지는 하프 브릿지 회로(half bridge circuit)로 구성되어 있다. IGBT(104, 105)는 스위칭 소자(switchin gelement)이다.

유도 가열 조리기의 부하인 냄비(107)를 가열하기 위한 유도 가열 코일(induction heating coil)(108)은 권수 20 턴(turn)의 내측 코일(inside coil)(108a)과 권수 60 턴의 외측 코일(outside coil)(108b)로 구성되어 있다. 공진 컨덴서(resonant capacitor)(109)는, 용량 C1의 제1 컨덴서(capacitor)(109a)와 용량 C2의 제2 컨덴서(109b)로 구성되어 있다. 용량 C2는 용량 C1보다도 충분히 대용량으로 설정되어 있다. 그러나, 인버터(106)의 IGBT(105)에는, 내측 코일(108a), 절환용 릴레이 스위치(relay switch)(110)의 가동 접점 c-고정 접점 b 사이의 전기회로, 외측 코일(108b), 제1 컨덴서(109a) 및 제2 컨덴서(109b)의 직렬 회로가 병렬로 접속되어 있다. 절환용 릴레이 스위치(110)의 고정 접점 a는, 컨덴서(109a, 109b)의 공통 접속점에 접속되어 있다.

제어 회로(111)는, 8비트(bit)의 통상의 마이크로컴퓨터(micro-computer)로 구성되고, 입력 전력 제어부(112), 부하 판정부(113) 및 주파수 명령 신호 생성부(114)를 갖추고 있다. 입력 전압 검출 회로(115)는, 교류 입력 전압을 검출하고, 그 검출한 교류 입력 전압을 입력 전력 제어부(112)에 부여한다. 입력 전류 검출 회로(116)는, 교류 입력 전류를 변류기(122)를 통하여 검출한다. 그 검출된 교류 입력 전류는 입력 전력 제어부(112) 및 부하 판정부(113)에 공급된다. 인버터 전류 검출 회로(117)는, 인버터(106)에 흐르는 전류를 변류기(123)를 통하여 검출한다. 그 검출한 인버터 전류는 부하 판정부(113)에 공급된다.

입력 전력 제어부(112)는, 교류 입력 전압과 교류 입력 전류로부터 입력 전력을 연산하여, 사용자가 설정한 설정 입력 전력으로 되도록 인버터(106)의 구동 주파수를 제어한다. 그 제어된 주파수의 구동 신호는 주파수 명령 신호 생성부(114)에 공급된다. 주파수 명령 신호 생성부(114)는, 이 구동 주파수에 상당하는 주파수 명령 신호를 생성하여 아날로그 IC(analog IC)로 이루어지는 인버터 구동 펄스 생성 회로(inverter driving pulse generator)(VCO; voltage controlled oscillator)(118)에 부여한다. 인버터 구동 펄스 생성 회로(118)는, 그 주파수 명 령 신호에 기초하여 구동 펄스(driving pulse)를 생성한다. 그 생성된 구동 펄스는, 드라이버(driver)(119)를 통하여 IGBT(104, 105)에 게이트 제어 신호(gate control signal) VG1 및 VG2로서 공급된다. 부하 판정부(113)는, 교류 입력 전류의 양과 인버터 전류의 양으로부터 냄비(107)의 종류를 판정한다. 냄비(107)가 알루미늄제 냄비라고 판정하면, 부하 판정부(113)는 릴레이 절환 회로(relay switch circuit)(120)를 통하여 절환용 릴레이 스위치(110)의 접점 c-접점 b 사이를 온(turn-on)시킨다. 냄비(107)가 철제 냄비라고 판정하면, 부하 판정부(113)는 릴레이 절환 회로(120)를 통하여 절환용 릴레이 스위치(110)의 접점 c-접점 a 사이를 온시킨다.

이상의 회로 구성에 의해, 알루미늄제 냄비와 철제 냄비의 가열은 다음과 같이 실행된다.

알루미늄제 냄비는, 철제 냄비보다 저항율이 낮기 때문에, 철제 냄비에 대한 경우와 동일한 권수의 유도 가열 코일 가열하려고 하면, 과대한 인버터 전류가 흐르기 때문에, 고화력 가열을 행할 수 없다. 따라서, 알루미늄제 냄비를 가열하는 경우에는. 유도 가열 코일의 권수를 철제 냄비인 경우보다도 증가하여 그 인덕턴스(inductance)를 증가시키고, 또한 60㎑ 정도의 고주파로 인버터를 구동시킬 필요가 있다.

부하 판정부(113)에서 냄비(107)가 알루미늄제 냄비라고 판정된 경우에는, 릴레이 절환 회로(120)를 통하여 절환용 릴레이 스위치(110)의 접점 c-접점 b 사이를 온시킨다. 이에 따라 내측 코일(108a), 외측 코일(108b), 제1 컨덴서(109a) 및 제2 컨덴서(109b)가 직렬로 접속되어 공진 회로가 형성된다. 따라서, 유도 가열 코일(108)의 권수가 80턴(내측 코일(108a)의 20턴+외측 코일(108b)의 60턴)으로 되고, 또한 공진 컨덴서(109)의 용량은 대략 제1 컨덴서(109a)의 용량 C1과 같게 된다. 이 용량 C1은, 유도 가열 코일(108)의 권수가 80턴일 때에 공진 주파수가 59㎑ 부근이 되도록 하는 값으로 설정되어 있다.

입력 전력 제어부(112)는, 사용자가 설정한 조리 화력이 얻어지도록 인버터(106)의 작동 주파수를 제어하여 입력 일정 제어를 행한다. 냄비(107)가 알루미늄제 냄비인 경우, 정격 입력은 2㎾이며, 그 때의 인버터(106)의 스위칭 주파수(switching frequency)는 60㎑이다. 이 경우, 각 부의 타이밍 파형(timing waveform)은 도 12에 도시한 바와 같이 된다. 도 12에서, IQ는 인버터 전류(공진 회로에 흐르는 전류), VQ는 인버터(106)로부터 출력되는 고주파 전압(공진 회로에 인가되는 고주파 전압), VG1은 IGBT(104)에 공급되는 게이트 신호, VG2는 IGBT(105)에 공급되는 게이트 신호이다.

부하 판정부(113)에 의해 냄비(107)가 철제 냄비라고 판정된 경우에는, 릴레이 절환 회로(120)를 통하여 절환용 릴레이 스위치(110)의 접점 c-접점 a 사이가 온된다. 이에 따라 내측 코일(108a) 및 제2 컨덴서(109b)가 직렬로 접속되어 공진 회로가 형성된다. 따라서, 유도 가열 코일(108)의 권수가 20턴(내측 코일(108a) 권수)으로 되고, 또한 공진 컨덴서(109)의 용량은 제2 컨덴서(109b)의 용량 C2와 같이 된다. 이 용량 C2는, 유도 가열 코일(108)의 권수가 20턴일 때에 공진 주파수가 22㎑ 부근이 되도록 한 값으로 설정되어 있다.

입력 전력 제어부(112)는, 사용자가 설정한 화력이 유지되도록 인버터(106)의 작동 주파수를 제어하여 입력 일정 제어를 행한다. 냄비(107)가 철제 냄비인 경우, 정격 입력은 3㎾ 이며, 그 때의 인버터(106)의 스위칭 주파수는 25㎑이다. 이 경우, 각 부의 타이밍 파형은 도 13에 도시한 바와 같이 된다.

상기 종래의 구성에서는, 유도 가열 조리기의 부하가 알루미늄제 냄비인 경우, 인버터(106)를 60㎑의 스위칭 주파수로 구동함으로써 알루미늄제 냄비를 가열할 수 있지만, 60㎑인 고주파 구동으로 되기 때문에 인버터(106)의 스위칭 손실(스위칭 소자인 IGBT의 스위칭 손실)이 커지는 문제점이 있다. 유도 가열 조리기의 부하가 철제 냄비인 경우, 인버터(106)의 스위칭 주파수는 25㎑로 낮지만, 유도 가열 코일(108)의 권수가 20턴으로 적기 때문에, 인버터 전류가 70A피크(peak)로 되고, 인버터(106)의 정상 손실(IGBT의 정상 손실)이 크게 되는 문제점이 있다.

또한, 알루미늄제 냄비와 철제 냄비로 유도 가열 코일(108)의 권수 절환을 행해야 하기 때문에, 유도 가열 코일(108)의 구조가 복잡하게 되어, 가격이 높아진다. 또한, 유도 가열 코일(108)의 권수를 절환함으로써, 알루미늄제 냄비와 철제 냄비에서는, 가열 개소가 변하고, 특히 철제 냄비인 경우에는, 내측 코일(108a)만에서의 가열이 되기 때문에, 냄비 바닥 중심부에 대한 국소 가열이 된다.

또한, 유도 가열 코일의 권수를 절환하지 않고 알루미늄제 냄비와 철제 냄비를 가열할 수 있게 한 유도 가열 조리기가 특허 문헌 2에 개시되어 있다. 그러나, 이 유도 가열 조리기는, 철제 냄비의 가열 시에 충분한 인버터 전류가 흐르지 않아, 고화력이 얻어지지 않는 결점이 있다.

본 발명은 상기 사정에 감안하여 이루어진 것으로, 그 목적은, 유도 가열 코일의 권수 절환하지 않고 다른 종류의 냄비를 가열할 수 있어, 인버터의 스위칭 손실 및 정상 손실의 경감을 도모할 수 있는 유도 가열 조리기를 제공하는 것에 있다.

본 발명의 유도 가열 조리기는, 직류 전원 회로와, 유도 가열 코일 및 공진 컨덴서로 이루어지는 공진 회로와, 상기 직류 전원 회로로부터의 직류 전압을 고주파 전압으로 변환하여 상기 공진 회로에 공급하는 인버터와, 이 인버터의 스위칭 주파수를 제어하는 제어 수단을 구비하고, 상기 인버터는 상기 스위칭 주파수를 제1 주파수와 그 2배의 제2 주파수로 절환하여 출력하도록 구성되어 있는 것을 특징으로 한다.

상기 인버터는, 제1 및 제2 스위칭 소자가 직렬로 접속된 제1 아암과, 제3 및 제4 스위칭 소자가 직렬로 접속된 제2 아암을 갖는 풀 브릿지 회로로 구성된다. 이 인버터의 제1 아암의 중성점과 제2 아암의 중성점과의 사이에 공진 회로가 접속되어 있다. 그 공진 회로의 공진 컨덴서는 용량을 절환 가능하게 구성된다. 상기 제어 수단은, 상기 제1 및 제2 스위칭 소자를 교대로 온 오프(on-off)시키고 또한 이것과 동기하여 제4 및 제3 스위칭 소자를 교대로 온 오프시키는 제1 제어 상태와, 상기 제1 및 제2 스위칭 소자를 제1 스위칭 소자의 온 기간이 제2 스위칭 소자의 그것보다도 길어지도록 하여 교대로 온 오프시키고 또한 제1 스위칭 소자의 온 기간 동안에 제3 스위칭 소자를 온 오프시킴과 함께 이 온 오프에 동기하여 제4 스 위칭 소자를 오프 온시키는 제2 제어 상태를 절환할 수 있고, 그 절환에 따라서 상기 공진 컨덴서의 용량 절환을 행하도록 구성되어 있다.

제1 실시예에 따르면, 부하의 종류에 따라서 인버터가 제1 주파수의 전압을 출력하는 경우(제1 제어 상태)와 제2 주파수의 전압을 출력하는 경우(제2 제어 상태)를 절환할 수 있기 때문에, 부하의 종류에 관계없이 고화력의 가열이 가능하게 된다. 인버터는, 주파수가 절환될 뿐이기 때문에, 스위칭 손실(switching loss)의 저감을 도모할 수 있다. 또한, 인버터가 제1 주파수로 동작할 때(제1 제어 상태)는, 출력 진폭을 종래의 2배로 할 수 있어, 제2 주파수로 동작하는 경우와 유도 가열 코일의 권수는 동일한 그대로, 인버터 전류의 피크값(peak value)을 작게 할 수 있다. 이에 의해, 인버터의 정상 손실의 저감을 도모하는 것이 가능하다.

<실시 형태>

(제1 실시예)

이하, 본 발명의 제1 실시예를, 도 1 내지 도 5를 참조하여 설명한다.

도 1은 본 실시예의 전기 회로를 도시하는 블록도이다. 이 도 1에서, 전파 정류 회로(1)는, 평활 컨덴서(2)와 함께 직류 전원 회로(3)를 구성한다. 그 교류 입력 단자는, 교류 전원선(4, 5) 및 노이즈 필터(6)를 통하여 200V의 단상 교류 전원(7)에 접속되어 있다. 전파 정류 회로(1)의 플러스측 출력 단자는, 리액터(reactor)(8) 및 고속 다이오드(fastdiode)(9)를 통하여 평활 컨덴서(2)의 한쪽의 단자에 접속되어 있다. 전파 정류 회로(1)의 마이너스측 출력 단자는. 평활 컨덴서(2)의 다른 쪽의 단자에 접속되어 있다. NPN 트랜지스터(NPN transistor)(10) 는, 리액터(8) 및 고속 다이오드(9)와 함께 직류 전압 가변 수단인 쵸퍼(chopper)(11)를 구성한다. 그 콜렉터(collector)는, 리액터(8) 및 고속 다이오드(9)의 공통 접속점에 접속되어 있다. 그 에미터(emitter)는, 전파 정류 회로(1)의 마이너스측 출력 단자에 접속되어 있다. 그리고, 평활 컨덴서(2)의 양 단자에는, 직류 전원선(12, 13)이 접속되어 있다.

인버터(14)는, 단상의 풀 브릿지 회로(single-phasefull-bridge circuit)로 이루어진다. 직류 전원선(12, 13) 사이에 제1 IGBT(15) 및 제2 IGBT(16)의 직렬 회로(제1 아암)와, 제3 IGBT(17) 및 제4 IGBT(18)의 직렬 회로(제2 아암)가 병렬로 접속되어 있다. IGBT(15, 16, 17, 18)는 스위칭 소자이다. 또한, IGBT(15, 16, 17, 18)의 콜렉터, 에미터 사이에는 각각 프리휠 다이오드(freewheel diode)(15a, 16a, 17a, 18a)가 접속되어 있다. 또한, 제2 IGBT(16) 및 제4 IGBT(18)의 콜렉터, 에미터 사이에는 스너버 컨덴서(snubber capacitor)(19, 20)가 접속되어 있다.

제1 IGBT(15) 및 제2 IGBT의 직렬 회로의 중성점과 제3 IGBT(17) 및 제4 IGBT(18)의 직렬 회로의 중성점과의 사이에는, 냄비(21)를 가열하기 위한 유도 가열 코일(22)과 제1 공진 컨덴서(23)와의 직렬 회로가 접속되어 있다. 이 제1 공진 컨덴서(23)에 병렬로 제2 공진 컨덴서(24)와 절환용 릴레이 스위치(25)와의 직렬 회로가 접속되어 있다. 이로써, 이들 2개의 직렬 회로에 의해 공진 회로(26)가 구성되어 있다. 이 경우, 유도 가열 코일(22)의 권수는 60턴으로 설정되고, 제1 공진 컨덴서(23)의 용량 C23은 알루미늄제 냄비의 가열 시에 사용하는 용량으로 설정되고, 용량 C24는 철제 냄비의 가열 시에 사용하는 용량으로 설정되어 있고, 용량 C24는 용량 C23보다도 충분히 대용량으로 설정되어 있다.

제어 회로(27)는, 고속 마이크로컴퓨터(high-speed microcomputer), 예를 들면 32 비트의 RISC 마이크로컴퓨터(RISC microcomputer) 혹은 DSP 마이크로 컴퓨터(Digital Signal Processing microcomputer)로 구성되고, 입력 전력 제어부(28), 부하 판정부(29), 인버터 전압 가변부(30) 및 인버터 구동 펄스 생성부(31)를 갖추고 있다. 입력 전압 검출 회로(32)는 교류 전원선(4, 5) 사이의 교류 입력 전압을 검출한다. 그 검출된 교류 입력 전압은 입력 전력 제어부(28)에 공급된다. 입력 전류 검출 회로(33)는 교류 입력 전류를 변류기(34)를 통하여 검출한다. 그 검출된 교류 입력 전류는 입력 전력 제어부(28) 및 부하 판정부(29)에 공급된다. 인버터 전류 검출 회로(35)는, 인버터(14)에 흐르는 전류를 변류기(36)를 통하여 검출한다. 그 검출된 인버터 전류는 부하 판정부(29)에 공급된다.

입력 전력 제어부(28)는, 입력 전압 검출 회로(32)가 검출하는 교류 입력 전압을 참조하여 인버터 전압 가변부(30)를 제어한다. 인버터 전압 가변부(30)는 쵸퍼 제어 회로(37) 및 드라이버(38)를 통하여 쵸퍼(11)를 제어하고, 쵸퍼(11)를 승압 쵸퍼로서 작용시킨다. 쵸퍼 제어 회로(37)는, 그 인버터 전압 설정 신호에 기초하여 베이스 신호(base driving signal)를 생성하고, 드라이버(38)를 통하여 트랜지스터(10)의 베이스(base)에 부여한다. 이에 의해, 쵸퍼(11)는 설정된 직류 전압 VDC를 직류 전원선(12, 13) 사이에 인가한다. 또한, 쵸퍼(11)는 상기 승압 동작과 동시에, 입력 전류 검출 회로(33)에 의해 검출되는 교류 입력 전류의 파형이 입력 전압 검출 회로(32)에 의해 검출되는 교류 입력 전압의 파형에 추종하도록 제 어하는 역율 개선 동작을 한다.

부하 판정부(29)는, 입력 전류 검출 회로(33)가 검출하는 교류 입력 전류와 인버터 전류 검출 회로(35)가 검출하는 인버터 전류로부터 냄비(21)의 종류를 판정하고, 그 판정 신호는 인버터 구동 펄스 생성부(31)에 공급된다. 또한, 부하 판정부(29)에서 냄비(21)가 알루미늄제 냄비라고 판정된 경우에는, 릴레이 절환 회로(39)를 통하여 절환용 릴레이 스위치를 오프시킨다. 냄비(21)가 철제 냄비라고 판정된 경우에는, 릴레이 절환 회로(39)를 통하여 절환용 릴레이 스위치(25)를 온시킨다.

입력 전력 제어부(28)는 또한, 입력 전압 검출 회로(32)가 검출하는 교류 입력 전압과 입력 전류 검출 회로(33)가 검출하는 교류 입력 전류로부터 입력 전력을 연산하고, 사용자가 설정한 설정 입력 전력이 되도록 인버터(14)의 구동 주파수(스위칭 주파수)를 제어한다. 그 제어된 주파수의 구동 신호를 출력한다. 이 구동 신호는 인버터 구동 펄스 생성부(31)에 공급된다. 인버터 구동 펄스 생성부(31)는, 상기 입력 전력 제어부(28)로부터의 제어된 주파수 신호와 부하 판정부(29)에서의 판정 결과에 기초하여 PWM 구동 펄스를 생성하고, 드라이버(40)에 부여한다. 드라이버(40)는, 자세히는 후술하는 게이트 신호 VG1 내지 VG4를 출력하고, IGBT(15 내지 18)의 게이트에 부여한다.

다음으로, 본 실시예의 작용을, 도 2 내지 도 5를 참조하여 설명한다. 전원 투입 전은, 절환용 릴레이 스위치(25)는 오프되어 있다. 따라서, 공진 회로(26)는, 유도 가열 코일(22)과 제1 공진 컨덴서(23)가 직렬로 접속된 상태에 있다. 제 1 공진 컨덴서(23)의 용량 C23은, 유도 가열 코일(22)의 권수 60턴일 때에 공진 주파수가 59㎑ 부근으로 되는 값으로 설정되어 있다.

사용자가 조리 화력을 설정한 뒤에, 스타트 버튼(start button)을 조작하면(전원이 투입되면), 제어 회로(27)의 부하 판정부(29)에서, 우선 냄비(21)의 종류(재질)의 판정이 행해진다. 즉, 전원이 투입되면, 입력 전력 제어부(28)는 인버터 구동 펄스 생성부(31) 및 드라이버(40)를 통하여 IGBT(15 내지 18)에 게이트 신호 VG1 내지 VG4를 부여하여, 인버터(14)의 구동을 65㎑의 스위칭 주파수로 개시시킨다. 그 후 스위칭 주파수를 서서히 내려간다. 또한, 게이트 신호 VG1 내지 VG4의 생성의 방법에 대해서는 후술한다. 인버터(14)의 스위칭 주파수가 63㎑로 되었을 때에 부하 판정부(29)는 교류 입력 전류와 인버터 전류로부터 냄비(21)의 종류를 판정한다. 즉, 인버터(14)가 63㎑의 스위칭 주파수로 구동되었을 때, 이것은 알루미늄제 냄비를 부하로 하는 사양이지만. 냄비(21)가 알루미늄제 냄비이면, 교류 입력 전류 및 인버터 전류는 모두 각각의 규정 전류보다도 대가 된다. 또한, 냄비(21)가 철제 냄비이면, 교류 입력 전류 및 인버터 전류는 모두 각각의 규정 전류보다도 현저히 작아지거나 혹은 거의 흐르지 않는다. 이 차이를 보고, 부하 판정부(29)는, 냄비(21)가 알루미늄제 냄비인지 철제 냄비인지를 판정한다. 그 판정 결과는 인버터 구동 펄스 생성부(31)에 공급된다.

또한, 냄비(21)가 알루미늄제 냄비라고 판정되면, 그 판정 신호를 받아 절환용 릴레이 스위치(25)는 오프(off state) 그대로 유지된다. 한편, 인버터 구동 펄스 생성부(31)는, 부하 판정부(29)의 판정 결과를 참조하여 이하와 같이 동작한다. 즉, 인버터 구동 펄스 생성부(31)는, 3상 인버터를 구성하는 6개의 트랜지스터 Tr1 내지 Tr6에 각각 관련지어진 포트(port) "U상 위(Tr1)", "U상 아래(Tr2)", "V상 위(Tr3)", "V상 아래(Tr4)", "W상 위(Tr5)" 및 "W상 아래(Tr6)"를 갖는다. 각각의 포트로부터 도 2의 (b) 내지 도 2의 (g)에 도시한 구동 펄스가 출력된다. 이들의 구동 펄스는, 도 2의 (a)에 도시한 바와 같이, 파형 생성용 카운터(counter)가 생성하는 상승과 하강이 동일한 3각파를 그 피크값의 75% 및 25%로 설정된 임계값 TH1 및 TH2로 비교함으로써 얻어진다. 이들 도 2의 (b)에 도시한 구동 펄스(Tr1용), 도 2의 (c)에 도시한 구동 펄스(Tr2용), 도 2의 (d)에 도시한 구동 펄스(Tr3용) 및 도 2의 (e)에 도시한 구동 펄스(Tr4용)가 드라이버(40)에 공급된다. 그것에 따라, 드라이버(40)로부터 게이트 신호 VG1, VG2, VG3 및 VG4가 출력되어 IGBT(15, 16, 17, 18)의 게이트에 각각 공급된다.

구체적으로는, 게이트 신호 VG1은, 1주기에서 270도 사이에 하이 레벨(High-level)이며, 남은 90도 사이는 로우 레벨(Low-level)이다. 게이트 신호 VG2는, 게이트 신호 VG1을 반전한 레벨 배열을 갖는다. 게이트 신호 VG3은, 게이트 신호 VG1는 90도로부터 180도 기간에 하이 레벨이며, 다른 기간 로우 레벨이다. 게이트 신호 VG4는, 게이트 신호 VG3을 반전한 레벨 배열을 갖는다. IGBT(15, 16, 17, 18)는, 각각 게이트 신호 VG1, VG2, VC3 및 VG4가 하이 레벨인 기간, 온한다.

도 4는 냄비(21)가 알루미늄제 냄비인 경우의 타이밍 파형도이며, 도 4의 (a)는 인버터 전류 IQ이다. 도 4의 (b)는 인버터(14)가 출력하는 고주파 전압 VQ이다. 도 4의 (c) 내지 도 4의 (f)는 전술한 게이트 신호 VG1, VG2, VG3 및 VG4이 다.

여기서, 인버터(14)의 동작에 대하여 설명한다. 제1 IGBT(15) 및 제4 IGBT(18)가 온하면, 제1 IGBT(15), 유도 가열 코일(22), 제1 공진 컨덴서(23) 및 제4 IGBT(18)의 경로로 유도 가열 코일(22)에 전류 IQ(+)가 흐름과 함께, 제1 공진 컨덴서(23)가 충전된다. 다음으로, 제4 IGBT(18)가 오프하고 제3 IGBT(17)가 온하지만, 그 동안에는, 제4 IGBT(18) 및 제3 IGBT(17)가 모두 오프로 되는 데드 타임(dead time)이 존재하고, 아암 단락이 방지된다. 제4 IGBT(18)가 오프하고, 이 데드 타임에서 스너버 컨덴서(20)가 충전된 후에는 제1 IGBT(15), 유도 가열 코일(22), 제1 공진 컨덴서(23) 및 프리휠 다이오드(17a)의 경로에 의해 지연 전류가 흐른다.

제3 IGBT(17)가 온하면, 이번에는 제1 공진 컨덴서(23), 유도 가열 코일(22), 프리휠 다이오드(15a) 및 제3 IGBT(17)의 경로로 유도 가열 코일(22)에 전류 IQ(-)가 흐른다. 다음으로, 제3 IGBT(17)가 오프하고 제4 IGBT(18)가 온하지만, 그 동안에도 데드 타임이 존재한다. 제3 IGBT(17)가 오프하고, 이 데드 타임에서 스너버 컨덴서(20)가 충전된 후에는, 제1 공진 컨덴서(23), 유도 가열 코일(22), 프리휠 다이오드(15a), 평활 컨덴서(2) 및 프리휠 다이오드(18a)의 경로에 의해 지연 전류가 흐른다.

제4 IGBT(18)가 온하면, 제1 IGBT(15), 유도 가열 코일(22), 제1 공진 컨덴서(23) 및 IGBT(18)의 경로로 유도 가열 코일(22)에 전류 IQ(+)가 흐름과 함께, 제1 공진 컨덴서(23)가 충전된다. 다음으로, 제1 IGBT(15)가 오프하고 제2 IGBT(16)가 온하지만, 그 동안에도 데드 타임이 존재한다. 제1 IGBT(15)가 오프하고, 이 데드 타임에서 스너버 컨덴서(19)가 충전된 후에는, 유도 가열 코일(22), 제1 공진 컨덴서(23), 제4 IGBT(18) 및 프리휠 다이오드(16a)의 경로에 의해 지연 전류가 흐른다.

제2 IGBT(16)가 온하면, 이번에는 제1 공진 컨덴서(23), 유도 가열 코일(22), 제2 IGBT(16) 및 프리휠 다이오드(18a)의 경로로 유도 가열 코일(22)에 전류 IQ(-)가 흐른다. 다음으로, 제2 IGBT(16)가 오프하고 제1 IGBT(15)가 온하지만, 그 동안에도 데드 타임이 존재한다. 제2 IGBT(16)가 오프하고, 이 데드 타임에서 스너버 컨덴서(19)가 충전된 후에는, 공진 컨덴서(23), 유도 가열 코일(22), 프리휠 다이오드(15a), 평활 컨덴서(2) 및 프리휠 다이오드(18a)의 경로에 의해 지연 전류가 흐른다.

이상의 제2 제어 상태의 동작을 반복함으로써, 도 4에 도시한 바와 같이, 인버터(14)의 출력 전압 VQ는 인버터(14)의 스위칭 주파수의 2배의 주파수로 되고, 인버터 전류 IQ도 2배의 주파수로 된다. 본 실시예에서는, 알루미늄 냄비의 2㎾ 가열 시의 인버터 전류 IQ의 주파수는, 종래와 마찬가지로 60㎑로 설정되지만, 이 경우, 인버터(14)의 스위칭 주파수는 반인 30㎑로 된다.

또한, 쵸퍼(11)에 의해 역율 개선을 행하는 경우에는, 쵸퍼(11)에 의해 직류 전압 VDC는 300V로 승압되도록 되어 있다. 역율 개선을 행하지 않은 경우에는, 직류 전압 VDC는 282V(AC20OV의 피크값)이다. 또한, 설정 입력에 제어하는 입력 일정 제어는, 종래와 마찬가지로 인버터(14)의 스위칭 주파수(구동 주파수)를 가변하 여 행한다. 예를 들면, 제어 회로(27)에 내장된 파형 생성용 카운터가 생성하는 상승과 하강이 동일한 삼각형파의 피크값을 가변한다. 이 경우에도, 임계값 TH1, TH2는 피크값의 75%, 25%로 설정된다.

그런데, 냄비(21)가 철제 냄비라고 판정되면, 그 판정 신호를 받아서 절환용 릴레이 스위치(25)가 온한다. 한편, 인버터 구동 펄스 생성부(31)는, 부하 판정부(29)의 판정 결과를 참조하여 이하와 같이 동작한다. 즉, 절환 릴레이 스위치(25)가 온하면, 공진 회로(26)는 유도 가열 코일(22)과 제1 공진 컨덴서(23) 및 제2 공진 컨덴서(24)의 병렬 회로와의 직렬 회로로 되고, 공진 컨덴서 용량은, C23+C24로 된다. 용량 C24는 용량 C23에 비하여 충분히 크기 때문에, 거의 C24로 된다. 이 용량 C24는, 유도 가열 코일(22)도 권수가 60턴인 경우의 공진 주파수가 22㎑로 된 값으로 설정되어 있다.

인버터 구동 펄스 생성부(31)는, 3상 인버터를 구성하는 6개의 트랜지스터 Tr1 내지 Tr6에 각각 관련지어진 포트 "U상 위(Tr1)", "U상 아래(Tr2)", "V상 위(Tr3)", "V상 아래(Tr4)", "W상 위(Tr5)" 및 "W상 아래(Tr6)"를 갖는다. 각각의 포트로부터 도 3의 (b) 내지 도 3의 (g)에 도시한 구동 펄스가 출력된다. 이들의 구동 펄스는, 도 3의 (a)에 도시한 바와 같이, 파형 생성용 카운터가 생성하는 상승과 하강이 동일한 3각파를 그 피크값의 50%로 임계값 TH1로 비교함으로써 얻어진다. 이들 도 3의 (b)에 도시한 구동 펄스(Tr1용), 도 3의 (c)에 도시한 구동 펄스(Tr2용), 도 3의 (g)에 도시한 구동 펄스(Tr6용) 및 도 3의 (f)에 도시한 구동 펄스(Tr5용)가 드라이버(40)에 공급된다. 그것에 따라, 드라이버(40)로부터 게이트 신호 VG1, VG2, VG3 및 VG4가 출력되어 IGBT(15, 16, 17, 18)의 게이트에 각각 공급된다.

구체적으로는, 게이트 신호 VG1은, 1 주기에서 180도 사이가 하이 레벨이며, 남은 90도 사이가 로우 레벨이다. 게이트 신호 VG2는, 게이트 신호 VG1을 반전한 레벨 배열을 갖는다. 게이트 신호 VG3은, 게이트 신호 VG2와 동기한 레벨 배열을 갖는다. 게이트 신호 VG4는, 게이트 신호 VG3과 동기한 반전한 레벨 배열을 갖는다. IGBT(15, 16, 17, 18)는, 공급되는 게이트 신호 VG1, VG2, VG3 및 VG4가 하이 레벨인 기간, 온한다.

도 5는 냄비(21)가 철제 냄비인 경우의 타이밍 파형도이며, 도 5의 (a)는 인버터 전류 IQ이다. 도 5의 (b)는 인버터(14)가 출력하는 고주파 전압 VQ이다. 도 5의 (c) 내지 도 5의 (f)는 전술한 게이트 신호 VG1, VG2, VG3 및 VG4이다.

다음으로, 인버터(14)의 동작에 대하여 설명한다. 제1 IGBT(15) 및 제4 IGBT(18)가 온하면(고주파 전압 VQ는 +VDC), 제1 IGBT(15), 유도 가열 코일(22), 제2 공진 컨덴서(24), 절환용 릴레이 스위치(25) 및 제4 IGBT(18)의 경로로 유도 가열 코일(22)에 전류 IQ(+)가 흐른다. 또한, 제1 공진 컨덴서(23)에 대해서는 설명을 생략한다. 다음으로, 제1 IGBT(15) 및 제4 IGBT(18)가 오프하고 제2 IGBT(16) 및 제3 IGBT(17)가 온하지만, 그 동안에는, IGBT(15 내지 18)가 모두 오프로 되는 데드 타임이 존재하여, 아암 단락이 방지된다. 따라서, 이 데드 타임에서는 유도 가열 코일(22), 제1 공진 컨덴서(23), 프리휠 다이오드(17a), 평활 컨덴서(2) 및 프리휠 다이오드(16a)의 경로에 의해 지연 전류가 흐른다.

제2 IGBT(16) 및 제3 IGBT(17)가 온하면(고주파 전압 VQ는 -VDC), 이번에는, 제3 IGBT(17), 절환용 릴레이 스위치(25), 제2 공진 컨덴서(24), 유도 가열 코일(22) 및 제2 IGBT(16)의 경로로 유도 가열 코일(22)에 전류 IQ(-)가 흐른다. 다음으로, 제2 IGBT(16) 및 제3 IGBT(17)가 오프하고 제1 IGBT(15) 및 제4 IGBT(18)가 온하지만, 그 동안에도 데드 타임이 존재하기 때문에, 이 데드 타임에서, 제1 공진 컨덴서(23), 유도 가열 코일(22), 프리휠 다이오드(15a), 평활 컨덴서(2) 및 프리휠 다이오드(18a)의 경로에 의해 지연 전류가 흐른다.

이상의 제1 제어 상태의 동작을 반복함으로써, 도 5에 도시한 바와 같이, 인버터(14)의 출력 전압 VQ는 인버터(14)의 스위칭 주파수와 동일한 주파수로 되고, 인버터 전류 IQ도 동일한 주파수로 된다. 본 실시예에서는, 인버터(14)의 스위칭 주파수는 25㎑로 설정되고, 따라서 고주파 전압 VQ 및 인버터 전류 IQ의 주파수도 25㎑로 된다. 이 철제 냄비인 경우에도, 유도 가열 코일(22)의 권수는 60턴이지만, 공진 회로(26)(유도 가열 코일(22)과 제2 공진 컨덴서(24)와의 직렬 회로)에는, 알루미늄제 냄비 가열 시의 2배의 진폭(VDC×2)을 갖는 고주파 전압 VQ을 인가할 수 있으므로, 유도 가열 코일(22)에 충분한 인버터 전류 IQ를 흘릴 수 있고, 고화력 가열을 행할 수 있다.

또한, 이 철제 냄비 가열 시에, 3㎾의 고화력을 얻는 경우에는, 쵸퍼(11)에 의해, 직류 전압 VDC를 300V 내지 350V로 승압한다. 이 때의 인버터 전류 IQ는, 도 5에 도시한 바와 같이, 15A 피크로 된다.

이와 같이 본 실시예에 따르면, 인버터(14)는, 제1 및 제2 IGBT(15, 16)가 직렬로 접속된 제1 아암과, 제3 및 제4 IGBT(17, 18)가 직렬로 접속된 제2 아암을 갖는 풀 브릿지 회로로 구성된다. 이 인버터(14)의 제1 아암의 중성점과 제2 아암의 중성점과의 사이에 공진 회로(14)가 접속되어 있다. 그 공진 회로(14)의 공진 컨덴서는 용량 절환 가능하게 구성된다. 제어 회로(27)는, 상기 제1 및 제2 IGBT(15, 16)를 교대로 온 오프시키고 또한 이것과 동기하여 제4 및 제3 IGBT(18, 17)를 교대로 온 오프시키는 제1 제어 상태(철제 냄비 가열)와, 상기 제1 및 제2 IGBT(15, 16)을 제1 IGBT(15)의 온 기간이 제2 IGBT(16)의 그것보다도 길어지도록 하여 교대로 온 오프시키고 또한 제1 IGBT(15)의 온기간 동안에 제3 IGBT(17) 스위칭 소자를 온 오프시킴과 함께 이 온 오프에 동기하여 제4 IGBT(18)를 오프 온시키는 제2 제어 상태로 절환 가능하다.

제2 실시예에 따르면, 냄비(21)가 철제 냄비인 경우에는, 인버터(14)가 제1 주파수로 동작하고, 냄비(21)가 알루미늄제 냄비인 경우에는, 인버터(14)가 제1 주파수의 2배의 주파수로 동작하기 때문에, 고화력의 가열이 가능해진다. 또한, 인버터(14)는, 주파수가 절환될 뿐이기 때문에, 스위칭 손실의 저감을 도모할 수 있다. 또한, 인버터(14)가 제1 주파수로 동작할 때(제1 제어 상태)는, 출력 진폭을 종래의 2배로 할 수 있기 때문에, 제2 주파수로 동작하는 경우와 유도 가열 코일의 권수는 동일한 그대로, 인버터 전류의 피크값을 작게 할 수 있다. 이에 의해, 인버터(14)의 정상 손실(IGBT의 정상 손실)의 저감을 도모할 수 있다.

또한, 부하가 철제 냄비이든, 알루미늄제 냄비이든, 유도 가열 코일의 권수 절환은 행하지 않기 때문에, 유도 가열 코일(21)은 구조가 간단해져서, 염가로 제 조할 수 있다. 또한, 유도 가열 코일(21)의 동작 구역이 변하지 않기 때문에, 알루미늄제 냄비와 철제 냄비로 가열 개소가 변하는 것이 없어, 국소 가열이 되는 것도 없다.

그리고, DC 400V 이하의 직류 전압 VDC에서, 알루미늄제 냄비의 2㎾ 가열 및 철제 냄비의 3㎾ 가열을 행할 수 있기 때문에, 인버터(14)로서, 염가인 600V 스위칭 소자(IGBT)에서 풀 브릿지 회로를 구성할 수 있다.

(제2 실시예)

도 6 내지 도 8은, 본 발명의 제2 실시예이다. 상기 제1 실시예와 동일 부분에는 동일 부호를 붙여서 나타내고, 이하 상이한 부분에 대하여 설명한다.

도 6에서, 도 1과 상이한 부분은, 제1 공진 컨덴서(23)로 바꾸어 알루미늄제 냄비 가열용 공진 컨덴서(41)가 접속되어 있는 부분이다. 이 공진 컨덴서(41)의 용량 C41은, 유도 가열 코일(22)의 권수가 60 턴일 때에 공진 주파수가 87㎑로 되도록 하는 값으로 설정되어 있다.

알루미늄제 냄비는, 비자성 금속제이므로, 큰 인버터 전류가 흐르면 냄비가 부상하거나, 옆으로 어긋나게 하는 것이다. 이 냄비 부유의 부력은, 주파수의 평방근에 반비례하는 것이 알려져 있다. 이 냄비 부유는, 인버터 전류를 더욱 고주파로 함으로써 억제할 수 있다.

따라서, 부하 판정부(29)에서 냄비(21)가 알루미늄제 냄비라고 판정되면, 그것을 받아 인버터 구동 펄스 생성부(31)는, 3상 인버터를 구성하는 6개의 트랜지스터 Tr1 내지 Tr6에 각각 관련지어진 포트 "U상 위(Tr1)", "U상 아래(Tr2)", "V상 위(Tr3)", "V상 아래(Tr4)", "W상 위(Tr5)" 및 "W상 아래(Tr6)"를 갖는다. 각각의 포트로부터 도 7의 (b) 내지 도 7의 (g)에 도시한 구동 펄스가 출력된다. 이들의 구동 펄스는, 도 7의 (a)에 도시한 바와 같이, 파형 생성용 카운터가 생성하는 상승과 하강이 동일한 3각파를 그 피크값의 62.5% 및 37.5%로 설정된 임계값 TH1 및 TH2로 비교함으로써 얻어진다. 이들 도 7의 (b)에 도시한 구동 펄스(Tr1용), 도 7의 (c)에 도시한 구동 펄스(Tr2용), 도 7의 (d)에 도시한 구동 펄스(Tr3용) 및 도 7의 (e)에 도시한 구동 펄스(Tr4용)가 드라이버(40)에 공급된다. 그것에 따라, 드라이버(40)로부터 게이트 신호 VG1, VG2, VG3 및 VG4가 출력되어 IGBT(15, 16, 17, 18)의 게이트에 각각 공급된다.

구체적으로는, 게이트 신호 VG1은, 1 주기에서 225도 사이가 하이 레벨이며, 남은 135도 사이가 로우 레벨이다. 게이트 신호 VG2는 게이트 신호 VG1을 반전한 레벨 배열을 갖는다. 게이트 신호 VG3은, 45도 내지 180도의 기간이 하이 레벨이며, 다른 기간은 로우 레벨이다. 게이트 신호 VG4는, 게이트 신호 VG3을 반전한 레벨 배열을 갖는다. IGBT(15, 16, 17, 18)는, 각각 게이트 신호 VG1, VG2, VG3 및 VG4가 하이 레벨 기간인 기간, 온한다.

도 8은 냄비(21)가 알루미늄제 냄비인 경우의 타이밍 파형도이며, 도 8의 (a)는 인버터 전류 IQ이다. 도 8의 (b)는 인버터(14)가 출력하는 고주파 전압 VQ이다. 도 8의 (c) 내지 도 8의 (f)는 전술한 게이트 신호 VG1, VG2, VG3 및 VG4이다.

여기서, 인버터(14)의 동작에 대하여 설명한다. 제1 IGBT(15) 및 제4 IGBT(18)가 온하면, 제1 IGBT(15), 유도 가열 코일(22), 제1 공진 컨덴서(41) 및 제4 IGBT(18)의 경로로 유도 가열 코일(22)에 전류 IQ(+)가 흐름과 함께, 제1 공진 컨덴서(41)가 충전된다. 다음으로, 제4 IGBT(18)가 오프하고 제3 IGBT(17)가 온하지만, 그 동안에는, 제4 IGBT(18) 및 제2 IGBT(17)가 모두 오프로 되는 데드 타임이 존재한다. 이 데드 타임 후에는 제1 실시예와 마찬가지로 지연 전류가 흐른다.

제3 IGBT(17)가 온하면, 제1 공진 컨덴서(41), 유도 가열 코일(22), 프리휠 다이오드(15a) 및 제3 IGBT(17)의 경로로 유도 가열 코일(22)에 전류 IQ(-)가 흐르고, 다음으로, 공진 컨덴서(41), 프리휠 다이오드(17a), 제1 IGBT(15) 및 유도 가열 코일(22)의 경로 유도 가열 코일(22)에 전류 IQ(+)가 흐르고, 그 후 제1 공진 컨덴서(41), 유도 가열 코일(22), 프리휠 다이오드(15a) 및 제3 IGBT(17)의 경로로 유도 가열 코일(22)에 전류 IQ(-)가 흘러서, 공진이 발생한다. 그리고, 제3 IGBT(17)가 오프하고 제4 IGBT(18)가 온하지만, 그 사이에 데드 타임이 존재한다. 이 데드 타임 후에는, 제1 실시예와 마찬가지로 지연 전류가 흐른다.

제4 IGBT(18)가 온하면, 제1 IGBT(15), 유도 가열 코일(22), 제1 공진 컨덴서(41) 및 IGBT(18)의 경로로 유도 가열 코일(22)에 전류 IQ(+)가 흐름과 함께, 제1 공진 컨덴서(41)가 충전된다. 다음으로, 제1 IGBT(15)가 오프하고 제2 IGBT(16)가 온하지만, 그 사이에 데드 타임이 존재한다. 이 데드 타임 후에는 제1 실시예와 마찬가지로 지연 전류가 흐른다.

제2 IGBT(16)가 온하면, 이번에는, 제1 공진 컨덴서(41), 유도 가열 코일(22), 제2 IGBT(16) 및 프리휠 다이오드(18a)의 경로로 유도 가열 코일(22)에 전류 IQ(-)가 흐르고, 다음으로, 공진 컨덴서(41), 제4 IGBT(18), 프리휠 다이오드(16a) 및 유도 가열 코일(22)의 경로로 유도 가열 코일(22)에 전류 IQ(+)가 흐른다. 그 후, 제1 공진 컨덴서(41), 유도 가열 코일(22), 제2 IGBT(16), 프리휠 다이오드(18a)의 경로로 유도 가열 코일(22)에 전류 IQ(-)가 흘러서, 공진이 발생한다. 그리고, 제2 IGBT(16)가 오프하고 제1 IGBT(15)가 온하지만, 그 사이에 데드 타임이 존재한다. 이 데드 타임 후에는, 제1 실시예와 마찬가지로 지연 전류가 흐른다.

이상의 제2 제어 상태의 동작을 반복함으로써, 도 8에 도시한 바와 같이, 인버터(14)의 출력 전압 VQ는 인버터(14)의 스위칭 주파수의 2배의 주파수로 되고, 인버터 전류 IQ는 4배의 주파수로 된다. 본 실시예에서는, 알루미늄 냄비의 2㎾ 가열 시의 인버터(14)의 스위칭 주파수는 22㎑로 설정되지만, 이에 의해 고주파 전압 VQ는 2배의 주파수인 44㎑로 되고, 인버터 전류 IQ는 4배의 88㎑로 된다.

이와 같이, 제2 실시예에 따르면, 인버터(14)를 22㎑의 스위칭 주파수로 구동하면서, 유도 가열 코일에 대략 90㎑의 고주파 전류를 인버터 전류 IQ로서 흘릴 수 있어, 알루미늄제 냄비의 부유를 억제할 수 있다.

(제3 실시예)

도 9 및 도 10은 본 발명의 제3 실시예이다. 상기 제1 실시예와 동일 부분에는 동일 부호를 붙여서 나타내고, 이하 상이한 부분에 대하여 설명한다.

도 9에서, 도 1과 상이한 부분은, 또한 제로 크로스 검출 회로(42)가 설치되고, 제어 회로(27)에 인버터 위상차 검출부(43)가 설치되어 있는 부분이다. 제로 크로스 검출 회로(42)는, 인버터 전류 검출 회로(35)에서 검출된 인버터 전류의 제 로 크로스점을 검출한다. 그 제로 크로스 검출 신호 VI0은 인버터 위상차 검출부(43)에 공급된다. 위상차 검출부(43)는, 이 제로 크로스 검출 신호 VI0과 인버터 구동 펄스 생성부(31)로부터의 게이트 신호 VG1을 비교하고, 그 위상차를 검출하여 위상차 검출 펄스 DIF를 출력한다. 이 위상차 검출 펄스 DIF는 인버터 구동 펄스 생성부(31)에 공급된다.

도 10은, 인버터 위상차 검출의 타이밍 파형도이다. 인버터(14)는, 스너버 컨덴서(19, 20)의 단락 모드(shunt mode)가 발생하지 않도록 유도성일 필요가 있다. 도 10의 (a)는 인버터 전류 IQ를 나타내고, 도 10의 (b)는 제1 IGBT(15)에 흐르는 전류의 제로 크로스점을 나타내는 제로 크로스점 검출 신호 VI0을 나타낸다. 도 10의 (c)는 제1 IGBT(15)에 공급되는 게이트 신호 VG1을 나타낸다. 인버터 위상 검출부(43)는, 제로 크로스점 검출 신호 VI0의 상승 시점과 게이트 신호 VG1의 상승 시점과의 위상차, 즉 고주파 전압 VQ와 인버터 전류 IQ와의 위상차를 검출하여 위상차 검출 펄스 DIF를 출력한다. 이 위상차 검출 펄스 DIF는 인버터 구동 펄스 생성부(31)에 공급된다. 인버터 구동 펄스 생성부(31)는, 스너버 컨덴서(19, 20)의 단락 모드가 발생하지 않도록, 위상차 검출 펄스 DIF의 펄스 폭이 설정된 시간 이하로 되지 않도록 인버터(14)의 스위칭 주파수를 제어한다.

따라서, 이 제3 실시예에 따르면, 냄비(21)가 철제이든, 알루미늄제이든, 항상 인버터(14)를 유도성으로 유지할 수 있기 때문에, 인버터(14)를 안전하게 동작시킬 수 있다.

또한, 상기 실시예에서는, 인버터(14)의 제1 제어 상태에서 철제 냄비를 가 열하고, 제2 제어 상태에서 알루미늄제 냄비를 가열하도록 하였지만, 투자율이 낮고 저항율이 높은 스테인레스제 냄비(stainless steel pan)를 제1 제어 상태에서 가열할 수 있다. 또한, 투자율 및 저항율이 모두 낮은 구리제 냄비를 제2 제어 상태에서 가열할 수 있다. 이 경우, 인버터(14)의 제1 제어 상태에서 가열할 수 있는 철제 냄비 및 스테인레스제 냄비 등을 총칭하여 철류 냄비 혹은 철류 부하라고 정의하고, 제2 제어 상태에서 가열할 수 있는 알루미늄제 냄비 및 구리제 냄비 등을 총칭하여 알루미늄류 냄비 혹은 알루미늄류 부하라고 정의하는 것으로 한다.

본 발명의 유도 가열 조리기는, 유도 가열 코일의 권수 절환하지 않아도 부하의 종류에 관계없이 가열할 수 있어, 인버터의 스위칭 손실 및 정상 손실의 경감을 도모할 수 있다는 효과를 발휘한다.

Claims

직류 전원 회로와,

유도 가열 코일 및 공진 컨덴서로 이루어지는 공진 회로와,

상기 직류 전원 회로로부터의 직류 전압을 고주파 전압으로 변환하여 상기 공진 회로에 공급하는 인버터와,

이 인버터의 스위칭 주파수를 제어하는 제어 수단을 구비하고,

상기 인버터는, 상기 스위칭 주파수를 제1 주파수와 그 2배의 제2 주파수로 절환하여 출력하도록 구성되어 있는 것을 특징으로 하는 유도 가열 조리기.
제1항에 있어서,

상기 인버터는, 제1 및 제2 스위칭 소자가 직렬로 접속된 제1 아암과, 제3 및 제4 스위칭 소자가 직렬로 접속된 제2 아암을 갖는 풀 브릿지 회로로 구성되고,

상기 인버터의 제1 아암의 중성점과 제2 아암의 중성점과의 사이에 상기 공진 회로가 접속되고,

상기 공진 회로를 구성하는 상기 공진 컨덴서는 용량 절환 가능하게 구성되고,

상기 제어 수단은, 상기 제1 및 제2 스위칭 소자를 교대로 온 오프시키고 또한 이것과 동기하여 제4 및 제3 스위칭 소자를 교대로 온 오프시키는 제1 제어 상태와, 상기 제1 및 제2 스위칭 소자를 제1 스위칭 소자의 온 기간이 제2 스위칭 소 자의 그것보다도 길어지도록 하여 교대로 온 오프시키고 또한 제1 스위칭 소자의 온 기간 중에 제3 스위칭 소자를 온 오프시킴과 함께 이 온 오프에 동기하여 제4 스위칭 소자를 오프 온시키는 제2 제어 상태를 절환 가능하게 하고, 그 절환에 따라서 상기 공진 컨덴서의 용량 절환을 행하도록 구성되어 있는 것을 특징으로 하는 유도 가열 조리기.
제1항 또는 제2항에 있어서,

상기 유도 가열 코일에 의해 가열되는 부하의 종류를 검출하는 부하 검출 수단을 더 포함하고,

상기 제어 수단은, 상기 부하 검출 수단에 의해 검출된 부하의 종류에 따라서 상기 스위칭 주파수를 상기 제1 주파수와 상기 제2 주파수로 절환을 행하도록 구성되어 있는 것을 특징으로 하는 유도 가열 조리기.
제1항 또는 제2항에 있어서,

상기 직류 전원 회로의 직류 전압을 변화시키는 직류 전압 가변 수단을 더 포함한 것을 특징으로 하는 유도 가열 조리기.
제4항에 있어서,

상기 유도 가열 코일에 의해 가열되는 부하의 종류를 검출하는 부하 검출 수단을 더 포함하고,

상기 제어 수단은, 상기 부하 검출 수단에 의해 검출된 부하의 종류에 따라서 상기 직류 전압 가변 수단에 의한 직류 전압의 가변을 행하게 하도록 구성되어 있는 것을 특징으로 하는 유도 가열 조리기.
제1항 또는 제2항에 있어서,

상기 공진 회로에 흐르는 인버터 전류의 위상을 검출하는 위상차 검출 수단을 더 포함하고,

상기 제어 수단은, 상기 위상차 검출 수단의 검출 결과에 기초하여 인버터 전류를 유도성으로 유지하도록 구성되어 있는 것을 특징으로 하는 유도 가열 조리기.
제1항 또는 제2항에 있어서,

상기 제어 수단은, 마이크로컴퓨터에 의해 구성되어 있는 것을 특징으로 하는 유도 가열 조리기.