TWI514930B

TWI514930B - An induction heating device, a control method for inducing a heating device, and a program product thereof

Info

Publication number: TWI514930B
Application number: TW099140319A
Authority: TW
Inventors: Naoki Uchida; Yoshihiro Okazaki; Kazuhiro Ozaki
Original assignee: Mitsui Shipbuilding Eng
Priority date: 2010-11-23
Filing date: 2010-11-23
Publication date: 2015-12-21
Also published as: TW201223339A

Description

誘導加熱裝置、誘導加熱裝置的控制方法以及其程式產品

本發明係關於使用複數誘導加熱線圈的誘導加熱裝置、誘導加熱方法以及其程式。

熱處理晶圓的半導體製造裝置，因為熱變形等的問題，必須儘量控制為小的晶圓表面溫度差(例如±1℃以內)。又，必須高速升溫(例如100℃/秒)至希望的高溫(例如1350℃)。於是，廣為人知的誘導加熱裝置，係誘導加熱線圈分割為複數個，每個分割的誘導加熱線圈個別連接至高頻電源(例如反相器)，進行電力控制。然而，由於分割的誘導加熱線圈互相靠近，存在互相誘導電感M，成為產生互相誘導電壓的狀態。因此，各反相器成為經由相互電感並聯操作的狀態，反相器相互間當電流相位有差距時，反相器相互間經常發生電力授受。即，依各反相器的電流相位差距，由於分割的誘導加熱線圈間在磁場產生相位差，鄰接的誘導加熱線圈的邊界附近磁場減弱，降低誘導加熱電力產生的發熱密度。結果，被加熱物(晶圓等)的表面恐怕發生溫度不均。

於是，發明者等提出「分區控制誘導加熱(Zone Controlled Induction Heating：ZCIH)」的技術，鄰接的誘導加熱線圈之間產生互相誘導電壓，即使互相感應存在的狀況下，反相器相互間不流通循環電流的同時，分割的誘導加熱線圈邊界附近發熱密度不下降，可以適當控制誘導加熱電力(例如，參考專利文件1)。根據此ZCIH的技術，各電源單位的構成分別具有降壓截波器與電壓形反相器(以下，僅稱反相器)。於是，複數電力供給區中分割的各電源單位，個別連接至分割的各誘導加熱線圈，進行電力供給。

此時，電流同步控制(即，電流相位的同步控制)各電源單位中的各反相器，藉由同步流入各反相器的電流相位，複數反相器間不流通循環電流。換言之，複數反相器間不授受電流，不會因流入反相器的再生電力而發生過電壓。又，反相器藉由同步流至分割的各誘導加熱線圈的電流相位，各誘導加熱線圈的邊界附近誘導加熱電力產生的發熱密度不會急劇下降。又，各降壓截波器藉由可變各反相器的輸入電壓，進行各反相器的電流振幅控制，控制供給至各誘導加熱線圈的誘導加熱電力。即，專利文件1中揭示的ZCIH技術，藉由對各降壓截波器進行電流振幅控制，對各分區進行誘導加熱線圈的電力控制，藉由各反相器的電流同步控制，達到抑制複數反相器間的循環電流，以及各誘導加熱線圈的邊界附近誘導加熱電力產生的發熱密度均一化。使用如此的ZCIH技術，由於降壓截波器的控制系與反相器的控制系係進行個別控制，被加熱物上的發熱分佈可以任意控制。即，根據專利文件1中揭示的ZCIH技術，可以進行急速且精密的溫度控制以及溫度分佈控制。

又，專利文件2中，揭示同時供給直流電力給個別連接至複數誘導加熱線圈的反相器，且同時運轉複數誘導加熱線圈的技術。具體而言，此技術驗出連接至串聯共振電路的各反相器輸出電流的零交叉，成為比較各反相器輸出電流的零交叉時序與標準脈衝上升時序。此技術藉由調整輸出電流的頻率，使根據比較個別算出與基準脈衝的相位差為0或接近0，使各反相器的輸出電流同步。又，此技術在各反相器的輸出電流同步後，藉由增減反相器的輸出電壓，控制流入各誘導加熱線圈的電流，達到加熱對象物的溫度分佈均一化。

非專利文件1中，記載有關共振型轉換電路，具有反相器輸出電流的相位對反相器輸出電壓延遲的共振電流相位延遲模式，以及反相器輸出電流的相位對反相器輸出電壓提前的共振電流相位提前模式。主要記載共振電流相位提前模式的共振型轉換電路，雖然以零電流切換導通，但切換元件導通時，由於隨著轉流二極體的反恢復動作，流入切換元件的電流除了共振電流，加上轉流二極體的反恢復電流，結果切換元件的導通損失增加。對此，主要記載共振電流相位延遲模式的共振型轉換電路，導通動作為零電流切換，斷開動作為硬切換，藉由與切換元件並聯連接無損失電容緩衝器，可以改善硬切換的斷開動作為零電壓切換(ZVS：Zero Voltage Switching)。

又，非專利文件2中，揭示全橋電路，當電流為零交叉時，藉由輸出短路，迴避切換元件成為開路狀態，並實現穩定驅動電感負載的ZVS動作。

[先前技術文件]

[專利文件]

[專利文件1]特開2007-26750號公報

[專利文件2]特開2004-146283號公報

[非專利文件]

[非專利文件1]電力電子電路，歐姆社，電氣學會半導體電力轉換系統調查專門委員會編，第8章，共振型轉換電路

[非專利文件2]電晶體技術，CQ出版社，2004年6月號，第228頁

專利文件1的技術中使用的反相器，為了降低切換損失，通常使用共振電流相位延遲模式，比驅動電壓上升時序更延遲反轉流入誘導加熱線圈的正弦波電流方向的零交叉時序。不過，為了調整施加給誘導加熱線圈的供給電力(有效電力)，矩形波電壓的脈衝幅縮短時，正弦波從負到正零交叉的零交叉時序比驅動電壓上升時序更提前，常以共振電流相位提前模式切換。因此，反相器(逆轉換裝置)在切換元件導通時，流入切換元件的電流加上轉流二極體的反恢復電流，具有增加切換損失的問題。

於是，本發明係用以解決此問題，目的在於不論脈衝幅為何，提供可以降低逆轉換裝置切換損失的誘導加熱裝置、誘導加熱方法以及其程式。

為了達成上述目的，本發明的誘導加熱裝置(100)包括鄰近配置的複數誘導加熱線圈(20)、串聯連接至各上述誘導加熱線圈的電容器(40)、施加從直流電壓轉換的高頻電壓至各上述誘導加熱線圈及上述電容的串聯電路的複數逆轉換裝置(30)、以及電壓幅控制上述高頻電壓的同時，控制上述複數逆轉換裝置使流至上述複數誘導加熱線圈的線圈電流相位一致化的控制電路；上述複數逆轉換裝置的特徵為各上述直流電壓是共通的。又，括弧內的數字為例示。

為了調整供給至各誘導加熱線圈的有效電力，不改變直流電壓，取代縮短輸出電力小的逆轉換裝置的矩形波電壓脈衝幅，降低共同施加至各逆轉換裝置的直流電壓，輸出電力大的逆轉換裝置的高頻電壓(矩形波電壓)脈衝幅增長。因此，由於各逆轉換裝置迴避共振電流相位提前模式，以共振電流相位延遲模式驅動，不論高頻電壓脈衝幅為何，切換損失都降低。又，線圈電流零交叉時，由於逆轉換裝置的輸出電壓穩定，降低電感負載產生的電湧電壓。又，可以提高驅動頻率，增加相位延遲，取代增長脈衝幅。

又，最好降低上述直流電壓，使上述複數逆轉換裝置轉換的高頻電壓的電壓幅最大值成為既定值以上。藉此，如既定值以上的電壓幅的大輸出逆轉換裝置，控制直流電壓，比施加至上述串聯電路的施加電壓的上升時序，更延遲流至上述串聯電路的電流從負到正零交叉的零交叉時序，以共振電流延遲相位模式動作。另一方面，電壓幅未達既定值的小輸出逆轉換裝置，以共振電流提前相位模式動作，但由於是小輸出，儲存損失、電湧電壓也變小，免除了電晶體的破壞。

上述轉換裝置具有各臂與電晶體(例如FET(場效電晶體)、IGBT(絕緣閘雙極電晶體))逆並聯連接的二極體，上述直流電壓由截波器電路或順轉換裝置產生。

又，最好再具備異常停止部，上述線圈電流由負到正零交叉後，上述高頻電壓上升時，停止上述逆轉換裝置。藉此，迴避切換損失產生的發熱或過電流產生的破壞。

又，上述複數誘導加熱線圈，靠近共同的發熱體，上述控制電路最好分別可變控制上述矩形波電壓脈衝幅，以均一化各上述誘導加熱線圈供給至上述發熱體的電磁能。

根據本發明，不論脈衝幅為何，逆轉換裝置的切換損失降低。又，切換時的電湧電壓也降低。

[第一實施例]

有關本發明的誘導加熱裝置的構成，使用第1圖及第2圖來說明。

第1圖中，誘導加熱裝置100的構成包括降壓截波器10、複數逆轉換裝置30、31,…,35、複數誘導加熱線圈20、21,…,25、以及控制電路15；各誘導加熱線圈20、21,…,25藉由產生高頻磁束，渦電流流入共同的發熱體(例如，碳石墨)(第2圖)，使此發熱體發熱。

又，控制誘導加熱裝置100，使全部的誘導加熱線圈20、21,…,25的電流相位以及頻率一致，以降低鄰接的誘導加熱線圈產生的相互誘導電壓影響。控制誘導加熱線圈20、21,…,25的電流相位一致，由於發生磁場不產生相位差，鄰接的誘導加熱線圈的邊界附近磁場不會減弱，誘導加熱電力產生的發熱密度不下降。結果，被加熱物的表面不會產生溫度不均。

又，逆轉換裝置30、31,…,35為了降低切換損失，提高驅動頻率，比誘導加熱線圈20、21,…,25的等效電感與串聯連接的電容器C的電容的共振頻率高，成為以共振電流相位延遲模式驅動。

其次，使用第2圖來說明有關加熱對象物。

第2圖係使用晶圓的熱處理的RTA(快速熱回火)裝置構成圖。RAT裝置具有埋設複數誘導加熱線圈20、21,…,25在凹部的耐熱板、設置在此耐熱板表面上的共同發熱體、逆轉換裝置(第1圖)、以及降壓截波器10構成的ZCIH反相器，構成以複數誘導加熱線圈20、21,…,25，將發熱體以複數區(例如6區)分割加熱。此RTA裝置的構成，產生誘導加熱線圈20、21,…,25的各高頻磁束，此高頻磁束，例如渦電流流入碳石墨形成的發熱體，根據此渦電流流入碳石墨的電阻成分，發熱體發熱。換言之，RTA裝置的構成用於產生誘導加熱線圈20、21,…,25的各高頻電磁能，藉由此電磁能，發熱體發熱，以此發熱體的輻射熱加熱被加熱物的玻璃基板、晶圓。又，半導體的熱處理中，此加熱在減壓空氣下進行。

又，只考慮鄰接的誘導加熱線圈20、21，則考慮第3(a)圖所示的共振電路。即，誘導加熱線圈20、21中存在等效電感La、Lb的誘導成分以及等效電阻值Ra、Rb的電阻成分，經由電容器C₁ 、C₂ ，施加電壓V₁ 、V₂ 。又，誘導加熱線圈20、21，由於相互鄰接，以相互誘導電感M(M1)結合。在此，等效電阻值Ra、Rb係以誘導加熱線圈20的高頻磁束流動渦電流的碳石墨的等效電阻值。

又，區域1的誘導加熱線圈20內流入的電流為I₁ ，絕緣電晶體Tr₀ 的輸出電壓為V₁ 、區域2的誘導加熱線圈21內流入的電流為I₂ ，以及絕緣電晶體Tr₁ 的輸出電壓為V₂ 。

其次，第3(b)圖係以1區的等效電路顯示第3(a)圖所示的共振電路。此等效電路的顯示是以電壓V₁ 與相互誘導電壓V₁₂ =j ω MI₂ 的向量和驅動電容C1、等效電感La1、La2、以及等效電阻值Ra的串聯電路的電路。在此，等效電感La具有La=La1+La2的關係。逆轉換裝置的驅動頻率f與共振頻率1/(2 π √(La1．C₁ ))一致的共振狀態下，顯示等效電感La2、等效電阻值Ra的串聯電路電壓V₁ 以及相互誘導電壓V₁₂ =j ω MI₂ 的向量和所驅動的電路。即，以第3(c)圖的向量圖顯示時，電晶體Tr₀ 的輸出電壓V₁ 為等效電感La2及等效電阻值Ra構成的向量電壓V₁₁ 、以及相互誘導電壓V₁₂ 的向量和，也成為電壓Ra．I1與電壓(V12+j ω La2． I1)的向量和。

又，第1圖中，鄰接的誘導加熱線圈20、21,…,25之間，雖以相互誘導電感M1、M2…M5結合，但為了降低此結合的影響，也常連接逆結合電感(-Mc)。此逆結合電感(-Mc)例如在電感在0.5μH(微亨利)以下，可以得到1轉或鐵心貫通產生的此電感。

降壓截波器10係DC/DC轉換器，具有電解電容器46、電容器47、IGBT(絕緣閘雙極電晶體)Q1、Q2、以及轉流二極體D1、D2、截波線圈CH，運作控制未圖示的商用電源產生的整流．平滑的直流高壓電Vmax成為既定的低壓直流電壓Vdc。此時，降壓截波器10輸出如逆轉換裝置30、31,…,35轉換的矩形波電壓(高頻電壓)的電壓幅最大值為既定值以上的低壓直流電壓Vdc。此既定值，藉由電壓幅在既定值以上大輸出的逆轉換裝置，設定流入誘導加熱線圈20、21,…,25的線圈電流的零交叉時序比驅動電壓的上升時序延遲，而藉由電壓幅在未達既定值的小輸出的逆轉換裝置，設定線圈電流的零交叉時序比驅動電壓的上升時序提前。此時小輸出的逆轉換裝置中雖發生儲存損失，但因為是小輸出，切換損失少且電湧電壓也小。

在此，電壓幅的既定值，例如設定成低壓直流電壓Vdc為直流高壓電Vmax的1/2的脈衝幅。又，降壓截波器10的最大輸出電壓，控制成95%運作，迴避瞬間的短路狀態。

降壓截波器10中，電解電容器46的正極與負極之間充電整流．平滑的直流高壓電Vmax，連接IGBTQ1的射極與IGBTQ2的集極，截波線圈CH的一端連接至此連接點P，另一端連接至電容器47的一端。又，電容器47的另一端，連接至IGBTQ1的集極以及電解電容器46的正極。又，電解電容器46的負極連接IGBTQ2的射極。

其次，說明降壓截波器10的動作。

控制電路15經由施加閘極矩形波電壓，交互導通．斷開控制IGBTQ1、Q2。首先，IGBTQ1斷開，IGBTQ2導通時，經由截波線圈CH，開始電容器47的充電。於是，其次，IGBTQ1導通，IGBTQ2斷開時，流入截波線圈CH的電流經由轉流二極體D1放電。藉由以既定的運作比重複此充放電，電容器47的兩端電壓收歛至由直流高壓電Vmax與運作比所決定的低壓直流電壓Vdc。

逆轉換裝置30、31,…,35，分別具有切換電容器47兩端的低壓直流電壓Vdc的複數反相器電路、絕緣電晶體Tr₀ 、Tr₁ …Tr₅ 、以及電容器40、41…45，從共通的低壓直流電壓Vdc產生矩形波電壓(高頻電壓)，係流動高頻電流的驅動電路。在此，絕緣電晶體Tr₀ 、Tr₁ …Tr₅ 的二次側連接誘導加熱線圈20、21…25以及電容器40、41…45的各串聯電路。反相器電路具有IGBTQ3、Q4、Q5、Q6、以及與Q3、Q4、Q5、Q6的各臂逆並聯連接的轉流二極體D3、D4、D5、D6，藉由在閘極施加矩形波電壓，產生相同頻率並控制為線圈電流同相位的矩形波電壓，並驅動絕緣電晶體Tr₀ 、Tr₁ …Tr₅ 的一次側。

絕緣電晶體Tr₀ 、Tr₁ …Tr₅ 係為了與誘導加熱線圈20、21…25及反相器電路互相絕緣而設置，誘導加熱線圈20、21…25之間互相絕緣。又，絕緣電晶體Tr₀ 、Tr₁ …Tr₅ 的一次側電壓與二次側電壓係同一波形，輸出矩形波電壓。又，一次側電流與二次側電流為同一波形。

電容器40、41…45，與誘導加熱線圈20、21…25共振，電容為C，等效電感為La1、Lb1…Le1時，反相器的驅動頻率f與共振頻率1/(2π√(La1‧C))、1/(2π√(Lb1‧C))…1/(2π√(Lc1‧C))大致上一致，絕緣電晶體Tr₀ 、Tr₁ …Tr₅ 的輸出，流過基本波電壓V₁ 、V₂ 、V₃ 、V₄ 、V₅ 除以等效電感La2、Lb2…Le2以及等效電阻值R0、R1…R5的串聯阻抗之值的正弦波電流。由於等效電感La2、Lb2…Le2及等效電阻值R0、R1…R5為誘導負載，正弦波電流比基本波電壓的相位延遲，基本波電壓的頻率愈高愈增加相位延遲。又，由於高頻波電流不為共振狀態，幾乎不流。

又，由於歪波電壓電流的有效電力Peff不流高頻波電流，基本波電壓為V1、基本波電流為I1、基本波電壓V1與基本波電流11的相位差為θ1時，顯示為Peff=V1‧I1‧cosθ1。

因此，歪波電壓，以矩形波電壓驅動LCR的串聯共振電路時的有效電力Peff，以基本波的有效電力顯示。

如第4圖所示，控制電路15具有脈衝幅控制部91、異常停止部92、相位差判斷部93、以及直流電壓控制部94，脈衝幅控制部91產生施加於逆轉換裝置30的IGBTQ3、Q4、Q5、Q6閘極的矩形波電壓，直流電壓控制部94產生輸入至降壓截波器10的IGBTQ1、Q2閘極的矩形波電壓。

相位差判斷部93使用VT(變壓器)，觀測逆轉換裝置30產生的矩形波電壓的波形，同時使用CT(變流器)，觀測線圈電流的波形，判斷是否是這些波形的相位延遲模式。即，如果線圈電流從負到正零交叉的零交叉時序比矩形波電壓的上升時序延遲的話，相位差判斷部93判斷為相位延遲模式，零交叉時序比上升時序提前的話，判斷為相位提前模式。於是，相位差判斷部93輸出判斷結果至脈衝幅控制部91、直流電壓控制部94以及後述的異常停止部92。

脈衝幅控制部91控制與矩形波電壓基本波的零交叉時序的相位差θ(第5圖)，使流入各誘導加熱線圈20、21…25的線圈電流相位(零交叉時序)一致，同時控制脈衝幅及頻率，使流入上述串聯電路的線圈電流的零交叉時序比矩形波電壓的上升時序延遲。此時，此脈衝幅控制矩形波電壓基本波的零交叉時序與矩形波電壓的上升時序間差量的控制角δ(第5圖)而可以改變。

使用第5圖的電壓電流波形圖，說明脈衝幅控制部91的動作。

第5圖係顯示矩形波電壓波形、其基本波基本波與線圈電流波形，縱軸係電壓‧電流，橫軸係相位(ωt)。電晶體Tr二次側的矩形波電壓波形50係以實線顯示的正負對稱的奇函數波形，而其基本波顯示為虛線的基本波電壓波形51。矩形波電壓波形50的最大振幅為±Vdc，對基本波電壓波形51的零交叉點，設定控制角δ的相位角。即，矩形波電壓波形50的上升時序及下降時序雙方與基本波電壓波形51的零交叉時序之間具有控制角δ的相位差。此時，基本波電壓波形51的振幅為4Vdc/π‧cosδ。

又，以虛線顯示的線圈電流波形52係比基本波電壓波形51的零交叉時序只延遲相位差θ的正弦波。不過，控制線圈電流波形52，使矩形波電壓波形50的控制角δ大，供給至誘導加熱線圈20、21…25的有效電力小時，零交叉時序往往比矩形波電壓波形50的上升時序提前。

又，脈衝幅控制部91一面使流入全部的誘導加熱線圈20、21…25的線圈電流的相位差θ一致，一面改變每一個誘導加熱線圈的線圈電流振幅。因此，脈衝幅控制部91，以基本波電壓波形51的零交叉時序為基準改變控制角δ，振幅控制基本波電壓。因此，脈衝幅控制部91，使用ACT(自動電流調節器)，改變控制角δ使線圈電流成為既定值。經由此控制，一面改變投入誘導加線圈的有效電力，一面減低鄰接的線圈電產生的相互誘導電壓的影響。

例如，對誘導加熱線圈20，施加最長脈衝幅的矩形波電壓，依據加熱量，對其他的誘導加熱線圈21、22…25，施加較短脈衝幅的矩形波電壓。即，對誘導加熱線圈20，輸入最大有效電力，對其他的誘導加熱線圈21、22…25，依據加熱量，輸入較少的有效電力。

此時，縮短矩形波電壓的脈衝幅時，線圈電流的零交叉時序往往成為比矩形波電壓的上升時序提前的共振電流相位提前模式。此時，可以增加驅動頻率更延遲線圈電流、降低直流電壓Vdc減少控制角δ。

又，此矩形波電壓係正負對稱的同一脈衝幅，為了使矩形波頻率相同，設定為對絕緣電晶體Tr的一次側施加的電壓瞬間值為零的低階區間前後。又，由於對絕緣電晶體Tr的一次側施加的電壓係設定為正負對稱的同一脈衝幅，防止了絕緣電晶體Tr的直流偏磁。

第6圖係共振電流相位延遲模式，100%運作時的波形圖，以及用以顯示電流流動的逆轉換裝置30的電路圖。第6(a)圖係控制角δ=0，即100%運作時的電壓電流波形圖，第6(b)圖係用以顯示電流流動的逆轉換裝置30的電路圖。

第6(a)圖中，符號v顯示100%運作的矩形波電壓波形，符號i顯示流入誘導加熱線圈的正弦波電流。相對於矩形波電壓波形v的上升時序，電流波形i的零交叉時序遲延。第6(b)圖中，逆轉換裝置30具有IGBTQ3(TRap)、Q4(TRan)、Q5(TRbp)、Q6(TRbn)、轉流二極體D3(DIap)、D4(DIan)、D5(DIbp)以及D6(DIbn)。

電晶體TRap、TRbp的集極與電晶體TRan、TRbn的射極之間施加低壓直流電壓Vdc。電晶體TRap的射極與電晶體TRan的集極連接，電晶體TRbp的射極與電晶體TRbn的集極連接。又，電晶體TRap的射極與電晶體TRan的集極之間的連接點，以及電晶體TRbp的射極與電晶體TRbn的集極之間的連接點間，連接等效電感La2的線圈、電容C的電容器、以及等效電阻值Ra的電阻器的串聯電路。此線圈、電阻器及電容器的串聯電路係從輸入側所見的電晶體Tr0、Tr1…的等效電路。

又，電晶體TRap、TRan、TRbp、TRbn的臂，集極與射極之間分別連接轉流二極體DIap、DIan、DIbp、及DIbn。

第6(a)圖中，在時刻ta1，電晶體TRap、TRbn為ON(導通)狀態，流過線圈電流i(ia1)。此時，線圈、電阻器及電容器的串聯電路成為誘導負載，正弦波電流的零交叉時序比矩形波電壓v的上升時序延遲。

在時刻ta2，電晶體TRap、TRbn遷移至OFF(斷開)狀態，電晶體TRan、TRbp遷移至ON(導通)狀態。因此，與線圈電流ia1同一方向的線圈電流i(ia2)流經二極體DIan、DIbp。此時，由於電晶體TRap、TRbn的兩端電壓沒變化，成為零伏特切換。

在時刻ta3，線圈電流ia2零交叉，線圈電流i的方向反轉。反轉的線圈電流i(ia3)流經電晶體TRan、TRbp，在時刻ta4=ta0，電晶體TRap、TRbn遷移至ON(導通)狀態，電晶體TRan、TRbp遷移至OFF(斷開)狀態。因此，與線圈電流ia3同一方向的線圈電流ia4流經二極體DIbn、DIap。在時刻ta1，線圈電流ia4零交叉，反轉電流ia1流經電晶體TRap、TRbn。由於線圈電流ia4零交叉的零電流切換，切換損失很少。

即，此時，時刻ta2的遷移，雖從電晶體TRbn的ON狀態遷移到OFF狀態，但二極體DIbn的施加電壓只有從零到逆偏壓電壓的變化，由於並不是從順偏壓狀態遷移至逆偏壓狀態，不會發生載子的儲存損失。又，時刻ta3的遷移也相同，雖然從二極體DIbp的順偏壓狀態遷移到電晶體TRbp的ON狀態產生的儲存電荷發生放電，但順偏壓電流成為零的零電流切換，不會發生載子的儲存損失。

第7圖係共振電流相位提前模式，未達100%運作時的波形圖。第7(a)圖係縮短電壓幅，未達100%運作時的電壓電流波形圖，以及第7(b)圖係顯示閘極電壓的時序圖。第8(a)、(b)圖係用以顯示電流流動的逆轉換裝置30的電路圖。第8(a)、(b)圖的電路圖，由於只不同於第6(b)圖的電流流動，省略構成的說明。第7(a)圖中，線圈電流i的零交叉時序係比矩形波電壓的上升時序提前的共振電流相位提前模式。矩形波電壓v在時刻tb1與時刻tb2之間係正值，而在時刻tb4與時刻tb5之間係負值。

即，參照第7(b)圖的時序圖，從時刻tb0到時刻tb1，只有電晶體TRbn為ON(導通)狀態，從時刻tb1到時刻tb2，電晶體TRap、TRbn為ON(導通)狀態，從時刻tb2到時刻tb4，電晶體TRan、TRbn為ON(導通)狀態，從時刻tb4到時刻tb5，電晶體TRan、TRbp為ON(導通)狀態，以及從時刻tb5到時刻tb6，電晶體TRan、TRbn為ON(導通)狀態。

即，藉由導通對角方向的電晶體TRap、TRbn或另一對角方向的電晶體TRbp、TRan，流過線圈電流i，在其他的期間，下臂的電晶體TRan、TRbn中任一為ON(導通)狀態，藉由其他電晶體為OFF(斷開)狀態，誘導加熱線圈20、21…25不是浮動狀態，而在非通電狀態。

更具體而言，從時刻tb1到時刻tb2，經由電晶體TRap、TRbn，流過線圈電流ib1，從時刻tb2到時刻tb3，經由二極體DIan及電晶體TRbn流過與線圈電流ib1同一方向的線圈電流ib2，線圈電流零交叉。從時刻tb3到時刻tb4，經由二極體DIbn及電晶體TRan，流過逆方向的線圈電流ib3。從時刻tb4到時刻tb5，經由電晶體TRan、TRbp流過線圈電流ib4。從時刻tb5到時刻tb6=tb0，經由二極體DIan以及電晶體TRbn，流過線圈電流ib6，線圈電流i零交叉。

線圈電流i零交叉的時刻tb3及時刻tb0=tb6，誘導加熱線圈20、21…25的兩端無電位變化，不發生電力損失。另一方面，在時刻tb4，電流順方向流入二極體DIbn後，由於電晶體TRbp遷移至ON狀態，二極體DIbn遷移至逆偏壓狀態。因此，二極體DIbn的儲存時間期間，流過逆偏壓電流，電晶體TRbp中發生回復損失(儲存損失)。同樣地，在時刻tb1，由於二極體Dian從順方向偏壓遷移至逆方向偏壓，電晶體TRap中發生儲存損失。不過，低電壓直流電壓Vdc低的話，儲存損失的影響很小。

第9圖係共振相位延遲模式，未達100%運作時的波形圖。第9(a)圖係電壓幅縮短時的電壓電流波形圖，虛線顯示矩形波電壓的基本波。此時電流波形i的零交叉時序比施加電壓v的上升時序延遲。即，雖不是100%運作，但是是矩形波電壓的脈衝幅寬的情況。第9(b)圖係顯示此時的閘極電壓時序圖。第10(a)、(b)圖係用以顯示電流流動的逆轉換裝置30的電路圖。第10(a)、(b)圖的電路圖，由於只不同於第6(b)圖的電流流動，省略構成的說明。

第9(a)圖中，從時刻tc1到時刻tc3，電晶體TRap、TRbn為導通狀態，從時刻tc3到時刻tc5，電晶體TRan、TRbn為導通狀態，從時刻tc5到時刻tc7，電晶體TRbp、TRan為導通狀態，從時刻tc7到時刻tc9的期間，電晶體TRan、TRbn為導通狀態。在此，從時刻tc3到時刻tc5以及從時刻tc7到時刻tc9的期間，由於下臂的電晶體TRan、TRbn為導通，誘導加熱線圈兩端電壓為零，不產生偏壓電壓。

利用第9圖及第10(a)(b)圖，說明動作。

從時刻tc1到時刻tc2，經由二極體DIbn及DIap，流過負的正弦波狀的線圈電流ic1，在時刻tc2，電流零交叉。從時刻tb2到時刻tb3的期間，經由電晶體TRap、TRbn，流過正的正弦波狀的線圈電流ic2。從時刻tc3到時刻tc5，經由二極體DIan以及電晶體TRbn，流過正的線圈電流ic3。從時刻tb5到時刻tb6，第10(b)圖中，經由二極體DIan以及DIbp，流過正的線圈電流ic4。於是，線圈電流在時刻tc6零交叉。從時刻tc6到時刻tc7，經由電晶體TRbp、TRan，流過負的線圈電流ic5。從時刻tc7到時刻tc1，經由二極體DIbn以及電晶體TRan，流過線圈電流ic6。

在此，在時刻tc1，由於電流只繼續流入二極體DIbn，成為不發生回復損失的零電壓切換。在時刻tc3的切換中，流入電晶體TRap的電流流入二極體DIan，由於只有二極體DIan從斷開狀態變成導通狀態，不產生回復電流。在時刻tc5的切換中，流入二極體DIan的電流不改變。在時刻tc7的切換中，由於只有二極體DIbn從斷開狀態變成導通狀態，不產生回復電流。又，在時刻tc2、tc6成為零電流切換，不產生回復損失。

因此，在任一切換中，二極體不會從導通狀態變成斷開狀態，不產生回復電流。

異常停止部92(第4圖)，利用相位差判斷部93的判斷結果，停止驅動各逆轉換裝置30、31、32、33、34、35。具體而言，異常停止部92，當輸入電壓的低壓直流電壓Vdc在既定值以上(例如，直流高壓電Vmax的50%以上)，驅動電壓波形的上升時序比線圈電流的零交叉時序提前時，作異常停止。藉由降低降壓截波器10的輸出電壓(低壓直流電壓Vdc)，過渡電壓降低，避免破壞IGBT。又，藉由提高矩形電壓的頻率，成為更感應的運轉，延遲線圈電流的零交叉時序，確保相位延遲狀態。

又，異常停止部92，當線圈電流在既定值以上(例如，最大電流值的20%以上)，相位提前模式時，也作異常停止。換言之，異常停止部92，在線圈電流未達既定值時，由於切換交叉很小，即使相位提前模式也不作異常停止。

(變形例)

本發明並不限定於上述的實施例，例如可以是以下種種的變形。

(1)上述實施例，雖使用IGBT作為逆轉換裝置的切換元件，但也可以使用FET、雙極電晶體等的電晶體。

(2)上述實施例，為了供給直流電力至逆轉換裝置，雖然使用降低來自直流電壓的電壓的降壓截波器10，但使用順變換裝置也可以從商用電源產生直流電壓。又，商用電源中，不只是單相電源，也可以使用三相電源。

(3)上述實施例中，對於對應全部誘導加熱線圈20、21…25的逆轉換裝置30、31…35，雖然供給共同的低壓直流電壓Vdc電力，但也可以追加必須最大加熱量的誘導加熱線圈以及對應此誘導加熱線圈的逆轉換裝置，並對追加的逆轉換裝置供給直流電壓Vmax的電力，且對逆轉換裝置30、31、32、…35供給低壓直流電壓Vdc電力。

10‧‧‧降壓截波器

15‧‧‧控制電路

20、21、22、23、24、25‧‧‧誘導加熱線圈

30、31、32、33、34、35‧‧‧逆轉換裝置

40、41、42、43、44、45‧‧‧電容器

46‧‧‧電解電容器

47‧‧‧電容器

50‧‧‧矩形波電壓波形

51‧‧‧基本波電壓波形

52‧‧‧線圈電流波形

91‧‧‧脈衝幅控制部

92‧‧‧異常停止部

93‧‧‧相位差判斷部

94‧‧‧直流電壓控制部

100‧‧‧誘導加熱裝置

CH‧‧‧截波線圈

C₁ 、C₂ ‧‧‧電容器

C1‧‧‧電容

C‧‧‧電容

D1、D2、D3(DIap)、D4(DIan)、D5(DIbp)以及D6(DIbn)‧‧‧轉流二極體

f‧‧‧驅動頻率

I1‧‧‧基本波電流

i‧‧‧線圈電流

I₁ ‧‧‧電流

I₂ ‧‧‧電流

i(ia1)‧‧‧線圈電流

i(ia2)‧‧‧線圈電流

ib1‧‧‧線圈電流

ib2‧‧‧線圈電流

ib3‧‧‧線圈電流

ib4‧‧‧線圈電流

ib6‧‧‧線圈電流

ic1‧‧‧線圈電流

ic4‧‧‧線圈電流

La1、Lb1…Le1‧‧‧等效電感

La2、Lb2…Le2‧‧‧等效電感

M、M1、M2、M3、M4、M5‧‧‧相互誘導電感

-Mc‧‧‧逆結合電感

Q1、Q2、Q3(TRap)、Q4(TRan)、Q5(TRbp)、Q6(TRbn)‧‧‧IGBT(絕緣閘雙極電晶體(切換元件))

R0、R1…R5‧‧‧等效電阻值

Ra、Rb‧‧‧等效電阻值

Tr0、Tr1、Tr2、Tr3、Tr4、Tr5‧‧‧絕緣電晶體

tb1、tb2、tc3、tc4、tc5、tc6‧‧‧時刻

Tr‧‧‧電晶體

Tr₀ 、Tr₁ …Tr₅ ‧‧‧絕緣電晶體

V₁ 、V₂ 、V₃ 、V₄ 、V₅ ‧‧‧基本波電壓

v‧‧‧矩形波電壓波形

Vdc‧‧‧低壓直流電壓

±Vdc‧‧‧最大振幅

V₁₂ ‧‧‧相互誘導電壓

Vmax‧‧‧直流高壓電

P‧‧‧連接點

Peff‧‧‧有效電力

Ra‧‧‧等效電阻值

θ 1‧‧‧相位差

θ‧‧‧相位差

δ‧‧‧控制角

[第1圖]係根據本發明第一實施例的誘導加熱裝置的電路構成圖；

[第2圖]係根據本發明第一實施例的誘導加熱裝置的加熱部剖面圖；

[第3圖]係誘導加熱線圈與電容器形成的共振電路及其等效電路顯示圖，(a)係誘導加熱線圈與電容器形成的共振電路的2區ZCIH(分區控制感應加熱)，(b)為1區的等效電路，以及(c)為向量圖；

[第4圖]係根據本發明第一實施例的誘導加熱裝置中使用的控制電路構成圖；[第5圖]用以說明使用Phase_Shift(相移)控制時的控制法的波形圖；[第6(a)、(b)圖]共振電流相位延遲模式，100%運作(DUTY)時的波形圖，以及顯示電流流動的逆轉換裝置的電路圖；[第7圖]共振電流相位提前模式，未達100%運作(DUTY)時的波形圖；[第8(a)、(b)圖]共振電流相位提前模式，顯示未達100%運作(DUTY)時電流流動的逆轉換裝置電路圖；[第9圖]共振電流相位延遲模式，未達100%運作(DUTY)時的波形圖；以及[第10(a)、(b)圖]共振電流相位延遲模式，顯示未達100%運作(DUTY)時電流流動的逆轉換裝置的電路圖。

10．．．降壓截波器

15．．．控制電路

20、21、22、23、24、25．．．誘導加熱線圈

30．．．逆轉換裝置

40、41、42、43、44、45．．．電容器

46．．．電解電容器

47．．．電容器

100．．．誘導加熱裝置

CH．．．截波線圈

Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6．．．IGBT(絕緣閘雙極電晶體(切換元件))

D1、D2、D3、D4、D5、D6．．．轉流二極體

M、M1、M2、M3、M4、M5．．．相互誘導電感

-Mc．．．逆結合電感

Tr₀ 、Tr₁ …Tr₅ ．．．絕緣電晶體

Vdc．．．低壓直流電壓

以及

Vmax．．．直流高壓電

Claims

一種誘導加熱裝置，包括：鄰近配置的複數誘導加熱線圈；電容器，串聯至各上述誘導加熱線圈；複數逆轉換裝置，施加從直流電壓轉換的矩形波電壓至各上述誘導加熱線圈及上述電容器的串聯電路；直流電壓產生電路，其由順轉換電路及截流電路中任何一者構成，該順轉換電路將商用電源整流及控制，將共通的該直流電壓施加於上述的複數逆轉換裝置，該截流電路從直流電源將共通的該直流電壓施加於上述的複數逆轉換裝置；以及控制電路，控制上述複數逆轉換裝置，電壓幅控制上述矩形波電壓，同時使流入上述複數誘導加熱線圈的線圈電流相位一致化，該控制電路，使得在上述複數逆轉換裝置中進行最大輸出的逆轉換裝置的該矩形波電壓脈衝幅增長，並且降低該直流電壓使得來自最大輸出逆轉換裝置的線圈電流為設定值，藉此，控制頻率以使來自最大輸出逆轉換裝置的該線圈電流由負到正零交叉的零交叉時序延遲為晚於該矩形波電壓的上升時序，並且，各逆轉換裝置藉由電壓幅控制而將各線圈電流控制在設定值。
如申請專利範圍第1項所述的誘導加熱裝置，更包括：異常停止部，上述線圈電流由負到正零交叉後，上述矩形波電壓上升時，停止上述逆轉換裝置。
如申請專利範圍第1項所述的誘導加熱裝置，其中上述複數誘導加熱線圈，靠近共同的發熱體；以及上述控制電路分別可變控制矩形波電壓脈衝幅，以均一化各上述誘導加熱線圈供給至上述發熱體的電磁能。
一種誘導加熱裝置的控制方法，其係實施於誘導加熱裝置上，該誘導加熱裝置包括：鄰近配置的複數誘導加熱線圈；電容器，串聯至各上述誘導加熱線圈；複數逆轉換裝置，施加從直流電壓轉換的矩形波電壓至各上述誘導加熱線圈及上述電容器的串聯電路；直流電壓產生電路，其由順轉換電路及截流電路中任何一者構成，該順轉換電路將商用電源整流及控制，將共通的該直流電壓施加於上述的複數逆轉換裝置，該截流電路從直流電源將共通的該直流電壓施加於上述的複數逆轉換裝置；以及電壓幅控制上述矩形波電壓的控制電路；該方法包括：上述控制電路使得在上述複數逆轉換裝置中進行最大輸出的逆轉換裝置的該矩形波電壓脈衝幅增長，並且降低該直流電壓使得來自最大輸出逆轉換裝置的線圈電流為設定值，藉此，控制頻率以使來自最大輸出逆轉換裝置的該線圈電流由負到正零交叉的零交叉時序延遲為晚於該矩形波電壓的上升時序，並且，各逆轉換裝置藉由電壓幅控制而將各線圈電流控制在設定值的步驟。
一種程式產品，其係實施於誘導加熱裝置上，該誘導加熱裝置包括：鄰近配置的複數誘導加熱線圈；電容器，串聯至各上述誘導加熱線圈；複數逆轉換裝置，施加從直流電壓轉換的矩形波電壓至各上述誘導加熱線圈及上述電容器的串聯電路；直流電壓產生電路，其由順轉換電路及截流電路中任何一者構成，該順轉換電路將商用電源整流及控制，將共通的該直流電壓施加於上述的複數逆轉換裝置，該截流電路從直流電源將共通的該直流電壓施加於上述的複數逆轉換裝置；以及電壓幅控制上述矩形波電壓的控制電路，使得該控制電路的電腦執行後述步驟：使得在上述複數逆轉換裝置中進行最大輸出的逆轉換裝置的該矩形波電壓脈衝幅增長，並且降低該直流電壓使得來自最大輸出逆轉換裝置的線圈電流為設定值，藉此，控制頻率以使來自最大輸出逆轉換裝置的該線圈電流由負到正零交叉的零交叉時序延遲為晚於該矩形波電壓的上升時序，並且，各逆轉換裝置藉由電壓幅控制而將各線圈電流控制在設定值的步驟。