JP2008243546A

JP2008243546A - 誘導加熱装置

Info

Publication number: JP2008243546A
Application number: JP2007081360A
Authority: JP
Inventors: Naoki Uchida; 直喜内田; Taiji Yabe; 泰司矢部; Keiji Kawanaka; 啓二川中; Hideki Katayama; 秀樹片山
Original assignee: Mitsui Engineering and Shipbuilding Co Ltd
Current assignee: Mitsui Engineering and Shipbuilding Co Ltd
Priority date: 2007-03-27
Filing date: 2007-03-27
Publication date: 2008-10-09

Abstract

【課題】低コストでコンパクトとしつつ、相互誘導の影響を抑制して高精度に被加熱物の温度分布制御を行うことができる誘導加熱装置を提供する。
【解決手段】近接配置した複数の誘導加熱コイルと、各誘導加熱コイルに対応させたインバータと、前記誘導加熱コイルへの供給電圧と電源電圧との絶縁を図るトランスとを有し、前記各誘導加熱コイルに供給する電力および電流位相を制御する誘導加熱装置であって、前記インバータをハーフブリッジ型とし、前記トランスの二次側に前記インバータを配置したことを特徴とする。
【選択図】図１

Description

本発明は、誘導加熱装置に係り、特に工業用に使用され、加熱コイルに対する負荷電力を大きなものとした誘導加熱装置に好適な技術に関する。

従来より、近接配置した複数の誘導加熱コイルを有する加熱装置では、各誘導加熱コイル間に生ずる相互誘導の影響を受け、高精度な加熱制御が困難となることが問題視されてきた。このような問題を解決するための１つの方法として、各誘導加熱コイルに対応させて設けられたインバータを、交互に運転することにより各誘導加熱コイル間における相互誘導の影響を回避するという技術が、特許文献１に開示されている。
特開２００７−５１５１号公報

上記特許文献１に開示されているような技術では、一方のインバータを運転している際には他方のインバータが休止しているため、個々のインバータにおける電力制御自体の精度は向上すると考えられる。しかし、このような制御形態では休止している箇所に位置する被加熱物の温度は低下するため、被加熱物の温度分布の精度を向上させるという点では問題が残る。また、上記のような構成の誘導加熱装置では、インバータからの出力電圧と誘導加熱コイルの端子間電圧との電圧差が過大なものとなっていたため、インバータの出力側と誘導加熱コイルとの間に、電流電圧のマッチングを図るための高周波トランスを介在させる必要があった。また、各誘導加熱コイルに設けられる高周波トランスは、誘導加熱装置の設置スペースの縮小を阻害していた。

よって本発明では、低コストでコンパクトとしつつ、相互誘導の影響を抑制して高精度に被加熱物の温度分布制御を行うことができる誘導加熱装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するための本発明に係る誘導加熱装置は、近接配置した複数の誘導加熱コイルと、各誘導加熱コイルに対応させたインバータと、前記誘導加熱コイルへの供給電圧と電源電圧との絶縁を図るトランスとを有し、前記各誘導加熱コイルに供給する電力および電流位相を制御する誘導加熱装置であって、前記インバータをハーフブリッジ型とし、前記トランスの二次側に前記インバータを配置し、前記各インバータには各誘導加熱コイルへの出力電流の位相を同期させるための駆動信号を出力する制御ユニットを接続したことを特徴とする。

また、上記のような構成の誘導加熱装置では、前記インバータの前段に、電力制御手段を設けるようにすると良い。

また、上記のような構成の誘導加熱装置では、前記インバータはスイッチング素子のオン・オフ制御により電流の通流率を変化させる構成とし、前記制御ユニットは前記スイッチング素子に対し、パルス幅制御による電流値調整を行うための駆動信号を供給する構成とすると良い。

さらに、上記のような構成の誘導加熱装置では、前記インバータはスイッチング素子のオン・オフ制御により電流の通流率を変化させる構成とし、前記スイッチング素子に対する駆動信号の出力タイミングを変化させ、前記インバータからの出力電流の瞬時周波数を変化させる制御ユニットを備えるようにしても良い。

上記のような構成を有する誘導加熱装置によれば、低コストでコンパクトとしつつ、相互誘導の影響を抑制して高精度に被加熱物の温度分布制御を行うことができる。

以下、本発明の誘導加熱装置に係る実施の形態について、図面を参照しつつ詳細に説明する。
まず、図１を参照して本発明の誘導加熱装置に係る第１の実施形態について説明する。本実施形態に係る誘導加熱装置１０は、単一もしくは分割された（図１においては単一）間接加熱源９０を加熱するための複数（図１においては説明を簡単にするために２つ）の加熱ユニットと、前記加熱ユニットのそれぞれに対応して設けられ、各加熱ユニットの駆動を制御する制御ユニット７０とにより構成される。

前記加熱ユニットは、電源部と、この電源部から電力の供給を受ける負荷コイル部８０とに大別することができる。本実施形態における電源部は、三相交流電源２０と、変圧部（トランス）３０、純変換部（コンバータ）４０、電力制御手段（チョッパ回路）５０、および逆変換部（インバータ）６０とより構成される。

前記三相交流電源２０は、誘導加熱装置１０全体に電力を供給する主電源の役割を担う。また、前記トランス３０は、主電源である三相交流電源２０から供給される電流電圧の調整と共に、三相交流電源２０とコンバータ４０との間での絶縁を図る電源トランスとしての役割を担う。また、前記コンバータ４０は、詳細は図示しないが、サイリスタによってブリッジ回路を形成した整流回路であり、前記トランス３０の２次側に接続されることで、前記トランス３０を介して変圧等された交流電流を直流電流へと変換する。なお、コンバータ４０の後段には、平滑コンデンサ４２とインダクタンス（チョークコイル）４４から成るフィルタが配置されている。また、前記チョッパ回路５０は、ダイオード５２、及びトランジスタとダイオードの逆変換接続によって形成されたチョップ部５４とから構成される定電流制御（Automatic Current Regulator）回路であり、前記コンバータ４０の出力側に接続されることで、前記インバータ６０に供給する直流電流の安定化を図る。チョッパ回路５０での電流調整は、前記チョップ部５４のオン・オフ制御によりチョッパ回路５０の通流率を変化させ、チョッパ回路５０の出力側に設けたインバータ６０に供給する電流値が指令値となるように制御することにより成される。また、前記インバータ６０は、ハーフブリッジ型の直列共振インバータであり、詳細を後述する負荷コイル部８０を介して構成されるアームには、スイッチング素子６４ａ，６４ｂと電解コンデンサ６２ａ，６２ｂとを対として設け、交流電流が通過する負荷コイル部８０を構成する経路には共振コンデンサ６６を配置している。このような構成のインバータ６０を前記チョッパ回路５０の出力側に接続されることで、後述する負荷コイル部８０に対して、電流位相を同期制御した交流電流を供給することができる。

ここで、各インバータ６０，６０からの出力電流の同期制御は、出力電流の周波数を瞬時的に増減させることで電流の位相を進め、または遅延させる。例えば、あるインバータ６０からの出力電流の位相を進めたい場合には、当該インバータ６０からの出力電流の周波数を瞬時的に上昇させれば良い。一方、あるインバータ６０からの出力電流の位相を遅らせたい場合には、当該インバータ６０からの出力電流の周波数を瞬時的に低下させれば良いのである。

前記インバータ６０の動作原理は、次のようなものである。本実施形態のインバータ６０は、スイッチング素子６４ａ，６４ｂにゲートパルスが入力されることにより動作する。そして、図２に示すように、スイッチング素子６４ａにゲートパルスが入力されると、出力電流は、ａ１〜ａ３の経路に沿って流れることとなる。一方、スイッチング素子６４ｂにゲートパルスが入力されると、出力電流はｂ１〜ｂ３の経路に沿って流れることとなる。なお、スイッチング素子６４ａ，６４ｂとしてはＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）、ＳＩＴ（Static Induction Transistor）等を採用することができる。

ここで、本実施形態の誘導加熱装置１０では、設置スペースの縮小、設備コストの削減を目的として、三相交流電源２０とコンバータ４０、およびこれらの間に配置されるトランス３０とを共通化し、後段に接続された各回路部を加熱ユニットとして並列接続する構成を採っている。

また、前記負荷コイル部８０は、加熱コイルである誘導加熱コイル８２を有することを基本とする。この誘導加熱コイル８２に対して所定の高周波電流が供給されることにより間接加熱源９０を加熱することが可能となるからである。また、負荷コイル部８０には、前記誘導加熱コイル８２と直列に変流器８４が設けられている。当該変流器８４により負荷コイル部８０内を流れる電流を検出し、検出された電流値およびその位相に基づいてインバータ６０からの出力電流の調整および同期制御を行うためである。

前記制御ユニット７０は、電力制御部７２と、電力設定器７４、駆動制御部７６、及び位相検出器７８とより構成される。前記電力制御部７２には、前記電力設定器７４からの出力信号が入力される。電力制御部７２では、前記電力設定器７４からの出力信号である設定電力に基づいてチョッパ回路５０のチョップ部５４のオン・オフ制御信号となるゲートパルスの長さを調整し、調整後のゲートパルスを前記チョッパ回路（チョップ部）５０へ出力する。これにより、設定電圧に対する電流値が設定される。なお、電力設定器７４に与えられる設定電力は、予め定めることができる。

前記駆動制御部７６には、入力側に接続された位相検出器７８の出力信号が入力される。前記位相検出器７８には、前記変流器８４からの出力信号が入力される。位相検出器７８は、変流器８４によって検出されたインバータ６０の出力電流のゼロクロスを検出し、このゼロクロスに基づいて位相差を求める。位相差の算出方法は種々選択することができ、例えば予め定められた基準信号のゼロクロスと検出されたインバータからの出力電流のゼロクロスとの位相差を求める場合や、予め定めたインバータからの出力電流のゼロクロスと他のインバータからの出力電流のゼロクロスとの位相差を求める場合、および複数のインバータからの出力電流のゼロクロスの平均値と各インバータからの出力電流のゼロクロスとの位相差を求める場合等を挙げることができる。そして、位相検出器７８によって求められた位相差情報は、駆動制御部７６へと出力される。

駆動制御部７６は、前記位相検出器７８によって与えられた位相差情報に基づき、インバータ６０を構成しているスイッチング素子６４ａ，６４ｂに対して予め定められた周波数タイミングで与えられているゲートパルス（駆動信号）の出力タイミングを調整することで瞬時的に出力電流の周波数を変化させ、前記位相検出器７８によって検出される位相差がゼロとなるように制御を行う。当該制御は、位相差情報に基づいてゲートパルスの調整値を算出して行っても良いし、フィードバック制御によって行っても良い。

このように、各負荷コイル部８０に供給する電流を同期制御することによれば、近接させて配置した複数の誘導加熱コイル８２，８２間に生ずる相互誘導の影響を抑制して、各負荷コイル部８０に供給する電流の制御を行うことが可能となる。よって、誘導加熱コイル８２により加熱する間接加熱源９０の加熱制御を高い精度で実施することが可能となる。

以下、上記誘導加熱装置１０において、従来、インバータと誘導加熱コイルとの間に配置する必要があった高周波トランスを排除することができた理由について説明する。なお、高周波トランスは、インバータの出力電圧Ｖ_ＩＶと、誘導加熱コイルの端子間電圧Ｖ_Ｌとの間のマッチングを図るために必要とされていた。このことについて共振先鋭度Ｑをもちいて説明する。ＱをＶ_ＩＶとＶ_Ｌを用いて表すと、数式１のように示すことができる。

ここで、Ｖ_ＩＶを電流ｉと抵抗Ｒとを用いて示すと、

と示すことができる。これに対して、Ｖ_Ｌについて電流ｉを用いて示す場合、ｉに乗算されるのは誘導加熱コイル（インダクタンスＬ）についてのリアクタンス成分であるＸ_Ｌとなるため、

と示すことができる。ここで、ＲＬＣ直列回路におけるリアクタンス成分Ｘについては、

と示すことができるため、数式３は数式５のように変換することができる。

つまり、共振先鋭度Ｑは、周波数に依存して遷移するのである。そして、数式１は次のように変換することができることより、共振先鋭度Ｑが向上した場合にはインバータからの出力電圧Ｖ_ＩＶと誘導加熱コイルの端子間電圧Ｖ_Ｌとの間の電圧の差が大きくなるということができる。

例えば、従来の誘導加熱装置では、インバータへの入力電流の電圧が２２０Ｖであった場合、インバータからの出力電圧Ｖ_ＩＶも２２０Ｖとなる。この場合において、共振先鋭度Ｑが１０となったとすると、誘導加熱コイルの端子間電圧Ｖ_Ｌは２２００Ｖにも達することとなる。このように、Ｖ_ＩＶとＶ_Ｌとの間に２０００Ｖ近い電圧差が生じ、このような高電圧の電流がインバータ側に流れ込んだ場合、インバータの耐電圧性を向上させた場合であっても不具合は生じてしまうこととなる。このため、Ｖ_ＩＶとＶ_Ｌとの間での電圧のマッチングを行うために、インバータと誘導加熱コイルとの間に高周波トランスを配置していたのである。

これに対し、本実施形態に係る誘導加熱装置１０では、インバータ６０を図１に示すハーフブリッジ型としていることより、スイッチング素子６４ａ，６４ｂの作動により電解コンデンサから流れ込む直流入力電圧はチョッパ回路５０からの出力電圧の半分となる（電解コンデンサ６２ａ，６２ｂは同じ容量のものとする）。すなわち、チョッパ回路５０からの出力電圧を２２０Ｖとした場合におけるＶ_ＩＶは１１０Ｖとなるのである。そうすると、共振先鋭度Ｑが１０である場合における誘導加熱コイル８２の端子間電圧Ｖ_Ｌは、１１００Ｖとなる。この場合、Ｖ_ＩＶとＶ_Ｌとの間の電圧差は１０００Ｖ以下となり、インバータ６０に接続された誘導加熱装置１０を構成する各要素に対しても耐電圧性を持たせることが可能となり、マッチングのために必要とされていた高周波トランスを排除することができるのである。つまり、インバータ６０からの出力電力を抑えることにより、共振先鋭度Ｑが高い場合であっても誘導加熱コイル８２の端子間電圧が、インバータ６０の耐電圧性を超えることがなくなったため、インバータ６０と誘導加熱コイル８２との間での電流電圧のマッチングが不要となったのである。

一方で、商用電源としての三相交流電源２０とコンバータ４０との間には電流電圧のマッチングが必要となる。商用電源の耐電圧性は定格として定められているため、定格電圧以上の電圧の電流が流れ込んだ場合には損傷する虞が生ずるからである。ここで、三相交流電源２０とコンバータ４０との間での電流電圧のマッチングを行うために配置されるトランス３０は、高周波トランスである必要性が無い。このため材料費等を抑えることができ、高周波トランスに比べて安価に製造することができる。また、従来の誘導加熱装置の場合、各インバータ毎に高周波トランスが必要とされたため、さらにコスト面で不利になっていた。また、トランスは、他の構成要素と比べて非常に大きな体積を占有することから、これらの数を減らすことができることによる設置スペース面の縮小効果は大きい。

このように、インバータ６０をハーフブリッジ型としたことにより、従来、各インバータ６０と各誘導加熱コイル８２との間に必要とされていた高周波トランスを排除し、三相交流電源２０とコンバータ４０との間に一つのトランス３０を配置するという構成を採ることが可能となった。このため、誘導加熱装置１０の製造コストおよび設置スペースを大幅に削減することが可能となった。

なお、上記説明では、チョッパ回路５０は、定電流制御回路として作用させることで出力電力の調整を行う旨記載した。しかしながらチョッパ回路５０は、制御対象を電圧とし、出力電流の電圧調整を行うことで、出力電力を制御するものであっても良い。すなわち、チョッパ回路５０は、電力制御手段として、電流制御、あるいは電圧制御の作用を担うこととなる。

次に、本発明の誘導加熱装置に係る第２の実施形態について図３を参照して説明する。本実施形態に係る誘導加熱装置の基本的構成は、上述した第１の実施形態に係る誘導加熱装置と同様である。よって、その構成を同様とする箇所には図面に１００を足した符号を付してその詳細な説明は省略することとする。

本実施形態に係る誘導加熱装置１１０では、上記実施形態において定電流制御を行う役割を果たしていたチョッパ回路５０を排除し、インバータ１６０によりＡＣＲと電流位相の同期制御を行う構成としたことを特徴とする。このような構成とすることにより、各加熱ユニットからチョッパ回路５０を排除することができ、設置スペース、製造コストともにさらに抑制することが可能となった。

ここで、インバータ１６０による定電流制御について説明する。インバータ１６０による電流制御は、いわゆるパルス幅制御により行えば良い。その１つとしては、一般的なパルス幅変調ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御を挙げることができる。ＰＷＭ制御によるＡＣＲとは、制御目標とする電流の周波数および指令値を予め定め、この指令値が形成する正弦波形の信号波と０Ｖを示すラインとによって囲まれる範囲の面積と、インバータ１６０のスイッチング素子１６４ａ，１６４ｂのオン・オフによって出力される方形波の面積とが近似するようにすなわち等価正弦波となるように、スイッチング素子に対するゲートパルスの出力タイミングを調整するのである（図４参照）。また、ＰＷＭ制御に替えてφシフタによる制御を行っても良い。

次に、上記それぞれの実施形態に係るインバータにおける他の構成について、図５を参照して説明する。図５に示すインバータ２６０もハーフブリッジ型のインバータである。上記実施形態に示したインバータと異なる点は、直流入力電圧を供給する電解コンデンサを１つ（電解コンデンサ２６２）とし、アームに配された各スイッチング素子２６４ａ，２６４ｂに対応させて共振コンデンサ２６６ａ，２６６ｂを設けた点にある。

このような構成のインバータ２６０を採用した場合であっても、負荷コイル部８０，（１８０）に対する出力電流の電圧は、インバータ２６０に対する入力電流の電圧の半分とすることができる。

第１の実施形態に係る誘導加熱装置の構成を示す図である。インバータの駆動形態と電流の流れを説明する図である。第２の実施形態に係る誘導加熱装置の構成を示す図である。ＰＷＭ制御による電流制御の例を示す図である。本発明に係る誘導加熱装置に採用可能なインバータの他の例を示す図である。

符号の説明

１０………誘導加熱装置、２０………三相交流電源、３０………トランス、４０………コンバータ、５０………チョッパ回路、６０………インバータ、６２ａ，６２ｂ………電解コンデンサ、６４ａ，６４ｂ………スイッチング素子、６６………共振コンデンサ、７０………制御ユニット、８０………負荷コイル部、８２………誘導加熱コイル、９０………間接加熱源。

Claims

近接配置した複数の誘導加熱コイルと、各誘導加熱コイルに対応させたインバータと、前記誘導加熱コイルへの供給電圧と電源電圧との絶縁を図るトランスとを有し、前記各誘導加熱コイルに供給する電力および電流位相を制御する誘導加熱装置であって、
前記インバータをハーフブリッジ型とし、
前記トランスの二次側に前記インバータを配置し、
前記各インバータには各誘導加熱コイルへの出力電流の位相を同期させるための駆動信号を出力する制御ユニットを接続したことを特徴とする誘導加熱装置。
前記インバータの前段に、電力制御手段を設けたことを特徴とする請求項１に記載の誘導加熱装置。
前記インバータはスイッチング素子のオン・オフ制御により電流の通流率を変化させる構成とし、前記制御ユニットは前記スイッチング素子に対し、パルス幅制御による電流値調整を行うための駆動信号を供給する構成としたことを特徴とする請求項１に記載の誘導加熱装置。
前記インバータはスイッチング素子のオン・オフ制御により電流の通流率を変化させる構成とし、前記スイッチング素子に対する駆動信号の出力タイミングを変化させ、前記インバータからの出力電流の瞬時周波数を変化させる制御ユニットを備えたことを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１に記載の誘導加熱装置。