JP6356416B2 - インバータ回路の制御回路、この制御回路を備えたインバータ装置、このインバータ装置を備えた誘導加熱装置、および、制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、単相フルブリッジ型のインバータ回路の２つのアームのスイッチング素子にそれぞれ駆動信号を入力することで制御を行う制御回路、この制御回路を備えたインバータ装置、このインバータ装置を備えた誘導加熱装置、および、制御方法に関する。

電磁誘導を利用して加熱を行う誘導加熱装置が開発されている。誘導加熱装置は、インバータ装置を利用して高周波電流を加熱用コイルに供給し、磁界を変化させる。そして、この磁界に配置された金属製の加熱対象物に、渦電流を発生させる。加熱対象物には、渦電流が流れることで電気抵抗によるジュール熱が発生し、自己発熱によって加熱対象物は加熱される。

インバータ装置がその出力電流の位相が出力電圧の位相より進んだ状態（以下では、「進み位相」とする）で動作すると、急峻な逆回復電流が流れて、ＥＭＩノイズが発生したり、インバータ回路のスイッチング素子が故障する懸念がある。したがって、インバータ装置では、出力電流と出力電圧との位相差を検出して、進み位相にならないよう制御する技術が一般的によく知られている（例えば、特許文献１参照）。出力電流と出力電圧との位相差を検出する方法としては、出力電圧信号のゼロクロス点と出力電流信号のゼロクロス点との時間差を位相差に変換する方法などが知られている（例えば、特許文献２参照）。なお、出力電圧の位相には、駆動信号の位相が用いられる。

また、インバータ装置の制御において、インバータ装置の各スイッチング素子に入力する駆動信号の位相差を変化させることで出力の制御を行うフェーズシフト制御が開発されている。例えば、特許文献３に、フェーズシフト制御を行うインバータ装置を備えた誘導加熱装置が記載されている。当該誘導加熱装置は、一方のアームのスイッチング素子に出力する駆動信号の位相を、他方のアームのスイッチング素子に出力する駆動信号の位相より遅らせるが、この位相差を変化させることで、出力の制御を行う。

特許第４０８４６１５号 特開２００７‐１５７３４５号公報 特開２００９‐２５９８５１号公報 特開２００４‐７４２５８号公報

フェーズシフト制御を行うインバータ装置において、出力電流と出力電圧との位相差を検出する場合、問題が生じる。すなわち、フェーズシフト制御の場合、一方のアームのスイッチング素子に出力する駆動信号と他方のアームのスイッチング素子に出力する駆動信号とでは位相が異なり、その位相差が変化するので、どちらの駆動信号の位相を出力電圧の位相の基準とするかが問題になる。例えば、一方の駆動信号の位相と出力電流の位相との位相差を検出して、これが進み位相にならないように制御した場合でも、出力電流の位相が他方の駆動信号の位相より進んでしまう場合がある。

また、特許文献４に記載のインバータ装置では、一方の駆動信号の位相が、他方の駆動信号の位相より進んだ状態と遅れた状態とを切り替えている。したがって、一方の駆動信号の位相が他方の駆動信号の位相より進んだ状態で、出力電流が一方の駆動信号に対して進み位相にならないように制御することで出力電流が他方の駆動信号に対しても進み位相にならないようになっていた場合でも、一方の駆動信号の位相を他方の駆動信号の位相より遅れた状態に切り替えた場合には、出力電流の位相が他方の駆動信号の位相より進んでしまう場合がある。

本発明は上記した事情のもとで考え出されたものであって、インバータ装置において、進み位相にならないように制御を行う、インバータ回路の制御回路を提供することをその目的としている。

上記課題を解決するため、本発明では、次の技術的手段を講じている。

本発明の第１の側面によって提供される制御回路は、インバータ回路に駆動信号を入力して、前記インバータ回路を制御する制御回路であって、前記インバータ回路の一方のアームに配置されているスイッチング素子に入力する第１駆動信号を生成する第１駆動信号生成手段と、前記インバータ回路の他方のアームに配置されているスイッチング素子に入力する第２駆動信号を生成する第２駆動信号生成手段と、前記インバータ回路の出力電流信号の位相と前記第１駆動信号の位相との差である第１電圧電流位相差と、前記出力電流信号の反転信号の位相と前記第２駆動信号の位相との差である第２電圧電流位相差とのうち、小さい方を検出する位相差検出手段を備えていることを特徴とする。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記位相差検出手段によって検出された小さい方の電圧電流位相差が所定の位相差より小さくならないように、前記第１駆動信号の位相と前記第２駆動信号の位相との差である位相差を変化させることで、前記インバータ回路の出力を制御する。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記位相差検出手段によって検出された小さい方の電圧電流位相差が所定の位相差より小さくならないように、前記第１駆動信号および前記第２駆動信号の周波数を変化させることで、前記インバータ回路の出力を制御する。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記第１駆動信号の位相が前記第２駆動信号の位相より進んだ状態と、前記第１駆動信号の位相が前記第２駆動信号の位相より遅れた状態とを切り替える切替手段をさらに備えている。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記位相差検出手段は、前記出力電流信号の二値化信号と前記第１駆動信号との論理積を平滑化して、前記第１電圧電流位相差に対応する信号を生成し、前記二値化信号の反転信号と前記第２駆動信号との論理積を平滑化して、前記第２電圧電流位相差に対応する信号を生成し、前記第１電圧電流位相差に対応する信号と前記第２電圧電流位相差に対応する信号のうち大きい方の信号を、小さい方の電圧電流位相差に対応する信号として出力する。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記位相差検出手段は、前記第１駆動信号が前記第２駆動信号より位相が進んでいる場合、前記出力電流信号の二値化信号と、前記第１駆動信号との論理積を平滑化した信号を、小さい方の電圧電流位相差に対応する信号として出力し、前記第２駆動信号が前記第１駆動信号より位相が進んでいる場合、前記出力電流信号の二値化信号の反転信号と、前記第２駆動信号との論理積を平滑化した信号を、小さい方の電圧電流位相差に対応する信号として出力する。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記位相差検出手段は、前記第１駆動信号の立ち上がりゼロクロスから前記出力電流信号の負から正へのゼロクロスまでの時間差を前記第１電圧電流位相差に対応する信号として生成し、前記第２駆動信号の立ち上がりゼロクロスから前記出力電流信号の負から正へのゼロクロスまでの時間差を前記第２電圧電流位相差に対応する信号として生成し、前記第１電圧電流位相差に対応する信号と前記第２電圧電流位相差に対応する信号のうち小さい方の信号を、小さい方の電圧電流位相差に対応する信号として出力する。

本発明の第２の側面によって提供されるインバータ装置は、インバータ回路と、本発明の第１の側面によって提供される制御回路とを備えていることを特徴とする。

本発明の第３の側面によって提供される誘導加熱装置は、直流電源と、本発明の第２の側面によって提供されるインバータ装置と、前記インバータ装置から入力される交流電流によって磁界を発生させるコイルとを備えていることを特徴とする。

本発明の第４の側面によって提供される制御方法は、インバータ回路を制御する制御方法であって、前記インバータ回路の一方のアームに配置されているスイッチング素子に入力する第１駆動信号を生成する第１の工程と、他方のアームに配置されているスイッチング素子に入力する第２駆動信号を生成する第２の工程と、生成された第１駆動信号および第２駆動信号をそれぞれ対応するスイッチング素子に入力する第３の工程と、前記インバータ回路の出力電流信号の位相と前記第１駆動信号の位相との差である第１電圧電流位相差と、前記出力電流信号の反転信号の位相と前記第２駆動信号の位相との差である第２電圧電流位相差とのうち、小さい方を検出する第４の工程とを備え、前記第４の工程で検出された小さい方の電圧電流位相差が所定の位相差より小さくならないように、前記第１駆動信号の位相と前記第２駆動信号の位相との差である位相差を変化させることを特徴とする。

本発明によると、位相差検出手段は、第１電圧電流位相差と第２電圧電流位相差とのうち、小さい方の電圧電流位相差を検出する。位相差検出手段が検出した小さい方の電圧電流位相差が所定の位相差より小さくならないようにすれば、大きい方の電圧電流位相差も所定の位相差より小さくならない。したがって、どちらも進み位相にならないように制御することができる。

本発明のその他の特徴および利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。

第１実施形態に係る誘導加熱装置の全体構成を説明するための図である。 フェーズシフト制御を行うインバータ装置の駆動信号の波形を示す図である。 第１実施形態に係る位相差検出部の内部構成を説明するための図である。 第１実施形態に係る位相差検出部の入出力信号を説明するための波形図である。 第１実施形態に係る位相差検出部の他の実施例を説明するための図である。 周波数制御を行うインバータ装置の駆動信号の波形を示す図である。 第２実施形態に係る誘導加熱装置を説明するための図である。 第３実施形態に係る誘導加熱装置を説明するための図である。

以下、本発明の実施の形態を、本発明に係る制御回路を誘導加熱装置のインバータ装置に用いた場合を例として、図面を参照して具体的に説明する。

図１は、第１実施形態に係る誘導加熱装置Ａの全体構成を説明するための図である。

誘導加熱装置Ａは、直流電源１、インバータ装置、コイル５、および、共振コンデンサ６を備えている。誘導加熱装置Ａは、電磁誘導を利用して加熱対象物Ｂを加熱するものである。

直流電源１は、直流電流を出力するものであり、例えば、電力系統から入力される交流電流を整流する整流回路と、平滑する平滑コンデンサとを備えている。なお、直流電源１は、交流電流を直流電流に変換して出力するものに限られず、例えば、燃料電池、蓄電池、太陽電池などの直流電流を出力するものであってもよい。

インバータ装置は、直流電源１から入力される直流電流を高周波電流に変換して、コイル５に出力するものである。インバータ装置は、インバータ回路２と制御回路７とを備えており、以下では「インバータ装置８」と記載する。インバータ装置８の詳細については、後述する。

コイル５は、磁界を発生させるためのものであり、導体線を螺線状に巻いたものである。本実施形態では、誘導加熱装置Ａを加熱調理用のものとして、コイル５の上部に鍋などを配置するので、コイル５を平面的に螺線状に巻いた渦巻形状としているが、これに限られない。コイル５の形状は、加熱対象物Ｂの形状や配置の状態に応じたものとすればよい。例えば、コイル５を円筒形状に巻いたいわゆるコイル形状として、その中央に加熱対象物Ｂを配置するようにしてもよい。コイル５は、インバータ装置８から入力される高周波電流が流れることで磁界を変化させる。そして、この磁界に配置された例えば鍋などの加熱対象物Ｂに、渦電流が発生する。加熱対象物Ｂには、渦電流が流れることで電気抵抗によるジュール熱が発生し、自己発熱によって加熱対象物Ｂは加熱される。

共振コンデンサ６は、コイル５によるインピーダンスを打ち消すためのものであり、コイル５に直列接続されることで直列共振回路を構成している。

コイル５と加熱対象物Ｂとは磁気結合しているので、コイル５、共振コンデンサ６および加熱対象物Ｂをまとめて、インバータ装置８に接続された負荷と考えることができる。つまり、誘導加熱装置Ａは、直流電源１が出力する直流電流をインバータ装置８が交流電流に変換して、負荷に供給するものである。インバータ装置８は、負荷に供給する電力を制御することができる。本実施形態では、インバータ装置８は、フェーズシフト制御により出力電力を制御する。

インバータ装置８は、単相フルブリッジ型のインバータ回路２と制御回路７とを備えている。インバータ回路２は、４個のスイッチング素子２ａ〜２ｄ、フライホイールダイオード３ａ〜３ｄ、および、スナバコンデンサ４ａ〜４ｄを備えている。本実施形態では、スイッチング素子２ａ〜２ｄとしてＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）を使用している。なお、スイッチング素子２ａ〜２ｄはＭＯＳＦＥＴに限定されず、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor : 絶縁ゲート・バイポーラトランジスタ）などであってもよい。また、フライホイールダイオード３ａ〜３ｄおよびスナバコンデンサ４ａ〜４ｄの種類も限定されない。

スイッチング素子２ａと２ｂとは、スイッチング素子２ａのソース端子とスイッチング素子２ｂのドレイン端子とが接続されて、直列接続されている。スイッチング素子２ａのドレイン端子は直流電源１の正極側に接続され、スイッチング素子２ｂのソース端子は直流電源１の負極側に接続されて、ブリッジ構造を形成している。同様に、スイッチング素子２ｃと２ｄとが直列接続されてブリッジ構造を形成している。スイッチング素子２ａと２ｂで形成されているブリッジ構造を第１アームとし、スイッチング素子２ｃと２ｄで形成されているブリッジ構造を第２アームとする。第１アームのスイッチング素子２ａと２ｂとの接続点には出力ラインが接続され、第２アームのスイッチング素子２ｃと２ｄとの接続点にも出力ラインが接続されている。これら２つの出力ラインの間に、コイル５と共振コンデンサ６とが直列接続されている。各スイッチング素子２ａ〜２ｄのゲート端子には、制御回路７から出力される駆動信号Ｐａ’〜Ｐｄ’（後述）が入力される。

各スイッチング素子２ａ〜２ｄは、それぞれ駆動信号Ｐａ’〜Ｐｄ’に基づいて、オン状態とオフ状態とを切り替えられる。各アームの両端はそれぞれ直流電源１の正極と負極とに接続されているので、正極側のスイッチング素子がオン状態で負極側のスイッチング素子がオフ状態の場合、当該アームの出力ラインの電位は直流電源１の正極側の電位となる。一方、正極側のスイッチング素子がオフ状態で負極側のスイッチング素子がオン状態の場合、当該アームの出力ラインの電位は直流電源１の負極側の電位となる。これにより、直流電源１の正極側の電位と負極側の電位とが切り替えられたパルス状の電圧信号が各出力ラインから出力され、２つの出力ライン間の電圧である線間電圧が交流電圧となる。

フライホイールダイオード３ａ〜３ｄは、スイッチング素子２ａ〜２ｄのドレイン端子とソース端子との間に、それぞれ逆並列に接続されている。すなわち、フライホイールダイオード３ａ〜３ｄのアノード端子はそれぞれスイッチング素子２ａ〜２ｄのソース端子に接続され、フライホイールダイオード３ａ〜３ｄのカソード端子はそれぞれスイッチング素子２ａ〜２ｄのドレイン端子に接続されている。フライホイールダイオード３ａ〜３ｄは、それぞれスイッチング素子２ａ〜２ｄの切り替えによって発生する逆起電力による逆方向の高い電圧がスイッチング素子２ａ〜２ｄに印加されないようにするためのものである。

スナバコンデンサ４ａ〜４ｄは、スイッチング素子２ａ〜２ｄのドレイン端子とソース端子との間に、それぞれ接続されている。スナバコンデンサ４ａ〜４ｄは、スイッチング素子２ａ〜２ｄの切り替えによってドレイン端子とソース端子との間に印加されるサージ電圧を吸収するものである。なお、スナバコンデンサ４ａ〜４ｄにそれぞれ抵抗を直列接続してスナバ回路としてもよい。

なお、フライホイールダイオード３ａ〜３ｄおよびスナバコンデンサ４ａ〜４ｄは、いずれか一方のみを備えるようにしてもよいし、いずれも備えないようにしてもよい。

制御回路７は、インバータ回路２の制御を行うものであり、直流電源１に入力される交流電力が目標電力になるように制御することで、インバータ回路２の出力電力を制御する。制御回路７は、フェーズシフト制御によってインバータ回路２の制御を行う。すなわち、一方のアームのスイッチング素子（例えば２ｃ（２ｄ））に出力する駆動信号の位相を他方のアームのスイッチング素子（例えば、２ａ（２ｂ））に出力する駆動信号の位相より遅らせるが、この位相差を変化させることで、出力電力の制御を行う。

図２は、フェーズシフト制御を行うインバータ装置の駆動信号の波形を示す図であり、位相差の変化により出力電力が変化することを説明するための図である。

同図においては、駆動信号の周波数を２５ｋＨｚに固定して、２つの駆動信号の位相差θを変化させており、同図(ａ)は同図（ｂ）より位相差θが大きい場合であり、同図(ｃ)は同図（ｂ）より位相差θが小さい場合である。

各図２(ａ)、（ｂ）、（ｃ）において、一番上は第１アームのスイッチング素子２ａに入力される駆動信号Ｐａ’の波形を示し、その下は第２アームのスイッチング素子２ｃに入力される駆動信号Ｐｃ’の波形を示し、その下はコイル５に流れる電流の電流信号Ｉを示し、一番下は負荷に印加される電圧の電圧信号Ｖを示している。

図２に示すように、位相差θを小さくすると、負荷に電圧が印加される時間が短くなり（電圧信号Ｖ参照）、電流信号Ｉの振幅が小さくなって、インバータ回路２の出力電力が小さくなる。逆に、位相差θを大きくすると、負荷に電圧が印加される時間が長くなり、電流信号Ｉの振幅が大きくなって、インバータ回路２の出力電力が大きくなる。位相差θは、０からπまで変化可能であり、位相差θ＝πのとき出力電力が最大になり、位相差θ＝０のとき出力電力が最小になる。

また、制御回路７は、位相を遅らせる側のアーム（追従アーム）を切り替える機能を有する。すなわち、第２アームのスイッチング素子２ｃ（２ｄ）に出力する駆動信号の位相を第１アームのスイッチング素子２ａ（２ｂ）に出力する駆動信号の位相より遅らせる状態（第２アームが追従アームで第１アームが先行アームである状態）と、第１アームのスイッチング素子２ａ（２ｂ）に出力する駆動信号の位相を第２アームのスイッチング素子２ｃ（２ｄ）に出力する駆動信号の位相より遅らせる状態（第１アームが追従アームで第２アームが先行アームである状態）とを切り替える。先行アーム側（位相が進んでいる側）のスイッチング素子に電流が流れる時間は、追従アーム側（位相が遅れている側）のスイッチング素子に電流が流れる時間より長くなり、先行アーム側のスイッチング素子の方がより発熱して、スイッチング素子の熱損失に大きな差が生じる。本実施形態では、先行アームと追従アームとを交互に切り替えることで、各スイッチング素子に電流が流れる時間を平準化し、熱損失の差を小さくしている。

さらに、制御回路７は、先行アームと追従アームとを切り替える前に、すべての駆動信号をローレベルにする全停止期間を設ける。全停止期間を設けるのは、各駆動信号のデューティ比（ハイレベル期間をパルス周期で割ったもの）が５０％を超えて、ドライブ回路の故障やインバータ装置の不安定動作を防止するためである。

また、制御回路７は、電圧と電流との位相差（以下では、「電圧電流位相差」とする）が所定の位相差以下にならないように制御を行う。制御回路７は、電流信号の位相が電圧信号の位相より遅れる遅れ位相の状態を維持するために、電圧電流位相差φを所定値φ^*と比較して、電圧電流位相差φが所定値φ^*より小さくならないようにしている。所定値φ^*には、ゼロまたはゼロより少し大きい値が設定される。第１アームにおいて電流信号が進み位相にならないようにする必要があり、また、第２アームにおいても電流信号が進み位相にならないようにする必要がある。

図２に示すように、駆動信号Ｐａ’の位相と電流信号Ｉの位相との位相差φ₁と、駆動信号Ｐｃ’の位相と電流信号Ｉの位相との位相差φ₂とは異なっている。図２に示す電流信号Ｉは、第１アームから第２アームに流れる方を正として表示している。したがって、位相差φ₁は駆動信号Ｐａ’の立ち上がりから電流信号Ｉの負から正へのゼロクロスまでの位相差とし、位相差φ₂は駆動信号Ｐｃ’の立ち上がりから電流信号Ｉの正から負へのゼロクロスまでの位相差としている。駆動信号Ｐａ’の位相は第１アームの電圧信号の位相に一致し、駆動信号Ｐｃ’の位相は第２アームの電圧信号の位相に一致するので、位相差φ₁および位相差φ₂は各アームでの電圧電流位相差を意味している。したがって、以下では、それぞれ「電圧電流位相差φ₁」および「電圧電流位相差φ₂」とする。

また、図２に示すように、位相差θを小さくすると、電圧電流位相差φ₁は小さくなり、電圧電流位相差φ₂は大きくなる。逆に、位相差θを大きくすると、電圧電流位相差φ₁は大きくなり、電圧電流位相差φ₂は小さくなる。そして、位相差θが最大のπになった時に、電圧電流位相差φ₁と電圧電流位相差φ₂とが一致する。したがって、電圧電流位相差φ₁は、常に、電圧電流位相差φ₂以下になる。つまり、第１アームが先行アームの場合、電圧電流位相差φ₁を検出して所定値φ^*以下にならないようにすれば、電圧電流位相差φ₂は所定値φ^*以下にならない。しかし、本実施形態では、先行アームと追従アームとが切り替わるので、２つの電圧電流位相差のうち、より小さい方の電圧電流位相差φを検出し、電圧電流位相差φが所定値φ^*以下にならないように制御する。

制御回路７は、電力算出部７１、電力設定部７２、電流検出部７５、位相差検出部７６、パルス信号生成部７３、および、ドライバ７４を備えている。

電力算出部７１は、電力系統から直流電源１に入力される交流電力の電力値を算出するものである。図１においては図示されていないが、直流電源１には電力系統と整流回路との間に電流センサおよび電圧センサが設けられている。当該電流センサは、電力系統から直流電源１に入力される交流電流を検出して、電力算出部７１に出力している。また、当該電圧センサは、電力系統から直流電源１に入力される交流電圧を検出して、電力算出部７１に出力している。電力算出部７１は、電流センサおよび電圧センサからの入力に基づいて、直流電源１に入力される交流電力の電力値Ｐを算出して、パルス信号生成部７３に出力する。なお、電力算出部７１を直流電源１に設けて、電力値Ｐを直流電源１から制御回路７に入力するようにしてもよい。

電力設定部７２は、電力値Ｐの目標値Ｐ^*を設定するものであり、設定された目標値Ｐ^*をパルス信号生成部７３に出力する。電力設定部７２は、図示しない操作手段の操作に応じて、目標値Ｐ^*を設定する。操作手段は、例えば、つまみの回転により火力を変化させるものであり、一方方向（例えば反時計回り）につまみを回転させると目標値Ｐ^*が小さい値に設定され、他方方向（例えば時計回り）につまみを回転させると目標値Ｐ^*が大きい値に設定される。

電流検出部７５は、インバータ回路２の第１アームの出力ラインに設けられた電流センサによって、第１アームの出力電流を検出し、検出した電流信号Ｉを位相差検出部７６に出力するものである。

位相差検出部７６は、小さい方の電圧電流位相差φを検出するものである。すなわち、第１アームにおける電圧電流位相差φ₁と第２アームにおける電圧電流位相差φ₂のうち、より小さい方を電圧電流位相差φとして検出する。位相差検出部７６には、第１パルス信号生成部７３４（後述）が出力するパルス信号Ｐａと、第２パルス信号生成部７３５（後述）が出力するパルス信号Ｐｃと、電流検出部７５が出力する電流信号Ｉとが入力される。パルス信号Ｐａ（Ｐｃ）は、駆動信号Ｐａ’（Ｐｃ’）の元になる信号であり、位相が一致している。また、駆動信号Ｐａ’（Ｐｃ’）の位相は第１アーム（第２アーム）の電圧信号の位相に一致している。したがって、各アームの電圧信号を検出する代わりに、パルス信号Ｐａ（Ｐｃ）を用いている。位相差検出部７６は、パルス信号Ｐａと電流信号Ｉとから第１アームにおける電圧電流位相差φ₁を検出し、パルス信号Ｐｃと電流信号Ｉとから第２アームにおける電圧電流位相差φ₂を検出し、電圧電流位相差φ₁と電圧電流位相差φ₂のうち、より小さい方を電圧電流位相差φとして検出する。

図３（ａ）は、位相差検出部７６の内部構成を説明するための図である。

位相差検出部７６は、二値化回路７６１、否定回路７６２、論理積回路７６３ａ，７６３ｂ、平滑回路７６４ａ，７６４ｂ、および、ダイオード７６５ａ，７６５ｂを備えている。

二値化回路７６１は、電流検出部７５より入力される電流信号Ｉの正負に応じて二値化したディジタル信号である電流二値化信号を生成するものである。否定回路７６２は、論理回路であり、二値化回路７６１より入力される電流二値化信号を反転させるものである。第２アームの出力電流信号は第１アームの出力電流信号を反転したものになるので、否定回路７６２が出力する信号は、第２アームの出力電流信号を二値化した信号に相当する。

論理積回路７６３ａは、論理回路であり、第１パルス信号生成部７３４より入力されるパルス信号Ｐａと、二値化回路７６１より入力される電流二値化信号との論理積を出力する。論理積回路７６３ａの出力は、パルス信号Ｐａおよび電流二値化信号が共にハイレベルの場合にのみハイレベルになり、それ以外の場合はローレベルになる。パルス信号Ｐａと電流二値化信号との位相差が小さい場合、ハイレベル期間が重なる時間が長くなるので、論理積回路７６３ａの出力がハイレベルになる時間が長くなる。逆に、パルス信号Ｐａと電流二値化信号との位相差が大きい場合、ハイレベル期間が重なる時間が短くなるので、論理積回路７６３ａの出力がハイレベルになる時間が短くなる。

平滑回路７６４ａは、積分回路であり、論理積回路７６３ａが出力する信号を平滑化して、アナログ電圧信号として出力する。論理積回路７６３ａの出力がハイレベルになる時間が長いほど、すなわち、パルス信号Ｐａと電流二値化信号との位相差が小さいほど、平滑回路７６４ａの出力は大きくなる。パルス信号Ｐａの波形は第１アームの電圧信号の波形に一致し、電流信号Ｉは第１アームの電流信号である。したがって、第１アームにおける電圧電流位相差φ₁が小さいほど、平滑回路７６４ａの出力電圧は大きくなる。

論理積回路７６３ｂは、論理回路であり、第２パルス信号生成部７３５より入力されるパルス信号Ｐｃと、否定回路７６２より入力される電流二値化信号を反転させた信号（以下では、「反転信号」とする）との論理積を出力する。論理積回路７６３ｂの出力は、パルス信号Ｐｃおよび反転信号が共にハイレベルの場合にのみハイレベルになり、それ以外の場合はローレベルになる。パルス信号Ｐｃと反転信号との位相差が小さい場合、ハイレベル期間が重なる時間が長くなるので、論理積回路７６３ｂの出力がハイレベルになる時間が長くなる。逆に、パルス信号Ｐｃと反転信号との位相差が大きい場合、ハイレベル期間が重なる時間が短くなるので、論理積回路７６３ｂの出力がハイレベルになる時間が短くなる。

平滑回路７６４ｂは、積分回路であり、論理積回路７６３ｂが出力する信号を平滑化して、アナログ電圧信号として出力する。論理積回路７６３ｂの出力がハイレベルになる時間が長いほど、すなわち、パルス信号Ｐｃと反転信号との位相差が小さいほど、平滑回路７６４ｂの出力は大きくなる。パルス信号Ｐｃの波形は第２アームの電圧信号の波形に一致し、電流信号Ｉを反転した信号が第２アームの電流信号である。したがって、第２アームにおける電圧電流位相差φ₂が小さいほど、平滑回路７６４ｂの出力電圧は大きくなる。

平滑回路７６４ａの出力電圧がダイオード７６５ａのアノード端子に入力され、平滑回路７６４ｂの出力電圧がダイオード７６５ｂのアノード端子に入力される。ダイオード７６５ａのカソード端子とダイオード７６５ｂのカソード端子とは接続されて、位相差検出部７６の出力になっている。平滑回路７６４ａの出力電圧と平滑回路７６４ｂの出力電圧のうち大きい方が、位相差検出部７６の出力電圧になる。したがって、位相差検出部７６は、電圧電流位相差φ₁と電圧電流位相差φ₂のうち小さい方の電圧電流位相差φに対応する電圧を出力する。位相差検出部７６の出力電圧は、電圧電流位相差φが小さいほど大きな電圧になる。

図４は、位相差検出部７６の入出力信号を説明するための波形図である。

同図（ａ）はパルス信号Ｐａを示し、同図（ｂ）はパルス信号Ｐｃを示し、同図（ｃ）は電流信号Ｉを示している。そして、同図（ｄ）は、二値化回路７６１によって電流信号Ｉを二値化した電流二値化信号であり、同図（ｅ）は、否定回路７６２によって二値化信号を反転させた反転信号を示している。

同図（ｆ）は、論理積回路７６３ａの出力であり、パルス信号Ｐａ（同図(ａ)参照）と電流二値化信号（同図(ｄ)参照）との論理積である。パルス信号Ｐａおよび電流二値化信号が共にハイレベルの期間のみハイレベルになっている。同図（ｇ）は、平滑回路７６４ａの出力電圧であり、論理積回路７６３ａの出力（同図(ｆ)参照）を平滑化したものである。

同図（ｈ）は、論理積回路７６３ｂの出力であり、パルス信号Ｐｃ（同図(ｂ)参照）と反転信号（同図(ｅ)参照）との論理積である。パルス信号Ｐｃおよび反転信号が共にハイレベルの期間のみハイレベルになっている。同図（ｉ）は、平滑回路７６４ｂの出力電圧であり、論理積回路７６３ｂの出力（同図(ｈ)参照）を平滑化したものである。

パルス信号Ｐａ（同図(ａ)参照）と電流二値化信号（同図(ｄ)参照）との位相差は、パルス信号Ｐｃ（同図(ｂ)参照）と反転信号（同図(ｅ)参照）との位相差より小さいので、論理積回路７６３ａの出力波形（同図(ｆ)参照）は、論理積回路７６３ｂの出力波形（同図(ｈ)参照）と比べて、ハイレベル期間が長い。したがって、平滑回路７６４ａの出力電圧（同図(ｇ)参照）は、平滑回路７６４ｂの出力電圧（同図(ｉ)参照）より大きくなっている。

位相差検出部７６は、より大きい方の、平滑回路７６４ａの出力電圧（同図(ｇ)参照）を出力する。

なお、図３（ａ）は位相差検出部７６の内部構成の一例を示しているだけであり、位相差検出部７６の内部構成は、これに限られない。また、ダイオード７６５ａ，７６５ｂは、図３(ｂ)に示すような理想ダイオード回路と反転増幅回路とを組み合わせた回路にするのが望ましい。

位相差検出部７６が検出した電圧電流位相差φと所定値φ^*との差分Δφがパルス信号生成部７３に出力される。具体的には、位相差検出部７６が出力する電圧電流位相差φに対応する電圧と、所定値φ^*に対応する電圧との差分電圧がデジタル値に変換されて、パルス信号生成部７３に出力される。

パルス信号生成部７３は、パルス信号Ｐａ〜Ｐｄを生成するものであり、例えばマイクロコンピュータなどによって実現されている。パルス信号生成部７３は、電力算出部７１から入力される電力値Ｐと、電力設定部７２から入力される目標値Ｐ^*とに基づいてパルス信号Ｐａ〜Ｐｄを生成し、ドライバ７４に出力する。また、パルス信号生成部７３は、位相差検出部７６が検出した電圧電流位相差φが所定値φ^*より小さくならないようにする。パルス信号生成部７３は、電力制御部７３１、タイマ部７３２、切替部７３３、第１パルス信号生成部７３４、および、第２パルス信号生成部７３５を備えている。

電力制御部７３１は、インバータ回路２に入力される電力の制御を行うためのものである。電力制御部７３１は、電力算出部７１より出力される電力値Ｐと、電力設定部７２より出力される目標値Ｐ^*との電力偏差ΔＰ（＝Ｐ^*−Ｐ）を入力されて、当該電力偏差ΔＰをゼロにするための電力補償値Ｘを切替部７３３に出力する。電力制御部７３１は、例えば、ＰＩ制御を行っている。また、電力制御部７３１は、位相差検出部７６が検出した電圧電流位相差φが所定値φ^*になった場合、駆動信号の位相差をそれ以上小さくしないようにするために、電力補償値Ｘを調整する。具体的には、電圧電流位相差φと所定値φ^*との差分Δφが正の値の間（電圧電流位相差φに対応する電圧が所定値φ^*に対応する電圧より小さい間）は、電力補償値Ｘをそのまま出力するが、差分Δφがゼロになると（電圧電流位相差φに対応する電圧が所定値φ^*に対応する電圧に一致すると）、電力補償値Ｘを負の値にしないようにする。

タイマ部７３２は、すべての駆動信号をローレベルにする全停止期間を設けるためのタイマ信号を生成するものである。タイマ信号は、所定時間（例えば数時間）のローレベル期間と別の所定時間（例えば、数百ミリ秒）のハイレベル期間とを繰り返すパルス信号である。本実施形態では、当該ハイレベル期間を全停止期間としている。なお、ローレベル期間とハイレベル期間の長さは限定されない。ローレベル期間は、先行アームと追従アームとを切り替えなくても問題にならない時間が設定される。また、ハイレベル期間は、インバータ回路２のスイッチングが停止してから振動電流が減衰して、出力電流の実効値がゼロになる時間が設定される。また、タイマ信号は、先行アームと追従アームとを切り替えるタイミング信号でもある。タイマ部７３２は、生成したタイマ信号を切替部７３３に出力する。

切替部７３３は、電力制御部７３１より入力される電力補償値Ｘの出力先を切り替えるものである。切替部７３３は、タイマ部７３２から入力されるタイマ信号に基づいて、第１パルス信号生成部７３４および第２パルス信号生成部７３５に出力する信号を切り替える。すなわち、切替部７３３は、タイマ信号がローレベルの間（タイマＯＦＦ）、第１パルス信号生成部７３４または第２パルス信号生成部７３５のいずれか一方に電力補償値Ｘを出力し、タイマ信号がハイレベルの間（タイマＯＮ）、第１パルス信号生成部７３４および第２パルス信号生成部７３５に全停止信号を出力する。また、切替部７３３は、タイマ信号がハイレベルからローレベルに切り替わるときに、電力補償値Ｘを出力する先を、第１パルス信号生成部７３４と第２パルス信号生成部７３５との間で切り替える。つまり、タイマ信号がハイレベルを継続している間（ローレベルになるまで）、全停止信号の出力が継続し、タイマ信号がローレベルになったときに、電力補償値Ｘを出力する先の切り替えが行われる。なお、切替部７３３が行う切替処理は、上述したものに限定されない。

第１パルス信号生成部７３４は、第１アームのスイッチング素子２ａおよび２ｂに入力される駆動信号Ｐａ’およびＰｂ’の元になるパルス信号ＰａおよびＰｂを生成して、ドライバ７４に出力する。第１パルス信号生成部７３４は、切替部７３３から電力補償値Ｘおよび全停止信号が入力されていない期間、所定の周期でデューティ比が５０％であるパルス信号Ｐａを生成して出力する。また、切替部７３３から電力補償値Ｘが入力されている期間、電力補償値Ｘに応じてパルス信号Ｐａの位相を遅らせて出力する。また、第１パルス信号生成部７３４は、これらの期間、パルス信号Ｐａを反転させた信号をパルス信号Ｐｂとして出力する。一方、切替部７３３から全停止信号が入力されている期間は、パルス信号ＰａおよびＰｂをローレベル信号として出力する。

第２パルス信号生成部７３５は、第２アームのスイッチング素子２ｃおよび２ｄに入力される駆動信号Ｐｃ’およびＰｄ’の元になるパルス信号ＰｃおよびＰｄを生成して、ドライバ７４に出力する。第２パルス信号生成部７３５は、切替部７３３から電力補償値Ｘおよび全停止信号が入力されていない期間、所定の周期でデューティ比が５０％であるパルス信号Ｐｃを生成して出力する。また、切替部７３３から電力補償値Ｘが入力されている期間、電力補償値Ｘに応じてパルス信号Ｐｃの位相を遅らせて出力する。また、第２パルス信号生成部７３５は、これらの期間、パルス信号Ｐｃを反転させた信号をパルス信号Ｐｄとして出力する。一方、切替部７３３から全停止信号が入力されている期間は、パルス信号ＰｃおよびＰｄをローレベル信号として出力する。

インバータ装置８の起動時には、パルス信号ＰａおよびＰｃ（ＰｂおよびＰｄ）の位相は一致している。操作部の操作により、電力設定部７２が目標値Ｐ^*をゼロから大きくすることにより、第１パルス信号生成部７３４または第２パルス信号生成部７３５がパルス信号の位相を遅らせることで、インバータ回路２から電力が出力される。

例えば、電力補償値Ｘが第１パルス信号生成部７３４に入力されている場合、第１パルス信号生成部７３４が出力するパルス信号Ｐａ（Ｐｂ）は、第２パルス信号生成部７３５が出力するパルス信号Ｐｃ（Ｐｄ）より、位相を遅らせて出力される。これにより、第２アームが先行アームで、第１アームが追従アームになる。逆に、電力補償値Ｘが第２パルス信号生成部７３５に入力されている場合、第２パルス信号生成部７３５が出力するパルス信号Ｐｃ（Ｐｄ）は、第１パルス信号生成部７３４が出力するパルス信号Ｐａ（Ｐｂ）より、位相を遅らせて出力される。これにより、第１アームが先行アームで、第２アームが追従アームになる。

また、全停止信号が第１パルス信号生成部７３４および第２パルス信号生成部７３５に入力されている場合、パルス信号Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃ，Ｐｄはすべてローレベル信号になる。そして、全停止信号の入力が終了したとき（タイマ信号がハイレベルからローレベルに切り替わるとき）、電力補償値Ｘの出力先が切り替わり、先行アームと追従アームとが切り替わる。

なお、パルス信号生成部７３によるパルス信号の生成方法は、上述したものに限られない。電力制御部７３１より出力される電力補償値Ｘに応じて、パルス信号Ｐａ，Ｐｂまたはパルス信号Ｐｃ，Ｐｄの位相を遅らせることができ、全停止期間（パルス信号Ｐａ,Ｐｂ,Ｐｃ,Ｐｄをいずれもローレベルとする期間）を挟んで、パルス信号Ｐａ，Ｐｂの位相を遅らせた状態と、パルス信号Ｐｃ，Ｐｄの位相を遅らせた状態とを切り替えることができればよい。

本実施形態では、パルス信号生成部７３をディジタル回路として実現した場合について説明したが、アナログ回路として実現してもよい。また、各部が行う処理をプログラムで設計し、当該プログラムを実行させることでコンピュータをパルス信号生成部７３として機能させてもよい。また、当該プログラムを記録媒体に記録しておき、コンピュータに読み取らせるようにしてもよい。

ドライバ７４は、パルス信号生成部７３から入力されるパルス信号Ｐａ〜Ｐｄを増幅して、各スイッチング素子２ａ〜２ｄを駆動できるレベルの駆動信号Ｐａ’〜Ｐｄ’として出力する。本実施形態では、ドライバ７４を、パルストランス方式のゲートドライブ回路としている。なお、ドライバ７４は、パルストランス方式のゲートドライブ回路に限定されず、フォトカプラ方式などの他の方式のゲートドライブ回路としてもよい。ドライバ７４は、入力されるパルス信号Ｐａ〜Ｐｄのデューティ比が５０％であることを想定して設計される。すなわち、デューティ比が５０％の場合に問題なく動作し得る最も経済的な設計がなされる。なお、スイッチング素子２ａおよび２ｂ（２ｃおよび２ｄ）が瞬間的に両方ともオン状態になってしまうことを防ぐために、駆動信号Ｐａ’〜Ｐｄ’にデッドタイムを設けるようにしてもよい。

次に、誘導加熱装置Ａの作用と効果について説明する。

誘導加熱装置Ａは、電力算出部７１が算出する電力値Ｐが、電力設定部７２によって設定される目標値Ｐ^*になるようにフィードバック制御される。直流電源１に入力される交流電力が変動して電力値Ｐが目標値Ｐ^*より大きくなった場合や、操作部の操作により目標値Ｐ^*が小さい値に変更された場合、電力偏差ΔＰが負の値になる。この場合、電力制御部７３１から出力される電力補償値Ｘが負の値になり、切替部７３３から電力補償値Ｘを入力された第１パルス信号生成部７３４または第２パルス信号生成部７３５が出力するパルス信号の位相が進んで位相差が小さくなる。これにより、インバータ回路２の出力電力が小さくなって、直流電源１に入力される電力が小さくなり、電力値Ｐが目標値Ｐ^*に一致するようになる。逆に、直流電源１に入力される交流電力が変動して電力値Ｐが目標値Ｐ^*より小さくなった場合や、操作部の操作により目標値Ｐ^*が大きい値に変更された場合、電力偏差ΔＰが正の値になる。この場合、電力制御部７３１から出力される電力補償値Ｘが正の値になり、切替部７３３から電力補償値Ｘを入力された第１パルス信号生成部７３４または第２パルス信号生成部７３５が出力するパルス信号の位相が遅れて位相差が大きくなる。これにより、インバータ回路２の出力電力が大きくなって、直流電源１に入力される電力が大きくなり、電力値Ｐが目標値Ｐ^*に一致するようになる。

制御回路７は、全停止期間を設けて、その前後で先行アームと追従アームとを切り替える機能を有する。パルス信号生成部７３の切替部７３３は、タイマ部７３２から入力されるタイマ信号に基づいて、第１パルス信号生成部７３４に電力補償値Ｘを出力する状態と、第２パルス信号生成部７３５に電力補償値Ｘを出力する状態と、第１パルス信号生成部７３４および第２パルス信号生成部７３５に全停止信号を出力する状態とを切り替える。第１パルス信号生成部７３４が電力補償値Ｘを入力されている間、パルス信号Ｐａ（Ｐｂ）の位相がパルス信号Ｐｃ（Ｐｄ）の位相より遅れるので、第１アームが追従アームになり、第２アームが先行アームになる。逆に、第２パルス信号生成部７３５が電力補償値Ｘを入力されている間、パルス信号Ｐｃ（Ｐｄ）の位相がパルス信号Ｐａ（Ｐｂ）の位相より遅れるので、第２アームが追従アームになり、第１アームが先行アームになる。また、第１パルス信号生成部７３４および第２パルス信号生成部７３５は、全停止信号を入力されている間、パルス信号Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃ，Ｐｄはすべてローレベル信号になり、インバータ回路２のスイッチング動作が停止された状態になる。

位相差検出部７６は、第１アームにおける電圧電流位相差φ₁と第２アームにおける電圧電流位相差φ₂のうち、より小さい方を電圧電流位相差φとして検出する。そして、パルス信号生成部７３は、位相差検出部７６が検出した電圧電流位相差φが所定値φ^*より小さくならないように制御する。

本実施形態において、位相差検出部７６が検出した電圧電流位相差φが所定値φ^*より小さくならないように制御するので、大きい方の電圧電流位相差も所定値φ^*より小さくならない。したがって、第１アームおよび第２アームのどちらにおいても、進み位相にならないように制御することができる。

なお、位相差検出部７６の内部構成は、図３に示すものに限定されない。第１アームにおける電圧電流位相差φ₁と第２アームにおける電圧電流位相差φ₂のうち、より小さい方を電圧電流位相差φとして検出することができるものであればよい。

図５（ａ）は、第１実施形態に係る位相差検出部７６の他の実施例を説明するための図である。

図２に示すように、第１アームが先行アームの場合、電圧電流位相差φ₁は、常に、電圧電流位相差φ₂以下になる。逆に、第２アームが先行アームの場合、電圧電流位相差φ₂は、常に、電圧電流位相差φ₁以下になる。つまり、先行アームの電圧電流位相差が常に小さい方の電圧電流位相差になる。図５に示す位相差検出部７６’は、これを利用して、小さい方の電圧電流位相差φを検出する。

位相差検出部７６’には、切替部７３３より切替信号が入力される。切替信号は、第１アームが先行アームである間ハイレベルになり、第１アームが追従アームである間ローレベルになる信号である。否定回路７６６は、論理回路であり、切替部７３３が出力する切替信号を反転させるものである。つまり、否定回路７６６が出力する信号は、第２アームが先行アームである間ハイレベルになり、第２アームが追従アームである間ローレベルになる信号になる。

論理積回路７６７ａは、論理回路であり、第１パルス信号生成部７３４より入力されるパルス信号Ｐａと、切替部７３３より入力される切替信号との論理積を出力する。つまり、論理積回路７６７ａは、第１アームが先行アームである間、パルス信号Ｐａを出力し、第１アームが追従アームである間、ローレベル信号を出力する。論理積回路７６３ａは、図３（ａ）に示す論理積回路７６３ａと同様であり、論理積回路７６７ａより入力される信号と、二値化回路７６１が出力する電流二値化信号との論理積を出力する。したがって、第１アームが先行アームである間だけ、パルス信号Ｐａと電流二値化信号のハイレベル期間の重なりを検出する。

論理積回路７６７ｂは、論理回路であり、第２パルス信号生成部７３５より入力されるパルス信号Ｐｃと、否定回路７６６より入力される信号との論理積を出力する。つまり、論理積回路７６７ｂは、第２アームが先行アームである間、パルス信号Ｐｃを出力し、第２アームが追従アームである間、ローレベル信号を出力する。論理積回路７６３ｂは、図３（ａ）に示す論理積回路７６３ｂと同様であり、論理積回路７６７ｂより入力される信号と、否定回路７６２が出力する反転信号との論理積を出力する。したがって、第２アームが先行アームである間だけ、パルス信号Ｐｃと反転信号のハイレベル期間の重なりを検出する。

論理和回路７６８は、論理回路であり、論理積回路７６３ａの出力と論理積回路７６３ｂの出力との論理和を出力する。したがって、論理和回路７６８は、第１アームが先行アームである間、パルス信号Ｐａと電流二値化信号のハイレベル期間の重なりを検出し、第２アームが先行アームである間、パルス信号Ｐｃと反転信号のハイレベル期間の重なりを検出する。平滑回路７６４は、図３（ａ）に示す平滑回路７６４ａ，７６４ｂと同様であり、論理和回路７６８が出力する信号を平滑化して、アナログ電圧信号として出力する。したがって、位相差検出部７６’は、第１アームが先行アームである（電圧電流位相差φ₁が電圧電流位相差φ₂以下である）間、電圧電流位相差φ₁に対応する電圧を出力し、第２アームが先行アームである（電圧電流位相差φ₂が電圧電流位相差φ₁以下である）間、電圧電流位相差φ₂に対応する電圧を出力する。つまり、位相差検出部７６’は、電圧電流位相差φ₁と電圧電流位相差φ₂のうち小さい方の電圧電流位相差φを検出することができる。

図５（ｂ）は、第１実施形態に係る位相差検出部７６のさらに他の実施例を説明するための図である。

位相差検出部７６”は、図３（ａ）に示す位相差検出部７６の論理積回路７６３ａ，７６３ｂ、平滑回路７６４ａ，７６４ｂ、およびダイオード７６５ａ，７６５ｂに代えて、計時回路７６９ａ，７６９ｂおよび選択回路７７０を設けたものである。位相差検出部７６”は、電圧信号と電流信号のハイレベル期間の重なりを検出する代わりに、電圧信号と電流信号のゼロクロス点の時間差を検出することで電圧電流位相差を検出している。

計時回路７６９ａは、第１パルス信号生成部７３４より入力されるパルス信号Ｐａの立ち上がりのゼロクロス点から、二値化回路７６１より入力される電流二値化信号の立ち上がりのゼロクロス点までの時間差を検出して出力する。つまり、計時回路７６９ａは、電圧電流位相差φ₁に対応する時間差を出力する。

計時回路７６９ｂは、第２パルス信号生成部７３５より入力されるパルス信号Ｐｃの立ち上がりのゼロクロス点から、否定回路７６２より入力される反転信号の立ち上がりのゼロクロス点までの時間差を検出して出力する。つまり、計時回路７６９ｂは、電圧電流位相差φ₂に対応する時間差を出力する。

選択回路７７０は、計時回路７６９ａより入力される時間差と、計時回路７６９ｂより入力される時間差とのうち、小さい方の時間差を選択して出力する。したがって、位相差検出部７６”は、電圧電流位相差φ₁と電圧電流位相差φ₂のうち小さい方の電圧電流位相差φに対応する時間差を出力する。位相差検出部７６”の出力値は、電圧電流位相差φが小さいほど小さな値になる。電力制御部７３１（図１参照）は、電圧電流位相差φに対応する時間差が所定値φ^*に対応する時間差より小さくならないように、電力補償値Ｘを調整する。

本実施形態においては、デューティ比を５０％にした場合について説明しているが、これに限られない。５０％はあくまで例示であって、５０％以外の所定値としてもよい。

本実施形態においては、直流電源１に入力される交流電力がインバータ回路２の出力電力とほぼ同じであることを利用して、直流電源１に入力される交流電力を制御することで、インバータ回路２の出力電力を制御しているが、これに限られない。例えば、インバータ回路２の出力電力を直接制御するようにしてもよい。すなわち、電力算出部７１がインバータ回路２の出力電流および出力電圧から出力電力を算出し、電力設定部７２が出力電力の目標値を設定するようにしてもよい。また、直流電源１からインバータ回路２に入力される直流電力を制御するようにしてもよい。また、直流電源１に入力される交流電流を制御するようにしてもよいし、当該交流電流から推定される交流電力を制御するようにしてもよい。

本実施形態においては、所定時間ごとに先行アームと追従アームとの切り替えを行う場合について説明したが、これに限られない。所定時間ごとに先行アームと追従アームとの切り替えを行ったとしても、場合によっては一方のアーム側のスイッチング素子の熱損失が大きくなる場合がある。これを抑制するために、スイッチング素子の温度を監視して、これに基づいて先行アームと追従アームとの切り替えを行うようにしてもよい。また、連続使用時間が限られている場合、例えば数時間程度しか連続使用しない場合、使用の途中で切り替えを行う必要はなく、使用開始時に切り替えを行うようにしてもよい。

また、アームの切り替えの前に全停止期間を設けないようにしてもよい。また、アームの切り替えを行わないようにしてもよい。これらの場合でも、２つのアームの電圧電流位相差のうち小さい方の電圧電流位相差を検出することができる。

上記第１実施形態においては、フェーズシフト制御を行う場合について説明したが、これに限られない。本発明は、周波数制御を行う場合においても、２つのアームのスイッチング素子に入力する駆動信号の位相をずらして制御する場合に有効である。周波数制御を行う場合を、第２実施形態として、以下に説明する。

図６は、周波数制御を行うインバータ装置の駆動信号の波形を示す図であり、周波数の変化により出力電力が変化することを説明するための図である。

同図においては、２つの駆動信号の位相差を（３／４）πに固定して、これら駆動信号の周波数ｆ（周期Ｔ）を変化させており、同図(ａ)は同図（ｂ）より周波数ｆが大きい（周期Ｔが小さい）場合であり、同図(ｃ)は同図（ｂ）より周波数ｆが小さい（周期Ｔが大きい）場合である。

各図６(ａ)、（ｂ）、（ｃ）において、一番上は第１アームのスイッチング素子２ａに入力される駆動信号Ｐａ’の波形を示し、その下は第２アームのスイッチング素子２ｃに入力される駆動信号Ｐｃ’の波形を示し、その下はコイル５に流れる電流の電流信号Ｉを示し、一番下は負荷に印加される電圧の電圧信号Ｖを示している。

図６に示すように、周波数ｆを小さく（周期Ｔを大きく）すると、負荷に電圧が印加される時間が長くなり（電圧信号Ｖ参照）、電流信号Ｉの振幅が大きくなって、インバータ回路２の出力電力が大きくなる。逆に、周波数ｆを大きく（周期Ｔを小さく）すると、負荷に電圧が印加される時間が短くなり、電流信号Ｉの振幅が小さくなって、インバータ回路２の出力電力が小さくなる。

また、図６に示すように、周波数ｆを小さく（周期Ｔを大きく）すると、電圧電流位相差φ₁は小さくなり、電圧電流位相差φ₂は大きくなる。逆に、周波数ｆを大きく（周期Ｔを小さく）すると、電圧電流位相差φ₁は大きくなり、電圧電流位相差φ₂は小さくなる。

図７は、第２実施形態に係る誘導加熱装置Ａ２を説明するための図である。同図においては、第１実施形態に係る誘導加熱装置Ａ（図１参照）と共通する部分の記載を省略して、パルス信号生成部７３’を中心に記載しており、誘導加熱装置Ａと同一または類似の要素には、同一の符号を付している。

図７に示す誘導加熱装置Ａ２は、周波数制御を行う点で、第１実施形態に係る誘導加熱装置Ａと異なる。

電力制御部７３１’は、電力値Ｐと目標値Ｐ^*との電力偏差ΔＰ（＝Ｐ^*−Ｐ）を入力されて、当該電力偏差ΔＰをゼロにするための電力補償値Ｘを周波数指令部７３６に出力する。また、電力制御部７３１’は、位相差検出部７６が検出した電圧電流位相差φが所定値φ^*になった場合、駆動信号の周波数をそれ以上小さくしないようにするために、電力補償値Ｘを調整する。具体的には、電圧電流位相差φと所定値φ^*との差分Δφが正の値の間（電圧電流位相差φに対応する電圧が所定値φ^*に対応する電圧より小さい間）は、電力補償値Ｘをそのまま出力するが、差分Δφがゼロになると（電圧電流位相差φに対応する電圧が所定値φ^*に対応する電圧に一致すると）、電力補償値Ｘを正の値にしないようにする。

周波数指令部７３６は、パルス信号Ｐａ〜Ｐｄの周波数を指令するものである。周波数指令部７３６は、電力制御部７３１’より入力される電力補償値Ｘに応じて変化させた周波数を第１パルス信号生成部７３４および第２パルス信号生成部７３５に出力する。周波数指令部７３６は、電力補償値Ｘが正の値の場合、値に応じて周波数を小さくし、電力補償値Ｘが負の値の場合、その絶対値に応じて周波数を大きくする。

切替部７３３は、電力補償値Ｘを出力する代わりに、追従アームになることを指令する遅延信号を出力する点で、第１実施形態に係る切替部７３３と異なる。切替部７３３は、タイマ部７３２から入力されるタイマ信号がローレベルの間（タイマＯＦＦ）、第１パルス信号生成部７３４または第２パルス信号生成部７３５のいずれか一方に遅延信号を出力し、タイマ信号がハイレベルの間（タイマＯＮ）、第１パルス信号生成部７３４および第２パルス信号生成部７３５に全停止信号を出力する。また、切替部７３３は、タイマ信号がハイレベルからローレベルに切り替わるときに、遅延信号を出力する先を、第１パルス信号生成部７３４と第２パルス信号生成部７３５との間で切り替える。つまり、タイマ信号がハイレベルを継続している間（ローレベルになるまで）、全停止信号の出力が継続し、タイマ信号がローレベルになったときに、遅延信号を出力する先の切り替えが行われる。なお、切替部７３３が行う切替処理は、上述したものに限定されない。

第１パルス信号生成部７３４は、周波数指令部７３６が指令する周波数で、パルス信号ＰａおよびＰｂを生成して、ドライバ７４に出力する。第１パルス信号生成部７３４は、切替部７３３から遅延信号および全停止信号が入力されていない期間、パルス信号Ｐａを生成して出力する。また、切替部７３３から遅延信号が入力されている期間、パルス信号Ｐａの位相を所定の位相だけ遅らせて出力する。また、第１パルス信号生成部７３４は、これらの期間、パルス信号Ｐａを反転させた信号をパルス信号Ｐｂとして出力する。一方、切替部７３３から全停止信号が入力されている期間は、パルス信号ＰａおよびＰｂをローレベル信号として出力する。

第２パルス信号生成部７３５は、周波数指令部７３６が指令する周波数で、パルス信号ＰｃおよびＰｄを生成して、ドライバ７４に出力する。第２パルス信号生成部７３５は、切替部７３３から遅延信号および全停止信号が入力されていない期間、パルス信号Ｐｃを生成して出力する。また、切替部７３３から遅延信号が入力されている期間、パルス信号Ｐｃの位相を所定の位相だけ遅らせて出力する。また、第２パルス信号生成部７３５は、これらの期間、パルス信号Ｐｃを反転させた信号をパルス信号Ｐｄとして出力する。一方、切替部７３３から全停止信号が入力されている期間は、パルス信号ＰｃおよびＰｄをローレベル信号として出力する。

誘導加熱装置Ａ２は、電力算出部７１が算出する電力値Ｐが、電力設定部７２によって設定される目標値Ｐ^*になるようにフィードバック制御される。直流電源１に入力される交流電力が変動して電力値Ｐが目標値Ｐ^*より大きくなった場合や、操作部の操作により目標値Ｐ^*が小さい値に変更された場合、電力偏差ΔＰが負の値になる。この場合、電力制御部７３１’から出力される電力補償値Ｘが負の値になり、周波数指令部７３６が指令する周波数は大きくなり、第１パルス信号生成部７３４および第２パルス信号生成部７３５が出力するパルス信号の周波数は大きくなる。これにより、インバータ回路２の出力電力が小さくなって、直流電源１に入力される電力が小さくなり、電力値Ｐが目標値Ｐ^*に一致するようになる。逆に、直流電源１に入力される交流電力が変動して電力値Ｐが目標値Ｐ^*より小さくなった場合や、操作部の操作により目標値Ｐ^*が大きい値に変更された場合、電力偏差ΔＰが正の値になる。この場合、電力制御部７３１’から出力される電力補償値Ｘが正の値になり、周波数指令部７３６が指令する周波数は小さくなり、第１パルス信号生成部７３４および第２パルス信号生成部７３５が出力するパルス信号の周波数は小さくなる。これにより、インバータ回路２の出力電力が大きくなって、直流電源１に入力される電力が大きくなり、電力値Ｐが目標値Ｐ^*に一致するようになる。

制御回路７は、全停止期間を設けて、その前後で先行アームと追従アームとを切り替える機能を有する。パルス信号生成部７３’の切替部７３３は、タイマ部７３２から入力されるタイマ信号に基づいて、第１パルス信号生成部７３４に遅延信号を出力する状態と、第２パルス信号生成部７３５に遅延信号を出力する状態と、第１パルス信号生成部７３４および第２パルス信号生成部７３５に全停止信号を出力する状態とを切り替える。第１パルス信号生成部７３４が遅延信号を入力されている間、パルス信号Ｐａ（Ｐｂ）の位相がパルス信号Ｐｃ（Ｐｄ）の位相より遅れるので、第１アームが追従アームになり、第２アームが先行アームになる。逆に、第２パルス信号生成部７３５が遅延信号を入力されている間、パルス信号Ｐｃ（Ｐｄ）の位相がパルス信号Ｐａ（Ｐｂ）の位相より遅れるので、第２アームが追従アームになり、第１アームが先行アームになる。また、第１パルス信号生成部７３４および第２パルス信号生成部７３５は、全停止信号を入力されている間、パルス信号Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃ，Ｐｄはすべてローレベル信号になり、インバータ回路２のスイッチング動作が停止された状態になる。

位相差検出部７６は、第１アームにおける電圧電流位相差φ₁と第２アームにおける電圧電流位相差φ₂のうち、より小さい方を電圧電流位相差φとして検出する。そして、パルス信号生成部７３’は、位相差検出部７６が検出した電圧電流位相差φが所定値φ^*より小さくならないように制御する。

第２実施形態においても、位相差検出部７６が検出した電圧電流位相差φが所定値φ^*より小さくならないように制御するので、大きい方の電圧電流位相差も所定値φ^*より小さくならない。したがって、第１アームおよび第２アームのどちらにおいても、進み位相にならないように制御することができる。

第１実施形態においては、位相差検出部７６が検出した電圧電流位相差φが所定値φ^*より小さくならないようにするために、差分Δφがゼロになると、電力補償値Ｘを負の値にしないようにして、先行アーム側のパルス信号と追従アーム側のパルス信号との位相差をそれ以上小さくしないようにする。この場合、位相差を小さくすることができないため、出力電力を小さくすることができない。逆に、第２実施形態においては、位相差検出部７６が検出した電圧電流位相差φが所定値φ^*より小さくならないようにするために、差分Δφがゼロになると、電力補償値Ｘを正の値にしないようにして、各パルス信号の周波数をそれ以上小さくしないようにする。この場合、周波数を小さくすることができないため、出力電力を大きくすることができない。

通常はフェーズシフト制御を行い、差分Δφがゼロになった状態で出力電力を小さくする場合に、周波数制御に切り替えるようにしてもよい。この制御を切り替える場合を、第３実施形態として、以下に説明する。

図８は、第３実施形態に係る誘導加熱装置Ａ３を説明するための図である。同図においては、第１実施形態に係る誘導加熱装置Ａ（図１参照）と共通する部分の記載を省略して、パルス信号生成部７３”を中心に記載しており、誘導加熱装置Ａと同一または類似の要素には、同一の符号を付している。

図８に示す誘導加熱装置Ａ３は、フェーズシフト制御と周波数制御とを切り替える点で、第１実施形態に係る誘導加熱装置Ａと異なる。

電力制御部７３１”は、電力値Ｐと目標値Ｐ^*との電力偏差ΔＰ（＝Ｐ^*−Ｐ）を入力されて、当該電力偏差ΔＰをゼロにするための電力補償値Ｘを制御切替部７３７に出力する。

制御切替部７３７は、電力補償値Ｘの出力先を切り替えて、フェーズシフト制御と周波数制御とを切り替えるものである。制御切替部７３７は、通常時は、電力補償値Ｘを切替部７３３に出力して、第１実施形態に係るパルス信号生成部７３と同様にフェーズシフト制御を行うようにする。しかし、位相差検出部７６が検出した電圧電流位相差φが所定値φ^*になった場合で、電力補償値Ｘが負の値の場合、電力補償値Ｘを周波数指令部７３６に出力して、第２実施形態に係るパルス信号生成部７３’と同様に周波数制御を行うようにする。これにより、パルス信号の周波数を大きくして、出力を小さくすることができる。

フェーズシフト制御から周波数制御に切り替えられたときに、先行アーム側のパルス信号と追従アーム側のパルス信号との位相差は固定され、当該位相差のままで周波数制御が行われる。また、切替部７３３によって、先行アームと追従アームとが切り替えられる。しかし、位相差検出部７６は、第１アームにおける電圧電流位相差φ₁と第２アームにおける電圧電流位相差φ₂のうち、より小さい方を電圧電流位相差φとして検出することができる。したがって、第３実施形態においても、パルス信号生成部７３”が、電圧電流位相差φが所定値φ^*より小さくならないように制御することで、第１アームおよび第２アームのどちらにおいても、進み位相にならないように制御することができる。

第１ないし第３実施形態においては、誘導加熱装置のインバータ装置８に、本発明を用いた場合について説明したが、これに限られない。本発明は、フェーズシフト制御を行うすべてのインバータ装置に用いることができる。例えば、電源装置（高周波電源装置や溶接電源装置、非接触給電装置など）や駆動装置のインバータ装置に本発明を用いるようにしてもよい。つまり、図１における負荷（コイル５、共振コンデンサ６および加熱対象物Ｂ）に代えて、別の負荷にインバータ装置８が電力を供給する場合にも、本発明を用いることができる。

本発明に係るインバータ回路の制御回路、この制御回路を備えたインバータ装置、このインバータ装置を備えた誘導加熱装置、および、制御方法は、上述した実施形態に限定されるものではない。本発明に係るインバータ回路の制御回路、この制御回路を備えたインバータ装置、このインバータ装置を備えた誘導加熱装置、および、制御方法の各部の具体的な構成は、種々に設計変更自在である。

Ａ，Ａ２，Ａ３ 誘導加熱装置
１ 直流電源
２ インバータ回路
２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄ スイッチング素子
３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄ フライホイールダイオード
４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄ スナバコンデンサ
５ コイル
６ 共振コンデンサ
７ 制御回路
７１ 電力算出部
７２ 電力設定部
７３，７３’,７３” パルス信号生成部
７３１，７３１’ 電力制御部
７３２ タイマ部
７３３ 切替部（切替手段）
７３４ 第１パルス信号生成部（第１駆動信号生成手段）
７３５ 第２パルス信号生成部（第２駆動信号生成手段）
７３６ 周波数指令部
７３７ 制御切替部
７４ ドライバ（第１駆動信号生成手段、第２駆動信号生成手段）
７５ 電流検出部
７６，７６’,７６” 位相差検出部（位相差検出手段）
７６１ 二値化回路
７６２,７６６ 否定回路
７６３ａ，７６３ｂ，７６７ａ，７６７ｂ 論理積回路
７６４ａ，７６４ｂ，７６４ 平滑回路
７６５ａ，７６５ｂ ダイオード
７６８ 論理和回路
７６９ａ，７６９ｂ 計時回路
７７０ 選択回路
８ インバータ装置
Ｂ 加熱対象物

Claims (7)

1. インバータ回路に駆動信号を入力して、前記インバータ回路を制御する制御回路であって、
   前記インバータ回路の一方のアームに配置されているスイッチング素子に入力する第１駆動信号を生成する第１駆動信号生成手段と、
   前記インバータ回路の他方のアームに配置されているスイッチング素子に入力する第２駆動信号を生成する第２駆動信号生成手段と、
   前記インバータ回路の出力電流信号の位相と前記第１駆動信号の位相との差である第１電圧電流位相差と、前記出力電流信号の反転信号の位相と前記第２駆動信号の位相との差である第２電圧電流位相差とのうち、小さい方を検出する位相差検出手段と、を備えており、
   前記位相差検出手段によって検出された小さい方の電圧電流位相差が所定の位相差より小さくならないように、前記第１駆動信号の位相と前記第２駆動信号の位相との差である位相差を変化させることで、前記インバータ回路の出力を制御する、
   ことを特徴とする制御回路。
2. インバータ回路に駆動信号を入力して、前記インバータ回路を制御する制御回路であって、
   前記インバータ回路の一方のアームに配置されているスイッチング素子に入力する第１駆動信号を生成する第１駆動信号生成手段と、
   前記インバータ回路の他方のアームに配置されているスイッチング素子に入力する第２駆動信号を生成する第２駆動信号生成手段と、
   前記インバータ回路の出力電流信号の位相と前記第１駆動信号の位相との差である第１電圧電流位相差と、前記出力電流信号の反転信号の位相と前記第２駆動信号の位相との差である第２電圧電流位相差とのうち、小さい方を検出する位相差検出手段と、を備えており、
   前記位相差検出手段によって検出された小さい方の電圧電流位相差が所定の位相差より小さくならないように、前記第１駆動信号および前記第２駆動信号の周波数を変化させることで、前記インバータ回路の出力を制御する、
   ことを特徴とする制御回路。
3. 前記第１駆動信号の位相が前記第２駆動信号の位相より進んだ状態と、前記第１駆動信号の位相が前記第２駆動信号の位相より遅れた状態とを切り替える切替手段をさらに備えている、
   請求項１または２に記載の制御回路。
4. インバータ回路と、請求項１ないし３のいずれかに記載の制御回路と、
   を備えていることを特徴とするインバータ装置。
5. 直流電源と、請求項４に記載のインバータ装置と、前記インバータ装置から入力される交流電流によって磁界を発生させるコイルと、
   を備えていることを特徴とする誘導加熱装置。
6. インバータ回路を制御する制御方法であって、
   前記インバータ回路の一方のアームに配置されているスイッチング素子に入力する第１駆動信号を生成する第１の工程と、
   他方のアームに配置されているスイッチング素子に入力する第２駆動信号を生成する第２の工程と、
   生成された第１駆動信号および第２駆動信号をそれぞれ対応するスイッチング素子に入力する第３の工程と、
   前記インバータ回路の出力電流信号の位相と前記第１駆動信号の位相との差である第１電圧電流位相差と、前記出力電流信号の反転信号の位相と前記第２駆動信号の位相との差である第２電圧電流位相差とのうち、小さい方を検出する第４の工程と、
   を備え、
   前記第４の工程で検出された小さい方の電圧電流位相差が所定の位相差より小さくならないように、前記第１駆動信号の位相と前記第２駆動信号の位相との差である位相差を変化させる、
   ことを特徴とする制御方法。
7. インバータ回路を制御する制御方法であって、
   前記インバータ回路の一方のアームに配置されているスイッチング素子に入力する第１駆動信号を生成する第１の工程と、
   他方のアームに配置されているスイッチング素子に入力する第２駆動信号を生成する第２の工程と、
   生成された第１駆動信号および第２駆動信号をそれぞれ対応するスイッチング素子に入力する第３の工程と、
   前記インバータ回路の出力電流信号の位相と前記第１駆動信号の位相との差である第１電圧電流位相差と、前記出力電流信号の反転信号の位相と前記第２駆動信号の位相との差である第２電圧電流位相差とのうち、小さい方を検出する第４の工程と、
   を備え、
   前記第４の工程で検出された小さい方の電圧電流位相差が所定の位相差より小さくならないように、前記第１駆動信号および前記第２駆動信号の周波数を変化させる、
   ことを特徴とする制御方法。