JP6371128B2 - インバータ装置、このインバータ装置を備えた誘導加熱装置およびワイヤレス給電装置 - Google Patents

Description

本発明は、インバータ装置、このインバータ装置を備えた誘導加熱装置およびワイヤレス給電装置に関する。

電磁誘導を利用して加熱を行う誘導加熱装置が開発されている。誘導加熱装置は、インバータ装置を用いて高周波電流を加熱用コイルに供給し、磁界を変化させる。そして、この磁界に配置された金属製の加熱対象物に、渦電流を発生させる。加熱対象物に渦電流が流れることで電気抵抗によるジュール熱が発生し、自己発熱によって加熱対象物が加熱される。

誘導加熱装置のインバータ装置において、インバータ装置の各スイッチング素子に入力する駆動信号の位相差を変化させることで出力の制御を行うフェーズシフト制御が用いられる場合がある。また、駆動信号の周波数を変化させることで出力の制御を行う周波数可変制御が用いられる場合がある。例えば、特許文献１には、フェーズシフト制御と周波数可変制御とを切り替えて、出力の制御を行う誘導加熱調理器が記載されている。当該誘導加熱調理器は、駆動信号の周波数を固定して位相差を大きくすることで出力電力を大きくし、位相差が上限値に達した後は、位相差を上限値に固定して周波数を低くすることで、出力電力をさらに増加させることができる。

特許第４９４８３６２号

インバータ装置の出力電流が大きくなると、インバータ装置のスイッチング素子に過電流が流れ、スイッチング素子が故障する場合がある。これを防ぐために、出力電流が所定の閾値を超えないように制御する必要がある。誘導加熱調理器の加熱対象物が非磁性ステンレス製の鍋などであり、インバータからみた負荷（加熱用コイルとこれに磁気結合した加熱対象物）の抵抗値の低いものであった場合、出力電力を大きくすると、出力電流が大きくなりやすい。フェーズシフト制御によって出力電力を大きくしている途中で出力電流が大きくなると、周波数可変制御に切り替える前に出力電流を抑制する必要が出てくる。この場合、位相差を上限値まで変化させることができない。仮に、出力電流を一定に保ったまま周波数可変制御に切り替えた場合、周波数を低くしても、加熱対象物の表皮効果によって抵抗値がさらに低くなるので、出力電力は減少してしまう。つまり、出力電力の増加を行うことができない。

本発明は上記した事情のもとで考え出されたものであって、出力電流を抑制しながら、出力電力を増加させることができるインバータ装置を提供することをその目的としている。

上記課題を解決するため、本発明では、次の技術的手段を講じている。

本発明の第１の側面によって提供されるインバータ装置は、２つのスイッチング素子が直列接続されたアームを備えるインバータ回路と、前記インバータ回路のスイッチング素子を駆動するためのパルス信号を生成して出力する制御回路と、前記インバータ回路の出力電流を検出する電流センサとを備えており、前記制御回路は、前記パルス信号の周波数を固定したまま、その他の要素を変化させることで、前記インバータ回路の出力電力を制御する周波数固定制御を行い、前記その他の要素の変化可能範囲を超えて前記インバータ回路の出力電力を制御する場合は、前記パルス信号の周波数を変化させることで制御する周波数可変制御を行い、前記周波数固定制御を行って出力電力を増加させているときに、前記電流センサによって検出された出力電流が閾値以上になると、固定された周波数を所定値だけ増加させることを特徴とする。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記インバータ回路は、２つのアームを備えており、前記周波数固定制御は、前記インバータ回路の一方のアームのスイッチング素子に入力されるパルス信号の位相と、他方のアームのスイッチング素子に入力されるパルス信号の位相との位相差を変更することで制御を行うフェーズシフト制御である。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記周波数固定制御は、前記パルス信号のパルス幅を変更することで制御を行うパルス幅変調制御である。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記周波数固定制御は、前記インバータ回路に入力する電圧を変更することで制御を行う振幅変調制御である。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記制御回路は、使用者による操作手段の操作に応じて、前記周波数固定制御を行うときの初期の周波数を設定する設定手段を備えている。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記制御回路は、近接して配置される他のインバータ回路のスイッチング素子を駆動するためのパルス信号の周波数に応じて、前記周波数固定制御を行うときの初期の固定周波数を設定する設定手段を備えている。

本発明の第２の側面によって提供される誘導加熱装置は、本発明の第１の側面によって提供されるインバータ装置を備えている。

本発明の第３の側面によって提供されるワイヤレス給電装置は、本発明の第１の側面によって提供されるインバータ装置を有する送電装置と、前記送電装置が送電する高周波電力を受電する受電装置とを備えていることを特徴とする。

本発明によると、周波数固定制御を行って出力電力を増加させているときに、出力電流が閾値以上になると、固定された周波数を所定値だけ増加させる。周波数が増加することで出力電流の周波数が高くなり、表皮効果により負荷の抵抗値が高くなる。これにより出力電流が減少するので、より広い範囲で周波数固定制御を継続することができる。出力電流を抑制するように周波数を所定値ずつ増加させ、その他の要素を変更可能範囲まで変化させることで、出力電力を増加させることができる。したがって、出力電流を抑制しながら、出力電力を増加させることができる。

本発明のその他の特徴および利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。

第１実施形態に係る誘導加熱装置の全体構成を説明するための図である。 制御回路が行う制御における駆動周波数と位相差の関係を示す図である。 切替部が行う切替処理を説明するためのフローチャートである。 第２実施形態に係るワイヤレス給電装置の全体構成を説明するための図である。

以下、本発明の実施の形態を、本発明に係るインバータ装置を誘導加熱装置に用いた場合を例として、図面を参照して具体的に説明する。

図１は、第１実施形態に係る誘導加熱装置の全体構成を説明するための図である。

誘導加熱装置Ａ１は、直流電源１、インバータ装置、コイル５、および、共振用コンデンサ６を備えている。誘導加熱装置Ａ１は、直流電源１が出力する直流電流をインバータ回路２で高周波電流に変換して、コイル５に流すことで、電磁誘導を利用して加熱対象物Ｂを加熱する。

直流電源１は、直流電流を出力するものであり、例えば、電力系統から入力される交流電流を整流する整流回路と、平滑する平滑コンデンサとを備えている。なお、直流電源１は、交流電流を直流電流に変換して出力するものに限られず、例えば、燃料電池、蓄電池、太陽電池などの直流電流を出力するものであってもよい。

インバータ装置は、直流電源１から入力される直流電流を高周波電流に変換して、コイル５に出力するものである。インバータ装置は、インバータ回路２と制御回路７とを備えており、以下では「インバータ装置８」と記載する。インバータ装置８の詳細については、後述する。

コイル５は、磁界を発生させるためのものであり、導体線を螺線状に巻いたものである。本実施形態では、誘導加熱装置Ａ１を加熱調理用のものとしており、コイル５の上部に加熱対象物Ｂとして鍋などを配置するので、コイル５を平面的に螺線状に巻いた渦巻形状としているが、これに限られない。コイル５の形状は、加熱対象物Ｂの形状や配置の状態に応じたものとすればよい。例えば、コイル５を円筒形状に巻いたいわゆるコイル形状として、その中央に加熱対象物Ｂを配置するようにしてもよい。コイル５は、インバータ装置８から入力される高周波電流が流れることで磁界を変化させる。これにより、この磁界に配置された例えば鍋などの加熱対象物Ｂに、渦電流が発生する。加熱対象物Ｂには、渦電流が流れることで電気抵抗によるジュール熱が発生し、自己発熱によって加熱対象物Ｂは加熱される。

共振用コンデンサ６は、コイル５によるインピーダンスを打ち消すためのものであり、コイル５に直列接続されることで直列共振回路を構成している。

コイル５と加熱対象物Ｂとは磁気結合しているので、コイル５、共振用コンデンサ６および加熱対象物Ｂをまとめて、インバータ装置８に接続された負荷と考えることができる。つまり、誘導加熱装置Ａ１は、直流電源１が出力する直流電流をインバータ装置８が交流電流に変換して、負荷に供給するものである。インバータ装置８は、負荷に供給する電力を制御することができる。本実施形態では、インバータ装置８は、フェーズシフト制御と周波数可変制御とを切り替えて、出力電力を制御する。

インバータ装置８は、単相フルブリッジ型のインバータ回路２と制御回路７とを備えている。インバータ回路２は、４個のスイッチング素子２ａ〜２ｄ、４個のフライホイールダイオード３ａ〜３ｄ、および、４個のスナバコンデンサ４ａ〜４ｄを備えている。本実施形態では、スイッチング素子２ａ〜２ｄとしてＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）を使用している。なお、スイッチング素子２ａ〜２ｄはＭＯＳＦＥＴに限定されず、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor : 絶縁ゲート・バイポーラトランジスタ）などであってもよい。また、フライホイールダイオード３ａ〜３ｄおよびスナバコンデンサ４ａ〜４ｄの種類も限定されない。

スイッチング素子２ａと２ｂとは、スイッチング素子２ａのソース端子とスイッチング素子２ｂのドレイン端子とが接続されて、直列接続されている。スイッチング素子２ａのドレイン端子は直流電源１の正極側に接続され、スイッチング素子２ｂのソース端子は直流電源１の負極側に接続されて、ブリッジ構造を形成している。同様に、スイッチング素子２ｃと２ｄとが直列接続されてブリッジ構造を形成している。スイッチング素子２ａと２ｂで形成されているブリッジ構造を先行アームとし、スイッチング素子２ｃと２ｄで形成されているブリッジ構造を追従アームとする。先行アームのスイッチング素子２ａと２ｂとの接続点には出力ラインが接続され、追従アームのスイッチング素子２ｃと２ｄとの接続点にも出力ラインが接続されている。これら２つの出力ラインの間に、コイル５と共振用コンデンサ６とが直列接続されている。各スイッチング素子２ａ〜２ｄのゲート端子には、制御回路７から出力される駆動信号Ｐａ’〜Ｐｄ’（後述）がそれぞれ入力される。

各スイッチング素子２ａ〜２ｄは、それぞれ駆動信号Ｐａ’〜Ｐｄ’に基づいて、オン状態とオフ状態とを切り替えられる。各アームの両端はそれぞれ直流電源１の正極と負極とに接続されているので、正極側のスイッチング素子がオン状態で負極側のスイッチング素子がオフ状態の場合、当該アームの出力ラインの電位は直流電源１の正極側の電位となる。一方、正極側のスイッチング素子がオフ状態で負極側のスイッチング素子がオン状態の場合、当該アームの出力ラインの電位は直流電源１の負極側の電位となる。これにより、直流電源１の正極側の電位と負極側の電位とが切り替えられたパルス状の電圧信号が各出力ラインから出力され、２つの出力ライン間の電圧である線間電圧が交流電圧となる。

フライホイールダイオード３ａ〜３ｄは、スイッチング素子２ａ〜２ｄのドレイン端子とソース端子との間に、それぞれ逆並列に接続されている。すなわち、フライホイールダイオード３ａ〜３ｄのアノード端子はそれぞれスイッチング素子２ａ〜２ｄのソース端子に接続され、フライホイールダイオード３ａ〜３ｄのカソード端子はそれぞれスイッチング素子２ａ〜２ｄのドレイン端子に接続されている。フライホイールダイオード３ａ〜３ｄは、それぞれスイッチング素子２ａ〜２ｄの切り替えによって発生する逆起電力による逆方向の高い電圧がスイッチング素子２ａ〜２ｄに印加されないようにするためのものである。

スナバコンデンサ４ａ〜４ｄは、スイッチング素子２ａ〜２ｄのドレイン端子とソース端子との間に、それぞれ接続されている。スナバコンデンサ４ａ〜４ｄは、スイッチング素子２ａ〜２ｄの切り替えによってドレイン端子とソース端子との間に印加されるサージ電圧を吸収するものである。なお、スナバコンデンサ４ａ〜４ｄにそれぞれ抵抗を直列接続してスナバ回路としてもよい。

なお、フライホイールダイオード３ａ〜３ｄおよびスナバコンデンサ４ａ〜４ｄは、いずれか一方のみを備えるようにしてもよいし、いずれも備えないようにしてもよい。

制御回路７は、インバータ回路２の制御を行うものであり、直流電源１に入力される交流電力が目標電力になるように制御することで、インバータ回路２の出力電力を制御する。制御回路７は、フェーズシフト制御と周波数可変制御とを切り替えて、出力電力の制御を行う。

制御回路７は、フェーズシフト制御を行うことができる範囲では、駆動信号Ｐａ’〜Ｐｄ’の周波数(以下では、「駆動周波数ｆ」とする）を固定して、フェーズシフト制御を行う。すなわち、追従アームのスイッチング素子２ｃ（２ｄ）に出力する駆動信号Ｐｃ’（Ｐｄ’）の位相を先行アームのスイッチング素子２ａ（２ｂ）に出力する駆動信号Ｐａ’（Ｐｂ’）の位相より遅らせるが、この位相差θを変化させることで、出力電力の制御を行う。位相差θを小さくすると、負荷に電圧が印加される時間が短くなり、電流の振幅が小さくなって、インバータ回路２の出力電力が小さくなる。逆に、位相差θを大きくすると、負荷に電圧が印加される時間が長くなり、電流の振幅が大きくなって、インバータ回路２の出力電力が大きくなる。フェーズシフト制御は、位相差θが取り得る最小値θ_minから最大値θ_maxまでの範囲(θ_min≦θ≦θ_max)で、制御を行うことができる。

また、制御回路７は、フェーズシフト制御では制御できない範囲（位相差θの変化範囲外）で出力電力を制御する場合、位相差θを固定して、周波数可変制御を行う。すなわち、駆動周波数ｆを変化させることで、出力電力の制御を行う。直列接続されたコイル５と共振用コンデンサ６とは、直列共振回路を構成しており、駆動周波数ｆが共振周波数のときに共振状態となって、出力電流が最大になる。本実施形態では、遅れ位相にするために、駆動周波数ｆを共振周波数より高い周波数の範囲で変化させる。したがって、駆動周波数ｆを低くすると、電流の振幅が大きくなって、インバータ回路２の出力電力が大きくなる。逆に、駆動周波数ｆを高くすると、電流の振幅が小さくなって、インバータ回路２の出力電力が小さくなる。

図２は、制御回路７が行う制御における駆動周波数ｆと位相差θの関係を示す図である。

図２（ａ）に示すように、制御回路７は、駆動周波数ｆを所定周波数ｆ₀に固定して、位相差θを最小値θ_minから最大値θ_maxまでの範囲で変化させることで、出力電力の制御を行う（同図において、点ａから点ｂまでの範囲の太線で示している）。また、制御回路７は、位相差θを最大値θ_maxにした状態よりさらに出力電力を増加させる場合、位相差θを最大値θ_maxに固定して、駆動周波数ｆを減少させる。これにより、駆動周波数ｆが取り得る最小値ｆ_minまで、出力電力を増加させることができる（同図において、点ｂから点ｃまでの範囲の太線矢印で示している）。逆に、位相差θを最小値θ_minにした状態よりさらに出力電力を減少させる場合、位相差θを最小値θ_minに固定して、駆動周波数ｆを増加させる。これにより、駆動周波数ｆが取り得る最大値ｆ_maxまで、出力電力を減少させることができる（同図において、点ａから点ｄまでの範囲の太線矢印で示している）。したがって、制御回路７は、点ｄから点ｃまでの範囲（同図の太線矢印参照）で、出力電力を広範囲で制御することができる。また、点ａから点ｂまでの範囲では、駆動周波数ｆを所定周波数ｆ₀に固定するので、同様に駆動周波数ｆを所定周波数ｆ₀に固定されている他のインバータ装置８との間で干渉音は発生しない。

また、制御回路７は、インバータ回路２の出力電流が過電流にならないように制御している。具体的には、制御回路７は、出力電流が閾値以上になった場合に、駆動周波数ｆを所定周波数ｆ₀から所定値Δｆだけ増加させる。駆動周波数ｆを所定周波数ｆ₀に固定したまま位相差θをさらに増加させると、スイッチング素子２ａ〜２ｄに過電流が流れて故障する場合がある。駆動周波数ｆを高い周波数にすることで、出力電流の周波数が高くなる。そして、表皮効果により加熱対象物Ｂの抵抗値が高くなって、出力電流が減少する。これにより、位相差θをさらに増加させることができる。位相差θの増加により出力電流が増加され、出力電流が閾値に達したときには、抵抗値が高くなった分、出力電力は増加している。駆動周波数ｆを高くした後でも、位相差θを増加させることで出力電流が閾値以上になった場合、制御回路７は、駆動周波数ｆをさらに所定値Δｆだけ増加させる。出力電流を抑制するように駆動周波数ｆを所定値Δｆずつ増加させ、位相差θが最大値θ_maxになるまで出力電力を増加させることができる。

図２（ｂ）は、制御回路７が、フェーズシフト制御の途中で、駆動周波数ｆを所定周波数ｆ₀から増加させている状態を示している。制御回路７は、駆動周波数ｆを所定周波数ｆ₀に固定して位相差θを大きくしているときに、点ｂに達する前に出力電流が閾値以上になると、駆動周波数ｆを所定値Δｆだけ増加させる。駆動周波数ｆがｆ₁（＝ｆ₀＋Δｆ）になったことで、出力電流が減少するので、位相差θをより大きい値まで変化させることができる。制御回路７は、駆動周波数ｆをｆ₁に固定して位相差θを大きくすることで、出力電力を増加させる。位相差θが最大値θ_maxになる前に、また出力電流が閾値以上になると、制御回路７は、駆動周波数ｆをさらに所定値Δｆだけ増加させる。駆動周波数ｆがｆ₂（＝ｆ₁＋Δｆ）になったことで、出力電流が減少するので、位相差θをより大きい値まで変化させることができる。制御回路７は、駆動周波数ｆをｆ₂に固定して、位相差θを最大値θ_maxになるまで（点ｂ’参照）大きくすることで、出力電力を増加させる。

図１に戻って、制御回路７は、電力算出部７１、電力設定部７２、電力制御部７３、電流検出部７４、切替部７５、周波数設定部７６、周波数制御部７７、パルス信号生成部７８、および、ドライバ７９を備えている。

電力算出部７１は、電力系統から直流電源１に入力される交流電力の電力値を算出するものである。図１においては図示されていないが、直流電源１には電力系統と整流回路との間に電流センサおよび電圧センサが設けられている。当該電流センサは、電力系統から直流電源１に入力される交流電流を検出して、電力算出部７１に出力している。また、当該電圧センサは、電力系統から直流電源１に入力される交流電圧を検出して、電力算出部７１に出力している。電力算出部７１は、電流センサおよび電圧センサからの入力に基づいて、直流電源１に入力される交流電力の電力値Ｐを算出して出力する。なお、電力算出部７１を直流電源１に設けて、電力値Ｐを直流電源１から制御回路７に入力するようにしてもよい。

電力設定部７２は、電力値Ｐの目標値Ｐ^*を設定するものであり、設定された目標値Ｐ^*を出力する。電力設定部７２は、図示しない操作手段の操作に応じて、目標値Ｐ^*を設定する。操作手段は、例えば、つまみの回動位置により目標値Ｐ^*を変化させるものであり、一方方向（例えば反時計回り）につまみを回動させると目標値Ｐ^*が小さい値に設定され、他方方向（例えば時計回り）につまみを回動させると目標値Ｐ^*が大きい値に設定される。

電力制御部７３は、インバータ回路２に入力される電力の制御を行うためのものである。電力制御部７３は、電力算出部７１より出力される電力値Ｐと、電力設定部７２より出力される目標値Ｐ^*との電力偏差ΔＰ（＝Ｐ^*−Ｐ）を入力されて、当該電力偏差ΔＰをゼロにするための電力補償値Ｘを切替部７５に出力する。電力制御部７３は、例えば、比例積分（ＰＩ）制御を行っている。

電流検出部７４は、インバータ回路２の出力ラインに設けられた電流センサが検出した電流信号に基づいて、インバータ回路２の出力電流の実効値を算出するものである。電流検出部７４は、算出した電流実効値Ｉを切替部７５に出力する。

切替部７５は、電力制御部７３より入力される電力補償値Ｘの出力先を切り替えるものである。切替部７５は、パルス信号生成部７８より入力される位相差θが最小値θ_minまたは最大値θ_maxになっていない(θ_min＜θ＜θ_max)場合、電力補償値Ｘをパルス信号生成部７８に出力し、位相差θが最小値θ_minまたは最大値θ_maxに達した(θ＝θ_min,θ_max)場合、電力補償値Ｘを周波数制御部７７に出力する。また、切替部７５は、電流検出部７４より入力される電流実効値Ｉが閾値Ｉ₀以上になった場合、周波数制御部７７に周波数増加信号を出力する。

図３は、切替部７５が行う切替処理を説明するためのフローチャートである。当該切替処理は、インバータ装置８の起動時（すなわち、使用者が操作手段の操作によりスイッチをオンにしたとき）に実行が開始され、インバータ装置８の停止時（すなわち、使用者が操作手段の操作によりスイッチをオフにしたとき）まで継続する。

まず、パルス信号生成部７８より入力される位相差θが(θ_min＜θ＜θ_max)であるか否かが判別される（Ｓ１）。(θ_min＜θ＜θ_max)の場合（Ｓ１：ＹＥＳ）、電力制御部７３より入力される電力補償値Ｘが、パルス信号生成部７８に出力される（Ｓ２）。これにより、フェーズシフト制御が行われる。そして、電流検出部７４より入力される電流実効値Ｉが閾値Ｉ₀以上であるか否かが判別される（Ｓ３）。電流実効値Ｉが閾値Ｉ₀以上の場合（Ｓ３：ＹＥＳ）、周波数増加信号が周波数制御部７７に出力され（Ｓ４）、ステップＳ１に戻る。周波数制御部７７は、周波数増加信号を入力されると、駆動周波数ｆを所定値Δｆだけ増加する。電流実効値Ｉが閾値Ｉ₀より小さい場合（Ｓ３：ＮＯ）、ステップＳ１に戻る。

ステップＳ１において、θ＝θ_minまたはθ＝θ_maxの場合（Ｓ１：ＮＯ）、電力制御部７３より入力される電力補償値Ｘが、周波数制御部７７に出力され（Ｓ５）、ステップＳ１に戻る。これにより、周波数可変制御が行われる。なお、切替部７５が行う切替処理は、上述したものに限定されない。

周波数設定部７６は、インバータ装置８の運転開始時の駆動周波数である所定周波数ｆ₀を設定するものである。周波数設定部７６は、図示しない操作手段の操作に応じて、所定周波数ｆ₀を設定する。所定周波数ｆ₀が、負荷の共振周波数から大きく離れている場合や、進み力率になる周波数領域の周波数であった場合、スイッチング素子の損失が増大する。また、所定周波数ｆ₀と近接する誘導加熱装置Ａ１の駆動周波数ｆとの周波数差が、１ｋＨｚ〜１５ｋＨｚであった場合、干渉音が発生する。これらの不都合を回避するために、使用者は、操作手段を操作することで、所定周波数ｆ₀を適宜設定することができる。

周波数制御部７７は、駆動周波数ｆを設定するものである。周波数制御部７７は、切替部７５より入力される電力補償値Ｘに基づいて、駆動周波数ｆを設定する。周波数制御部７７は、切替部７５より電力補償値Ｘが入力されていない間（フェーズシフト制御が行われている間）は、駆動周波数ｆを固定する。インバータ装置８の運転開始時には、駆動周波数ｆとして、周波数設定部７６より入力される所定周波数ｆ₀を設定する。そして、切替部７５より周波数増加信号が入力されると、駆動周波数ｆに所定の周波数Δｆを加算することで、駆動周波数ｆを切り替える。一方、切替部７５より電力補償値Ｘが入力されている間（フェーズシフト制御が行われていない間）は、電力補償値Ｘに応じて、駆動周波数ｆを変化させる。

パルス信号生成部７８は、パルス信号Ｐａ〜Ｐｄを生成するものである。パルス信号生成部７８は、先行パルス信号生成部７８１および追従パルス信号生成部７８２を備えている。

先行パルス信号生成部７８１は、先行アームのスイッチング素子２ａおよび２ｂに入力される駆動信号Ｐａ’およびＰｂ’の元になるパルス信号ＰａおよびＰｂを生成して、ドライバ７９に出力する。先行パルス信号生成部７８１は、周波数制御部７７より入力される駆動周波数ｆで、デューティ比が５０％であるパルス信号Ｐａを生成して出力する。また、先行パルス信号生成部７８１は、パルス信号Ｐａを反転させた信号をパルス信号Ｐｂとして出力する。

追従パルス信号生成部７８２は、追従アームのスイッチング素子２ｃおよび２ｄに入力される駆動信号Ｐｃ’およびＰｄ’の元になるパルス信号ＰｃおよびＰｄを生成して、ドライバ７９に出力する。追従パルス信号生成部７８２は、周波数制御部７７より入力される駆動周波数ｆで、デューティ比が５０％であり、切替部７５より入力される電力補償値Ｘに応じて位相を遅らせたパルス信号Ｐｃを生成して出力する。また、追従パルス信号生成部７８２は、パルス信号Ｐｃを反転させた信号をパルス信号Ｐｄとして出力する。

なお、パルス信号生成部７８によるパルス信号の生成方法は、上述したものに限られない。切替部７５より入力される電力補償値Ｘに応じて、パルス信号ＰｃおよびＰｄの位相の遅れを変化させることができればよい。また、本実施形態においては、デューティ比を５０％にした場合について説明しているが、これに限られない。５０％はあくまで例示であって、５０％以外の所定値としてもよい。

ドライバ７９は、パルス信号生成部７８から入力されるパルス信号Ｐａ〜Ｐｄを増幅して、各スイッチング素子２ａ〜２ｄを駆動できるレベルの駆動信号Ｐａ’〜Ｐｄ’として出力する。本実施形態では、ドライバ７９を、パルストランス方式のゲートドライブ回路としている。なお、ドライバ７９は、パルストランス方式のゲートドライブ回路に限定されず、フォトカプラ方式などの他の方式のゲートドライブ回路としてもよい。

なお、制御回路７の内部構成は上述したものに限られない。制御回路７は、フェーズシフト制御では制御できない範囲（位相差θの変化範囲外）で出力電力を制御する場合に周波数可変制御を行うものであり、インバータ回路２の出力電流が過電流になる前に駆動周波数ｆを増加させるものであればよい。

また、制御回路７の各部はディジタル回路として実現してもよいし、アナログ回路として実現してもよい。また、各部が行う処理をプログラムで設計し、当該プログラムを実行させることでコンピュータを制御回路７として機能させてもよい。また、当該プログラムを記録媒体に記録しておき、コンピュータに読み取らせるようにしてもよい。

次に、第１実施形態に係る誘導加熱装置の作用と効果について説明する。

切替部７５は、パルス信号生成部７８より入力される位相差θが最小値θ_minまたは最大値θ_maxになっていない(θ_min＜θ＜θ_max)場合、電力補償値Ｘをパルス信号生成部７８に出力する。この場合、パルス信号生成部７８は、駆動周波数ｆを所定周波数ｆ₀に固定して、パルス信号Ｐｃ（Ｐｄ）の位相を、パルス信号Ｐａ（Ｐｂ）の位相より、電力補償値Ｘに応じて遅らせる。これにより、制御回路７は、フェーズシフト制御を行う。また、切替部７５は、位相差θが最小値θ_minまたは最大値θ_maxに達した(θ＝θ_min,θ_max)場合、電力補償値Ｘを周波数制御部７７に出力する。この場合、パルス信号生成部７８は、位相差θを固定して、パルス信号Ｐａ〜Ｐｄの周波数を、周波数制御部７７で電力補償値Ｘに応じて変化された駆動周波数ｆにする。これにより、制御回路７は、周波数可変制御を行う。制御回路７は、フェーズシフト制御ができる範囲を超える場合、周波数可変制御を行うことで、出力電力を広範囲で制御することができる。また、フェーズシフト制御ができる範囲では、駆動周波数ｆを所定周波数ｆ₀に固定するので、同様に駆動周波数ｆを所定周波数ｆ₀に固定されている他のインバータ装置８との間で干渉音は発生しない。

また、切替部７５は、フェーズシフト制御を行っているときに、電流検出部７４より入力される電流実効値Ｉが閾値Ｉ₀以上になった場合、周波数制御部７７に周波数増加信号を出力する。周波数制御部７７は、切替部７５より周波数増加信号が入力されると、駆動周波数ｆに所定の周波数Δｆを加算することで、駆動周波数ｆを増加させる。駆動周波数ｆが増加すると、出力電流の周波数も高くなり、表皮効果により加熱対象物Ｂの抵抗値が高くなって、出力電流が減少する。したがって、位相差θをさらに増加させることができるようになって、フェーズシフト制御できる範囲が広がる。位相差θの増加により出力電流が増加され、出力電流が閾値に達したときには、抵抗値が高くなった分、出力電力は増加している。出力電流を抑制するように駆動周波数ｆを増加させ、位相差θを最大値θ_maxになるまで変化させることで出力電力を増加させることができる。したがって、出力電流を抑制しながら、出力電力を増加させることができる。

なお、本実施形態においては、周波数設定部７６が操作手段の操作に応じて所定周波数ｆ₀を設定する場合について説明しているが、これに限られない。例えば、近接する誘導加熱装置Ａ１の駆動周波数ｆに基づいて、適切な所定周波数ｆ₀を設定するようにしてもよい。この場合、使用者が所定周波数ｆ₀を設定する手間を省くことができる。

本実施形態においては、インバータ装置８がフェーズシフト制御と周波数可変制御とを切り替える場合について説明したが、これに限られない。例えば、フェーズシフト制御に代えて、他の周波数固定制御であるパルス幅変調（ＰＷＭ）制御、振幅変調（ＰＡＭ）制御、または、パルス密度変調（ＰＤＭ）制御などを行うようにしてもよいし、これらの制御を組み合わせた制御を行うようにしてもよい。本実施形態においては、フェーズシフト制御を行うので、インバータ回路２はフルブリッジ型であるが、その他の制御を行う場合は、インバータ回路２をハーフブリッジ型としてもよい。

本実施形態においては、直流電源１に入力される交流電力がインバータ回路２の出力電力とほぼ同じであることを利用して、直流電源１に入力される交流電力を制御することで、インバータ回路２の出力電力を制御しているが、これに限られない。例えば、インバータ回路２の出力電力を直接制御するようにしてもよい。すなわち、電力算出部７１がインバータ回路２の出力電流および出力電圧から出力電力を算出し、電力設定部７２が出力電力の目標値を設定するようにしてもよい。また、直流電源１からインバータ回路２に入力される直流電力を制御するようにしてもよい。また、直流電源１に入力される交流電流を制御するようにしてもよいし、当該交流電流から推定される交流電力を制御するようにしてもよい。

上記第１実施形態においては、本発明に係るインバータ装置を誘導加熱装置に用いた場合について説明したが、これに限られない。本発明に係るインバータ装置は、ワイヤレス給電用の送電装置や電源装置などの他の装置にも用いることができる。本発明に係るインバータ装置をワイヤレス給電用の送電装置に用いた場合を、第２実施形態として、以下に説明する。

図４は、第２実施形態に係るワイヤレス給電装置を説明するための図である。

図４に示すワイヤレス給電装置Ａ２は、高周波電力を送電する送電装置Ａ２１、および、送電装置Ａ２１が送電した高周波電力を受電する受電装置Ａ２２を備えている。

送電装置Ａ２１は、第１実施形態に係る誘導加熱装置Ａ１と同様の構成であり、図１に示す誘導加熱装置Ａ１と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。送電装置Ａ２１は、直流電源１が出力する直流電流をインバータ回路２で高周波電流に変換し、コイル５に流すことで、コイル５に発生する磁界を変化させる。制御回路７は、システム効率を最大にするために、インバータ回路２への入力電力を一定にする制御を行う。

受電装置Ａ２２は、コイル５に磁気結合するコイル５’、コイル５’に直列接続されて、直列共振回路を構成する共振用コンデンサ６’、および、コイル５’が受電した高周波電力を消費する負荷９を備えている。負荷９は、高周波電力を整流する整流回路と、負荷９全体の抵抗値を最適な値にするために電圧電流比を変化させるＤＣ／ＤＣコンバータを備えている。

第１実施形態に係る誘導加熱装置Ａ１がコイル５に発生する磁界を変化させることで、加熱対象物Ｂに渦電流を発生させるのに対し、送電装置Ａ２１は、コイル５に発生する磁界を変化させることで、受電装置Ａ２２のコイル５’に高周波電流を発生させる点が異なる。

第２実施形態に係る送電装置Ａ２１は、フェーズシフト制御では制御できない範囲（位相差θの変化範囲外）で制御を行う場合に周波数可変制御を行い、インバータ回路２の出力電流が過電流になる前に駆動周波数ｆを増加させる。したがって、第２実施形態においても、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。

本発明に係るインバータ装置、誘導加熱装置およびワイヤレス給電装置は、上述した実施形態に限定されるものではない。本発明に係るインバータ装置、誘導加熱装置およびワイヤレス給電装置の各部の具体的な構成は、種々に設計変更自在である。

Ａ１ 誘導加熱装置
Ａ２ ワイヤレス給電装置
Ａ２１ 送電装置
Ａ２２ 受電装置
１ 直流電源
２ インバータ回路
２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄ スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）
３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄ フライホイールダイオード
４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄ スナバコンデンサ
５，５’ コイル
６，６’ 共振用コンデンサ
７ 制御回路
７１ 電力算出部
７２ 電力設定部
７３ 電力制御部
７４ 電流検出部
７５ 切替部
７６ 周波数設定部
７７ 周波数制御部
７８ パルス信号生成部
７８１ 先行パルス信号生成部
７８１ 追従パルス信号生成部
７９ ドライバ
８ インバータ装置
９ 負荷
Ｂ 加熱対象物

Claims (8)

1. ２つのスイッチング素子が直列接続されたアームを備えるインバータ回路と、
   前記インバータ回路のスイッチング素子を駆動するためのパルス信号を生成して出力する制御回路と、
   前記インバータ回路の出力電流を検出する電流センサと、
   を備えており、
   前記制御回路は、
   前記パルス信号の周波数を固定したまま、その他の要素を変化させることで、前記インバータ回路の出力電力を制御する周波数固定制御を行い、
   前記周波数固定制御では前記その他の要素の変化可能範囲を超えるので制御できない場合は、前記パルス信号の周波数を変化させることで制御する周波数可変制御を行い、
   前記周波数固定制御を行って出力電力を増加させているときに、前記電流センサによって検出された出力電流が閾値以上になると、固定された周波数を所定値だけ増加させる、ことを特徴とするインバータ装置。
2. 前記インバータ回路は、２つのアームを備えており、
   前記周波数固定制御は、前記インバータ回路の一方のアームのスイッチング素子に入力されるパルス信号の位相と、他方のアームのスイッチング素子に入力されるパルス信号の位相との位相差を変更することで制御を行うフェーズシフト制御である、
   請求項１に記載のインバータ装置。
3. 前記周波数固定制御は、前記パルス信号のパルス幅を変更することで制御を行うパルス幅変調制御である、
   請求項１に記載のインバータ装置。
4. 前記周波数固定制御は、前記インバータ回路に入力する電圧を変更することで制御を行う振幅変調制御である、
   請求項１に記載のインバータ装置。
5. 前記制御回路は、
   使用者による操作手段の操作に応じて、前記周波数固定制御を行うときの初期の周波数を設定する設定手段を備えている、
   請求項１ないし４のいずれかに記載のインバータ装置。
6. 前記制御回路は、
   近接して配置される他のインバータ回路のスイッチング素子を駆動するためのパルス信号の周波数に応じて、前記周波数固定制御を行うときの初期の固定周波数を設定する設定手段を備えている、
   請求項１ないし４のいずれかに記載のインバータ装置。
7. 請求項１ないし６のいずれかに記載のインバータ装置を備えている、
   ことを特徴とする誘導加熱装置。
8. 請求項１ないし６のいずれかに記載のインバータ装置を有する送電装置と、
   前記送電装置が送電する高周波電力を受電する受電装置と、
   を備えていることを特徴とするワイヤレス給電装置。

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