JP6523592B1 - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

第１の電力変換回路は、入力電源からの電圧を直流電圧に変換し、変換後の直流電圧を出力する。第２の電力変換回路は、第１の直流母線を介して第１の電力変換回路に接続され、第１の電力変換回路から出力された直流電圧を変圧し、変圧後の直流電圧を出力する。第３の電力変換回路は、第２の直流母線を介して第２の電力変換回路に接続され、第２の電力変換回路から出力された直流電圧を変換し、変換後の直流電圧を負荷に出力する。第１の直流母線に第１の直流コンデンサが接続され、第２の直流母線に第２の直流コンデンサが接続される。制御部は、第１、第２および第３の電力変換回路が段階的に動作を開始し、第１の直流コンデンサの電圧が第１の閾値電圧に達しかつ第２の直流コンデンサの電圧が第２の閾値電圧に達した後に、第３の電力変換回路から負荷に電力が出力されるように、第１、第２および第３の電力変換回路を制御する。

Description

この発明は、少なくとも３つの電力変換回路を有する電力変換装置に関する。

従来、交流電源から供給された電力を絶縁しつつ直流電力に変換して負荷に供給する電力変換装置が用いられる。このような電力変換装置は、一般的に、交流電力を直流電力に変換する電力変換回路（ＡＣ／ＤＣコンバータ）と、その直流電力を絶縁トランスを用いて所望の大きさの直流電力に変換して出力する電力変換回路（絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ）とを備える。また、直流電源から供給された電力を任意の直流電力に変換する電力変換装置においても、絶縁を必要とする場合であってかつ入出力電圧範囲を広く設定する場合には、直流電源からの供給電力をある一定の直流電力に変換する電力変換回路（ＤＣ／ＤＣコンバータ）と、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータとの２つの電力変換回路により電力変換装置が構成される場合がある。

このように２つの電力変換回路で電力変換装置を構成する場合、出力電圧を広範囲に制御すると絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの損失が増加する問題がある。そこで、絶縁型コンバータの出力側に電力変換回路を追加することで、直列接続された３つの電力変換回路により電力変換装置を構成することが検討されている（例えば、特許文献１参照）。

特許文献１記載の電源装置は、互いに直列に接続されたＡＣ／ＤＣコンバータ、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータおよび双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを備える。ＡＣ／ＤＣコンバータは、交流電源からの交流電圧を変換して直流電圧を出力する。絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは、ＡＣ／ＤＣコンバータから出力された直流電圧を変換してリンク電圧を出力する。双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータから出力されたリンク電圧の値を調整し、調整後のリンク電圧をバッテリに与える。ＡＣ／ＤＣコンバータと絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータとの間、および絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータと双方向ＤＣ／ＤＣコンバータとの間には、それぞれ平滑コンデンサが接続されている。

特開２０１５−２０８１７１号公報

上記特許文献１の電源装置においては、ＡＣ／ＤＣコンバータ、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータおよび双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの動作が開始されると、２つの平滑コンデンサに同時に電流が流れ込む。そのため、これらの回路間で過電流が発生するといった問題がある。

本発明は、上記の問題点を解決するためになされたものであり、動作開始時における過電流の発生を防止することが可能な電力変換装置を得ることを目的とする。

本発明に係る電力変換装置は、入力電源からの電圧を直流電圧に変換し、変換後の直流電圧を出力する第１の電力変換回路と、第１の直流母線を介して第１の電力変換回路に接続され、第１の電力変換回路から出力された直流電圧を変圧し、変圧後の直流電圧を出力する第２の電力変換回路と、第２の直流母線を介して第２の電力変換回路に接続され、第２の電力変換回路から出力された直流電圧を変換し、変換後の直流電圧を負荷に出力する第３の電力変換回路と、第１の直流母線に接続された第１の直流コンデンサと、第２の直流母線に接続された第２の直流コンデンサと、第１、第２および第３の電力変換回路が段階的に動作を開始し、第１の直流コンデンサの電圧が第１の閾値電圧に達しかつ第２の直流コンデンサの電圧が第２の閾値電圧に達した後に、第３の電力変換回路から負荷に電力が出力されるように、第１、第２および第３の電力変換回路を制御する制御部と、を備える。

本発明に係る電力変換装置によれば、第１、第２および第３の電力変換回路の動作が段階的に開始されるため、第１および第２の直流コンデンサの電圧を個別に制御することができ、過電流の発生を防止することが可能である。

実施の形態１における電力変換装置を含む電源システムの概略構成を示す模式図である。 実施の形態１に係る電力変換装置の具体的な回路構成例を示す図である。 実施の形態１に係る電力変換装置の具体的な回路構成例を示す図である。 実施の形態１において負荷に抵抗負荷が用いられた場合の電力変換装置の初期動作についての説明するための図である。 実施の形態１において負荷に電圧源負荷が用いられた場合の電力変換装置の初期動作の第１の例について説明するための図である。 実施の形態１において負荷に電圧源負荷が用いられた場合の電力変換装置の初期動作の第２の例について説明するための図である。 実施の形態１において負荷に電圧源負荷が用いられた場合の電力変換装置の初期動作の第３の例について説明するための図である。 実施の形態１に係る電力変換装置の変形例を示す図である。 実施の形態１に係る電力変換装置の他の変形例を示す図である。 実施の形態２に係る電力変換装置の具体的な回路構成例を示す図である。 実施の形態２における電力変換装置の初期動作について説明するための図である。 制御部の少なくとも一部の機能がソフトウェアで実現される例を示す図である。

＜実施の形態１＞
本発明の実施の形態１に係る電力変換装置について図面を参照して説明する。図１は、本発明の実施の形態１に係る電力変換装置を含む電源システムの概略構成を示す模式図である。図面および以下の説明において、同一または同様の構成要素を示す場合には同一の符号を付すものとする。

本発明の実施の形態１に示す電源システムは、電力変換装置１００、入力電源１および負荷７を備える。電力変換装置１００は、第１の電力変換回路２、第１の直流コンデンサ３、第２の電力変換回路４、第２の直流コンデンサ５、第３の電力変換回路６および制御部８を含む。第１の電力変換回路２の一端（入力端子）は、入力電源１に接続されている。第２の電力変換回路４の一端（入力端子）は、第１の電力変換回路２の他端（出力端子）に接続されている。第３の電力変換回路６の一端（入力端子）は、第２の電力変換回路４の他端（出力端子）に接続されている。第３の電力変換回路６の他端（出力端子）は、負荷７に接続されている。第１の電力変換回路２は、入力電源からの電圧を直流電圧へ変換する。第２の電力変換回路４は、第１の電力変換回路２からの直流電圧を絶縁トランスを介して変圧する。第３の電力変換回路６は、第２の電力変換回路４からの直流電圧を変換して負荷７に出力する。

第１の直流コンデンサ３は、第１の電力変換回路２と第２の電力変換回路４とを接続する一対の第１の直流母線３１間に接続されており、第２の直流コンデンサ５は、第２の電力変換回路４と第３の電力変換回路６とを接続する一対の第２の直流母線５１間に接続されている。

制御部８は、第１〜第３の電力変換回路２，４，６の全てを制御可能であり、各電力変換回路が備える各スイッチング素子の制御を行う。この場合、制御部８は、後述の電流検出器および電圧検出器から得られる検出結果の一部または全部に基づいて、すべての電力変換回路が有する各スイッチング素子に対して駆動信号を送信し、スイッチング素子のオンオフを制御することにより所望の動作を実現する。

本電源システムは、例えば、電動車両の充電器を中心とした電源システムに適用されるもので、入力電源１は商用交流系統もしくは自家発電機などの交流電源、またはバッテリなどの直流電源である。また、負荷７は、抵抗負荷または電圧源負荷である。抵抗負荷は、自発的に電圧を発生しない負荷であり、例えば照明機器や温調機器である。電圧源負荷は、自発的に電圧を発生する負荷であり、例えば車両走行用の高圧バッテリもしくは車両電装品の鉛バッテリなどである。なお、入力電源１や負荷７がこれらの例に限定されるものでないということはいうまでもない。

図２および図３は、実施の形態１に係る電力変換装置１００の具体的な回路構成例を示す図である。図２および図３の例では、入力電源１として交流電源が用いられる。また、図２の例では、負荷７として抵抗負荷が用いられ、図３の例では、負荷７として電圧源負荷が用いられる。電力変換装置１００の構成は、図２の例と図３の例とで同じである。

実施の形態１に係る電力変換装置１００は、第１の電力変換回路２として、入力電流を高力率に制御するＡＣ／ＤＣコンバータ２０を含み、第２の電力変換回路４として、直流電圧を変圧する絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０を含み、第３の電力変換回路６として、直流電圧を変圧する非絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータ６０を含む。本例では、ＡＣ／ＤＣコンバータ２０が力率を改善するＰＦＣ（Ｐｏｗｅｒ Ｆａｃｔｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）に相当する。

図２および図３に示す第１の電力変換回路２（ＡＣ／ＤＣコンバータ２０）は、スイッチング素子２１〜２４および力率改善用の交流リアクトル２１５、２１６を備える。スイッチング素子２１〜２４はフルブリッジ型に接続されている。交流リアクトル２１５の一端は交流電源１１と接続されており、他端はスイッチング素子２１とスイッチング素子２２との接続点に接続されている。また、交流リアクトル２１６の一端は交流電源１１と接続されており、他端はスイッチング素子２３とスイッチング素子２４との接続点に接続されている。

なお、図２および図３に示す第１の電力変換回路２では、交流リアクトル２１５、２１６が交流電源１１の両極側にそれぞれ接続されるが、片極側のみに接続されもよい。すなわち、交流リアクトル２１５，２１６のいずれか一方のみが用いられてもよい。

また、図２および図３に示す第１の電力変換回路２は、全ての半導体素子にスイッチング素子を用いた構成であるが、ダイオードなどの受動半導体素子を用いたセミブリッジレス型、またはトーテムポール型の構成であってもよいことは言うまでもない。

図２および図３に示す第２の電力変換回路４（絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０）は、絶縁トランス４９、１次側変換回路４Ａおよび２次側変換回路４Ｂを含む。絶縁トランス４９は、互いに磁気的に結合する２つの巻線を含む。絶縁トランス４９の一方の巻線は１次側変換回路４Ａの端子に接続され、他方の巻線は２次側変換回路４Ｂの端子に接続される。以下、１次側変換回路４Ａの端子に接続される巻線を１次側巻線と称し、２次側変換回路４Ｂの端子に接続される巻線を２次側巻線と称する。

１次側変換回路４Ａは、スイッチング素子４１〜４４を含む。スイッチング素子４１〜４４はフルブリッジ型に接続されている。また、１次側変換回路４Ａの直流側の端子は、一対の第１の直流母線３１を介して第１の電力変換回路２および第１の直流コンデンサ３と接続されており、交流側の端子は絶縁トランス４９の１次側巻線と接続されている。この場合、直列接続されるスイッチング素子４１とスイッチング素子４２との接続点に絶縁トランス４９の１次側巻線の一端が接続され、直列接続されるスイッチング素子４３とスイッチング素子４４との接続点に絶縁トランス４９の１次側巻線の他端が接続される。

絶縁トランス４９の２次側変換回路４Ｂは、スイッチング素子４５〜４８を含む。スイッチング素子４５〜４８はフルブリッジ型に接続されている。また、２次側変換回路４Ｂの直流側の端子は、一対の第２の直流母線５１を介して第２の直流コンデンサ５および第３の電力変換回路６と接続されており、交流側の端子は絶縁トランス４９の２次側巻線と接続されている。この場合、直列接続されるスイッチング素子４５とスイッチング素子４６との接続点に絶縁トランス４９の２次側巻線の一端が接続され、直列接続されるスイッチング素子４７とスイッチング素子４８との接続点に絶縁トランス４９の２次側巻線の他端が接続される。

なお、第２の電力変換回路４が、絶縁トランス４９の１次側巻線もしくは２次側巻線に対して直列もしくは並列に接続されたリアクトル、コンデンサなどを含んでもよい。リアクトル、コンデンサなどを用いることにより、低損失なソフトスイッチング動作が可能となる。この場合、別個に用意されたリアクトルが絶縁トランス４９に外付けされてもよく、絶縁トランス４９の漏洩インダクタンスまたは励磁インダクタンスが、損失低減のためのリアクトルとして利用されてもよい。さらに、２次側変換回路４Ｂは、ダイオードを用いたダイオード整流回路で構成されてもよいし、コンデンサを用いた倍電圧整流回路で構成されてもよい。

図２および図３に示す第３の電力変換回路６（ＤＣ／ＤＣコンバータ６０）は、スイッチング素子６１、６２、平滑用直流リアクトル６３および平滑用コンデンサ６４を含む。第３の電力変換回路６は、降圧チョッパの回路構成を有する。図２の例では、第３の電力変換回路６の出力端子に抵抗負荷７１が接続される。図３の例では、第３の電力変換回路６の出力端子に電圧源負荷７２が接続される。

なお、図２および図３に示す第３の電力変換回路６は、降圧チョッパの回路構成を有するが、昇圧型や昇降圧型の回路構成を有してもよく、また、インターリーブの構成や並列接続構成を有してもよいことは言うまでもない。

第１の電力変換回路２のスイッチング素子２１〜２４、第２の電力変換回路４のスイッチング素子４１〜４８、および第３の電力変換回路６のスイッチング素子６１，６２としては、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＳｉＣ（Ｓｉｌｉｃｏｎ Ｃａｒｂｉｄｅ）−ＭＯＳＦＥＴ、ＧａＮ（Ｇａｌｌｉｕｍ Ｎｉｔｒｉｄｅ）−ＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、またはＧａＮ−ＨＥＭＴ（Ｈｉｇｈ Ｅｌｅｃｔｒｏｎ Ｍｏｂｉｌｉｔｙ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などを用いることができる。

電力変換装置１００は、電流検出器Ｄ１，Ｄ２および電圧検出器Ｄ３〜Ｄ６をさらに備える。電流検出器Ｄ１は、交流電源１１から第１の電力変換回路２に流れる交流入力電流ｉａｃを検出する。電流検出器Ｄ２は、第３の電力変換回路６から負荷７に流れる直流出力電流Ｉｏｕｔを検出する。電圧検出器Ｄ３は、交流電源１１から第１の電力変換回路２に与えられる交流入力電圧ｖａｃを検出する。電圧検出器Ｄ４は、第１の直流コンデンサ３の電圧Ｖｌｉｎｋを検出する。電圧検出器Ｄ５は、第２の直流コンデンサ５の電圧Ｖｉｎｔを検出する。電圧検出器Ｄ６は、第３の電力変換回路６から負荷７に与えられる直流出力電圧Ｖｏｕｔとして、第３の電力変換回路６の平滑用コンデンサ６４の電圧を検出する。検出器Ｄ１〜Ｄ６は、検出結果を制御部８に与える。制御部８は、与えられた検出値の一部または全部に基づいてフィードバック演算を行い、各スイッチング素子のオンオフを制御する。

電力変換装置１００の動作開始時には、制御部８は、初期動作として第１〜第３の電力変換回路２，４，６が段階的に動作を開始するように、第１〜第３の電力変換回路２，４，６を制御する。第１〜第３の電力変換回路２，４，６の全てが動作を開始した後、制御部８は、定常動作を行うように第１〜第３の電力変換回路２，４，６を制御する。ここで、動作の開始とは、該当の回路に含まれる少なくとも１つのスイッチング素子のスイッチング動作（オンオフ動作）が開始されることをいう。また、第１〜第３の電力変換回路２，４，６が段階的に動作を開始するとは、少なくとも２つの電力変換回路が異なる時刻に動作を開始することをいう。

まず、定常動作時における制御部８の役割について説明する。制御部８は、検出器Ｄ１〜Ｄ６の検出結果に基づいて種々の出力値を演算し、その出力値に基づいて第１〜第３の電力変換回路２，４，６を制御する。本例では、交流入力電流ｉａｃが予め定められた目標正弦波電流ｉａｃ＊に追従するように制御され、第１の直流コンデンサ３の電圧Ｖｌｉｎｋが予め定められた目標直流電圧Ｖｌｉｎｋ＊に追従するように制御され、第２の直流コンデンサ５の電圧Ｖｉｎｔが予め定められた目標直流電圧Ｖｉｎｔ＊に追従するように制御される。また、負荷７として抵抗負荷７１が適用される場合に、直流出力電圧Ｖｏｕｔが予め定められた目標直流出力電圧Ｖｏｕｔ＊に追従するように制御され、負荷７として電圧源負荷７２が適用される場合に、直流出力電流Ｉｏｕｔが予め定められた目標直流出力電流Ｉｏｕｔ＊に追従するように制御される。

具体的には、制御部８は、交流電圧ｖａｃの検出値と同期する正弦波状の電流指令（目標正弦波電流）ｉａｃ＊と、交流入力電流ｉａｃの検出値との電流差を算出する。制御部８は、算出した電流差をフィードバック量として比例制御または比例積分制御により出力値を演算する。

また、制御部８は、目標直流電圧Ｖｌｉｎｋ＊と第１の直流コンデンサ３の直流電圧Ｖｌｉｎｋの検出値との電圧差を算出し、算出した電圧差をフィードバック量として比例制御または比例積分制御により出力値を演算する。

また、制御部８は、目標直流電圧Ｖｉｎｔ＊と第２の直流コンデンサ５の直流電圧Ｖｉｎｔの検出値との電圧差を算出し、算出した電圧差をフィードバック量として比例制御または比例積分制御により出力値を演算する。

また、負荷７として抵抗負荷７１が適用される場合に、制御部８は、目標直流出力電圧Ｖｏｕｔ＊と直流出力電圧Ｖｏｕｔの検出値との電圧差を算出し、算出した電圧差をフィードバック量として比例制御または比例積分制御により出力値を演算する。一方、負荷７として電圧源負荷７２が適用される場合に、制御部８は、目標直流出力電流Ｉｏｕｔ＊と直流出力電流Ｉｏｕｔの検出値との電圧差を算出し、算出した電圧差をフィードバック量として比例制御もしくは比例積分制御により出力値を演算する。

制御部８は、これらの出力値に基づいて、交流入力電流ｉａｃ、第１および第２の直流コンデンサ３，５の電圧Ｖｌｉｎｋ，Ｖｉｎｔならびに直流出力電圧Ｖｏｕｔ（または直流出力電流Ｉｏｕｔ）が上記目標値に追従するように、第１〜第３の電力変換回路２，４，６を制御する。

次に、電力変換装置１００の初期動作時における制御部８の役割について説明する。図４は、負荷７として抵抗負荷７１が用いられた場合の電力変換装置１００の初期動作についての説明するための図である。図４には、第１の直流コンデンサ３の電圧Ｖｌｉｎｋ、交流入力電圧ｖａｃ、交流入力電流ｉａｃ、第２の直流コンデンサ５の電圧Ｖｉｎｔ、および直流出力電圧Ｖｏｕｔの各々の検出値が示される。横軸は時間を表し、縦軸は電流または電圧を表す。また、下段に示される“１ｓｔ”は、第１の電力変換回路２の動作開始時刻を表し、“２ｎｄ”は、第２の電力変換回路４の動作開始時刻を表し、“３ｒｄ”は、第３の電力変換回路６の動作開始時刻を表す。

図４の例において、電力変換装置１００が非動作状態である時刻を初期時刻ｔ０と定義する。すなわち、時刻ｔ０にて、第１の電力変換回路２、第２の電力変換回路４および第３の電力変換回路６のスイッチング動作はいずれも停止されている。また、時刻ｔ０にて、第１の直流コンデンサ３の電圧Ｖｌｉｎｋおよび第２の直流コンデンサ５の電圧Ｖｉｎｔはそれぞれ０である。

制御部８は、検出器Ｄ１〜Ｄ６による検出結果に基づいて、第１の直流コンデンサ３の電圧Ｖｌｉｎｋ、第２の直流コンデンサ５の電圧Ｖｉｎｔおよび直流出力電圧Ｖｏｕｔが以下のように変化するように、第１〜第３の電力変換回路２，４，６を制御する。

時刻ｔ１にて、交流入力電圧ｖａｃが第１の電力変換回路２の入力端子に印加される。このとき、第１の電力変換回路２の各スイッチング素子の内蔵ダイオードまたは外付けのダイオードを介して第１の直流コンデンサ３が受動的に充電される。それにより、第１の直流コンデンサ３の電圧Ｖｌｉｎｋが初期充電電圧Ｖｌｉｎｋ０に上昇する。なお、初期充電電圧Ｖｌｉｎｋ０は、交流入力電圧ｖａｃの実効値Ｖａｃ，ｒｍｓに対して式（１）を満たす。なお、式（１）における「√２Ｖａｃ，ｒｍｓ」は、交流入力電圧ｖａｃの最大値に相当する。

時刻ｔ２にて、第１の電力変換回路２のスイッチング動作が開始される。この場合、第１の電力変換回路２の実効デューティ比が徐々に上昇されることにより、第１の直流コンデンサ３の電圧Ｖｌｉｎｋが徐々に上昇する。それにより、急激な電圧変化が防止される。この時点では、第２の電力変換回路４および第３の電力変換回路６のスイッチング動作は停止されている。

時刻ｔ３にて、第１の直流コンデンサ３の電圧Ｖｌｉｎｋが、予め定められた第１の閾値電圧Ｖｌｉｎｋ，ｔｈに達する。このとき、第１の電力変換回路２による交流入力電流ｉａｃの力率制御が開始されるとともに、第２の電力変換回路４のスイッチング動作が開始される。これにより、第１の直流コンデンサ３から第２の電力変換回路４を介して第２の直流コンデンサ５に電流が流れ、第２の直流コンデンサ５の充電が開始される。

第１の閾値電圧Ｖｌｉｎｋ，ｔｈは、式（２）の条件を満たす。

ここで、第１の電力変換回路２の動作中に、第１の直流コンデンサ３の電圧Ｖｌｉｎｋが交流入力電圧ｖａｃより低くなると、第１の電力変換回路２が正常動作（昇圧動作）を継続することができなくなる。具体的には、スイッチング素子２１〜２４のオンオフに関係なく、交流電源１１と第１の直流コンデンサ３との間の電流経路が固定される。そのため、第１の直流コンデンサ３の電圧Ｖｌｉｎｋは、交流入力電圧ｖａｃの最大値以上に維持される必要がある。

上記のように、第１の直流コンデンサ３の初期充電電圧Ｖｌｉｎｋ０は交流入力電圧ｖａｃの最大値（√２Ｖａｃ，ｒｍｓ）以上であり、第２の電力変換回路４の動作開始前には、第１の直流コンデンサ３の電圧Ｖｌｉｎｋは交流入力電圧ｖａｃ以上に維持される。しかしながら、第２の電力変換回路４の動作が開始されると、第１の直流コンデンサ３から第２の直流コンデンサ５に電流が流れることによって第１の直流コンデンサ３の電圧Ｖｌｉｎｋが低下し、第１の直流コンデンサ３の電圧Ｖｌｉｎｋが交流入力電圧ｖａｃの最大値よりも低くなる可能性がある。

そこで、本実施の形態では、第１の電力変換回路２によって第１の直流コンデンサ３の電圧Ｖｌｉｎｋが第１の閾値電圧Ｖｌｉｎｋ，ｔｈまで上昇されてから第２の電力変換回路４のスイッチング動作が開始される。これにより、第１の直流コンデンサ３の電圧Ｖｌｉｎｋと交流入力電圧ｖａｃとの間に一定のマージン（余裕）を確保した状態で、第２の電力変換回路４のスイッチング動作を開始させることができる。また、本実施の形態では、第２の電力変換回路４の実効デューティ比は０から徐々に増加され、第１の直流コンデンサ３から第２の直流コンデンサ５に流れる電流は０から徐々に増加する。それにより、第２の電力変換回路４の動作開始に伴う第１の直流コンデンサ３の電圧Ｖｌｉｎｋの急峻な低下が抑制される。

なお、「デューティ比が徐々に上昇する」とは、図４の例のようにデューティ比が一定の変化率で直線的かつ連続的に上昇する場合に限らず、デューティ比が曲線的かつ連続的に上昇する場合、およびデューティ比が複数ステップを介して段階的に上昇する場合を含む。ただし、デューティ比が段階的に上昇される場合には、ステップ数が十分に多く設定され、１ステップでの変化幅が極力小さいことが好ましい。

これらにより、第１の直流コンデンサ３の電圧Ｖｌｉｎｋが交流入力電圧ｖａｃの最大値より低くなることが防止され、第１の電力変換回路２が安定的に正常動作を継続することができる。

また、第１の閾値電圧Ｖｌｉｎｋ，ｔｈが目標直流電圧Ｖｌｉｎｋ＊より小さい値に設定されているため、第１の直流コンデンサ３の電圧Ｖｌｉｎｋが過電圧となることが防止されるとともに、第２の電力変換回路４の動作開始までの時間を短くすることができる。

さらに、時刻ｔ３にて、第２の電力変換回路４のスイッチング動作が開始されると同時に、第１の電力変換回路２による力率制御が開始される。これにより、交流入力電流ｉａｃの大きさ（振幅）を０から最大値まで徐々に増加させることができる。したがって、第１および第２の直流コンデンサ３，５を安定的に充電することができる。

その後、第１の直流コンデンサ３の電圧Ｖｌｉｎｋが目標直流電圧Ｖｌｉｎｋ＊に達すると、目標直流電圧Ｖｌｉｎｋ＊に追従するように電圧Ｖｌｉｎｋが制御される。なお、時刻ｔ３にて第１の直流コンデンサ３の電圧Ｖｌｉｎｋが第１の閾値電圧Ｖｌｉｎｋ，ｔｈに達した時点から第１の直流コンデンサ３の電圧Ｖｌｉｎｋが目標直流電圧Ｖｌｉｎｋ＊に追従するように制御されてもよい。

時刻ｔ４にて、第２の直流コンデンサ５の電圧Ｖｉｎｔが、予め定められた第２の閾値電圧Ｖｉｎｔ，ｔｈに達すると、第１の電力変換回路２および第２の電力変換回路４に加えて、第３の電力変換回路６のスイッチング動作が開始される。これにより、第２の直流コンデンサ５から第３の電力変換回路６を介して抵抗負荷７１に電流が流れ、抵抗負荷７１に電力が供給される。

ここで、第２の閾値電圧Ｖｉｎｔ，ｔｈは、式（３）の条件を満たす。

ここで、第３の電力変換回路６の動作中に、第２の直流コンデンサ５の電圧Ｖｉｎｔが抵抗負荷７１に出力される直流出力電圧Ｖｏｕｔよりも低くなると、第３の電力変換回路６が正常動作（降圧動作）を継続することができなくなる。具体的には、第３の電力変換回路６のディーティー比が０に設定されることにより、スイッチング素子６１が常時オフされ、抵抗負荷７１への電力供給が不可能な状態となる。したがって、第２の直流コンデンサ５の電圧Ｖｉｎｔは、直流出力電圧Ｖｏｕｔよりも高く維持される必要がある。

本実施の形態では、第２の電力変換回路４によって第２の直流コンデンサ５の電圧Ｖｉｎｔが第２の閾値電圧Ｖｉｎｔ，ｔｈまで上昇されてから第３の電力変換回路６の動作が開始される。これにより、第２の直流コンデンサ５の電圧Ｖｉｎｔと直流出力電圧Ｖｏｕｔとの間に一定のマージンを確保した状態で、第３の電力変換回路６のスイッチング動作を開始させることができる。また、第３の電力変換回路６の実効デューティ比は０から徐々に増加され、第２の直流コンデンサ５から抵抗負荷７１に流れる電流は０から徐々に増加する。それにより、第３の電力変換回路６の動作開始に伴う第２の直流コンデンサ５の電圧Ｖｉｎｔの急峻な低下が抑制される。その結果、第２の直流コンデンサ５の電圧Ｖｉｎｔが直流出力電圧Ｖｏｕｔより低くなることが防止され、第３の電力変換回路６が安定的に正常動作を継続することができる。

その後、第２の直流コンデンサ５の電圧Ｖｉｎｔが目標直流電圧Ｖｉｎｔ＊に達すると、目標直流電圧Ｖｉｎｔ＊に追従するように電圧Ｖｉｎｔが制御される。なお、時刻ｔ４にて第２の直流コンデンサ５の電圧Ｖｉｎｔが第２の閾値電圧Ｖｉｎｔ，ｔｈに達した時点から第２の直流コンデンサ５の電圧Ｖｉｎｔが目標直流電圧Ｖｉｎｔ＊に追従するように制御されてもよい。

なお、図４には、抵抗負荷７１に供給される電力の変化として直流出力電圧Ｖｏｕｔの変化のみが示されるが、直流出力電流Ｉｏｕｔも直流出力電圧Ｖｏｕｔの上昇に伴って増加する。上記のように、負荷７として抵抗負荷７１が用いられる場合には、直流出力電流Ｉｏｕｔの検出値ではなく直流出力電圧Ｖｏｕｔの検出値が用いてスイッチング素子のオンオフ制御が行われるので、図４では直流出力電流Ｉｏｕｔの図示を省略している。

時刻ｔ５で電圧Ｖｏｕｔが目標直流出力電圧Ｖｏｕｔ＊に達すると、第１の電力変換回路２、第２の電力変換回路４および第３の電力変換回路６の全てが上記の定常動作に移行する。

このように、負荷７として抵抗負荷７１が用いられた図４の例では、第１〜第３の電力変換回路２，４，６の動作が順に開始されることにより、第１および第２の直流コンデンサ３，５が順に充電される。これにより、第１〜第３の電力変換回路２，４，６の動作が同時に開始される場合と異なり、第１〜第３の電力変換回路２，４，６内における過電流ならびに第１および第２の直流コンデンサ３，５の過電圧を発生させることなく、負荷７への電力供給を安定的に開始することができる。

仮に、第１〜第３の電力変換回路２，４，６の動作が同時に開始されると、第１および第２の直流コンデンサ３，５、ならびに負荷７に同時に電圧が印加される。この場合、第１および第２の直流コンデンサ３，５の電圧を個別に制御することは困難であり、第１および第２の直流コンデンサ３，５の少なくも１つに対して瞬間的に大きな電流が流れ込む。それにより、第１〜第３の電力変換回路２，４，６内で過電流が発生するとともに第１および第２の直流コンデンサ３，５が過電圧となる可能性がある。

それに対して、第１〜第３の電力変換回路２，４，６の動作が順に開始される場合には、第１および第２の直流コンデンサ３，５の電圧を個別に制御することができる。具体的には、第２の電力変換回路４の動作が停止された状態で第１の電力変換回路２のデューティ比を調整することにより、第１の直流コンデンサ３の電圧Ｖｌｉｎｋを制御することができる。また、第３の電力変換回路６の動作が停止された状態で第２の電力変換回路４のデューティ比を調整することにより、第２の直流コンデンサ５の電圧Ｖｉｎｔを制御することができる。したがって、第１および第２の直流コンデンサ３，５の電圧を安定的に上昇させることができる。

その後、第１の直流コンデンサ３の電圧Ｖｌｉｎｋが第１の閾値電圧Ｖｌｉｎｋ，ｔｈに達しかつ第２の直流コンデンサ５の電圧Ｖｉｎｔが第２の閾値電圧Ｖｉｎｔ，ｔｈに達した状態で、第３の電力変換回路６の動作が開始されることにより、第１〜第３の電力変換回路２，４，６内における過電流ならびに第１および第２の直流コンデンサ３，５の過電圧を発生させることなく、電力変換装置１００から負荷７への電力供給を安定的に開始させることができる。

なお、図４の例では、電圧Ｖｌｉｎｋが０から第１の閾値電圧Ｖｌｉｎｋ，ｔｈに至るまでの期間と、電圧Ｖｌｉｎｋが第１の閾値電圧Ｖｌｉｎｋ，ｔｈから目標直流電圧Ｖｌｉｎｋ＊に至るまでの期間とで、電圧Ｖｌｉｎｋの変化率（傾き）が異なるが、電圧Ｖｌｉｎｋが０から目標直流電圧Ｖｌｉｎｋ＊に至るまで、電圧Ｖｌｉｎｋの変化率が一定であってもよい。同様に、電圧Ｖｉｎｔが０から第２の閾値電圧Ｖｉｎｔ，ｔｈに至るまでの期間と、電圧Ｖｉｎｔが第２の閾値電圧Ｖｉｎｔ，ｔｈから目標直流電圧Ｖｉｎｔ＊に至るまでの期間とで、電圧Ｖｉｎｔの変化率が異なるが、電圧Ｖｉｎｔが０から目標直流電圧Ｖｉｎｔ＊に至るまで、電圧Ｖｉｎｔの変化率が一定であってもよい。また、電圧Ｖｌｉｎｋおよび電圧Ｖｉｎｔがそれぞれ連続的に変化するのではなく、複数ステップを介して段階的に変化してもよい。ただし、過電流および過電圧の発生を効果的に防止するためには、ステップ数が十分に多く設定され、１ステップでの電圧変化幅が極力小さいことが好ましい。

図５は、負荷７に電圧源負荷７２が適用された場合における電力変換装置１００の初期動作の第１の例について説明するための図である。図５には、図４の例と同様に、電圧Ｖｌｉｎｋ，ｖａｃ，Ｖｉｎｔ，Ｖｏｕｔおよび電流ｉａｃの検出値が示されるとともに、直流出力電流Ｉｏｕｔの検出値が示される。上記のように、負荷７として電圧源負荷７２が用いられる場合には、直流出力電流Ｉｏｕｔの検出値を用いてスイッチング素子のオンオフ制御が行われる。

図５の例では、電圧源負荷７２が一定の直流電圧を発生させる。そのため、電力変換装置１００が非動作状態である時刻ｔ０において、電圧源負荷７２による直流電圧が第３の電力変換回路６の出力端子に印加されている。この電圧は電圧Ｖｏｕｔとして検出される。この場合、第３の電力変換回路６のスイッチング素子の内蔵ダイオードもしくは外付けのダイオードを介して第２の直流コンデンサ５が受動的に充電される。それにより、第２の直流コンデンサ５の電圧Ｖｉｎｔが初期充電電圧Ｖｉｎｔ０に維持されている。

図４の例と同様に、時刻ｔ１にて、交流入力電圧ｖａｃが第１の電力変換回路２の入力端子に印加される。それにより、第１の直流コンデンサ３の電圧Ｖｌｉｎｋが初期充電電圧Ｖｌｉｎｋ０に上昇する。時刻ｔ２にて、第１の電力変換回路２のスイッチング動作が開始される。この場合、第１の電力変換回路２の実効デューティ比が徐々に上昇されることにより、第１の直流コンデンサ３の電圧Ｖｌｉｎｋが徐々に上昇する。

時刻ｔ３にて、第１の直流コンデンサ３の電圧Ｖｌｉｎｋが第１の閾値電圧Ｖｌｉｎｋ，ｔｈに達すると、第１の電力変換回路２による交流電流ｉａｃの力率制御が開始されるとともに、第２の電力変換回路４のスイッチング動作が開始される。これにより、第１の直流コンデンサ３から第２の電力変換回路４を介して第２の直流コンデンサ５に電流が流れ、第２の直流コンデンサ５の充電が開始される。この場合、第２の電力変換回路４の実効デューティ比は、０から徐々に増加される。それにより、電圧Ｖｉｎｔが初期充電電圧Ｖｉｎｔ０から徐々に上昇する。

なお、本例では、電圧源負荷７２によって第２の直流コンデンサ５の電圧Ｖｉｎｔが初期充電電圧Ｖｉｎｔ０に充電されているので、第２の直流コンデンサ５の電圧Ｖｉｎｔが０である場合と比べて、第１の直流コンデンサ３から第２の直流コンデンサ５に流れる電流が抑制される。そこで、第１の電力変換回路２が正常動作を継続することができる範囲内（第１の直流コンデンサ３の電圧ｌｉｎｋが交流入力電圧ｖａｃよりも低くならない範囲内）で、第１の直流コンデンサ３の電圧Ｖｌｉｎｋが第１の閾値電圧Ｖｌｉｎｋ，ｔｈに達する前に第２の電力変換回路４のスイッチング動作が開始されてもよい。

時刻ｔ４ａにて、第２の直流コンデンサ５の電圧Ｖｉｎｔが第２の閾値電圧Ｖｉｎｔ，ｔｈに達すると、第１の電力変換回路２および第２の電力変換回路４に加えて、第３の電力変換回路６のスイッチング動作が開始され、第３の電力変換回路６から抵抗負荷７１に電力が供給される。この場合、第３の電力変換回路６の実効デューティ比が０から徐々に増加されることにより、電圧源負荷７２に与えられる直流電流Ｉｏｕｔが０から徐々に上昇する。すなわち、電圧源負荷７２に与えられる電力が０から徐々に上昇する。

直流出力電流Ｉｏｕｔが目標直流出力電流Ｉｏｕｔ＊まで達した時刻ｔ５ａにて、第１の電力変換回路２、第２の電力変換回路４、および第３の電力変換回路６の全てが定常動作に移行する。

このように、負荷７として電圧源負荷７２が用いられた図５の例においても、第１〜第３の電力変換回路２，４，６の動作が順に開始されることにより、第１および第２の直流コンデンサ３，５の電圧Ｖｌｉｎｋ，Ｖｉｎｔを個別に精度良く制御することができる。その結果、第１〜第３の電力変換回路２，４，６内における過電流ならびに第１および第２の直流コンデンサ３，５の過電圧を発生させることなく、電力変換装置１００から負荷７への電力供給を安定的に開始することができる。

また、図４の例と同様に、第１の直流コンデンサ３の電圧Ｖｌｉｎｋが第１の閾値電圧Ｖｌｉｎｋ，ｔｈに達したときに第２の電力変換回路４のスイッチング動作が開始され、かつ第２の電力変換回路４の実効デューティ比が０から徐々に上昇される。それにより、第１の直流コンデンサ３の電圧ｌｉｎｋが交流入力電圧ｖａｃの最大値より低くなることが防止され、第１の電力変換回路２が安定的に正常動作を継続することができる。

さらに、図４の例と同様に、第２の直流コンデンサ５の電圧Ｖｉｎｔが第２の閾値電圧Ｖｉｎｔ，ｔｈに達したときに第３の電力変換回路６のスイッチング動作が開始され、かつ第３の電力変換回路６の実効デューティ比が０から徐々に上昇される。それにより、第２の直流コンデンサ５の電圧Ｖｉｎｔが直流出力電圧Ｖｏｕｔより低くなることが防止され、第３の電力変換回路６が安定的に正常動作を継続することができる。

なお、負荷７として電圧源負荷７２が用いられる場合には、第２の電力変換回路４の動作開始のタイミングおよび第３の電力変換回路６の動作開始のタイミングを比較的柔軟に設定することができる。以下、その具体例を説明する。

図６は、負荷７に電圧源負荷７２が適用された場合における電力変換装置１００の初期動作の第２の例について説明するための図である。図６の例について、図５の例と異なる点を中心に説明する。

図６の例では、時刻ｔ３にて、第１の直流コンデンサ３の電圧Ｖｌｉｎｋが第１の閾値電圧Ｖｌｉｎｋ，ｔｈに達しても、第２の電力変換回路４の動作は停止されたままである。その後の時刻ｔ４ｂにて、第３の電力変換回路６のスイッチング動作が開始され、電圧源負荷７２から第３の電力変換回路６を介して第２の直流コンデンサ５に電流が供給される。それにより、第２の直流コンデンサ５の充電が開始される。この場合、第２の電力変換回路４の実効デューティ比が０から徐々に増加されることにより、電圧Ｖｉｎｔが初期充電電圧Ｖｉｎｔ０から徐々に上昇する。

時刻ｔ３，ｔ４ｂでは、第２の電力変換回路４の動作が開始されていないので、第１の直流コンデンサ３と第２の直流コンデンサ５との間で電流は流れない。そのため、第１の電力変換回路２の動作は、第２の直流コンデンサ５の電圧Ｖｉｎｔに影響せず、第３の電力変換回路６の動作は、第１の直流コンデンサ３の電圧Ｖｌｉｎｋに影響しない。したがって、第１および第３の電力変換回路２，６のデューティ比を個別に調整することにより、第１および第２の直流コンデンサ３の電圧Ｖｌｉｎｋ，Ｖｉｎｔを個別に制御することができる。なお、第３の電力変換回路６の動作が開始される時刻は、第１の直流コンデンサ３の電圧Ｖｌｉｎｋが第１の閾値電圧Ｖｌｉｎｋ，ｔｈに達する時刻と一致していてもよく、第１の直流コンデンサ３の電圧Ｖｌｉｎｋが第１の閾値電圧Ｖｌｉｎｋ，ｔｈに達する前であってもよい。

時刻５ｂにて、第２の直流コンデンサ５の電圧Ｖｉｎｔが第２の閾値電圧Ｖｉｎｔ，ｔｈに達する。この時刻５ｂにて、第１の電力変換回路２による力率制御が開始されるとともに、第２の電力変換回路４のスイッチング動作が開始される。これにより、電力変換装置１００から電圧源負荷７２に電流が流れ、電圧源負荷７２に電力が供給される。この場合、第２の電力変換回路４の実効デューティ比が０から徐々に増加されることにより、電圧源負荷７２に与えられる直流電流Ｉｏｕｔが０から徐々に上昇する。

直流出力電流Ｉｏｕｔが目標直流出力電流Ｉｏｕｔ＊に達した時刻ｔ６ｂにて、第１の電力変換回路２、第２の電力変換回路４、および第３の電力変換回路６のすべてが定常動作に移行する。

このように、負荷７として電圧源負荷７２が用いられる場合には、電圧源負荷７２からの電力により第２の直流コンデンサ５を充電することができる。また、第２の電力変換回路４の動作が開始されていないでは、第１の電力変換回路２の動作と第３の電力変換回路６の動作とが互いに影響しない。そのため、図６の例のように、第１の電力変換回路２の次に第３の電力変換回路６の動作を開始し、第３の電力変換回路６の次に第２の電力変換回路４の動作を開始することができる。

図７は、負荷７に電圧源負荷７２が適用された場合における電力変換装置１００の初期動作の第３の例について説明するための図である。図７の例について、図５の例と異なる点を中心に説明する。

図７の例では、時刻ｔ０において、電圧源負荷７２が第３の電力変換回路６の出力端子と電気的に接続されていない。そのため、時刻ｔ０では、電圧源負荷７２から第３の電力変換回路６の出力端子に電圧が印加されておらず、第２の直流コンデンサ５の電圧Ｖｉｎｔは０である。時刻ｔ１にて、交流入力電圧ｖａｃが第１の電力変換回路２の入力端子に印加された後、時刻ｔ２ｃにて、電圧源負荷７２が第３の電力変換回路６の出力端子と電気的に接続される。これにより、電圧源負荷７２の電圧が第３の電力変換回路６の出力端子に印加され、電圧Ｖｏｕｔとして検出される。このとき、第３の電力変換回路６のスイッチング素子の内蔵ダイオードもしくは外付けのダイオードを介して、第２の直流コンデンサ５が受動的に充電され、時刻ｔ３ｃにて、第２の直流コンデンサ５の電圧Ｖｉｎｔが初期充電電圧Ｖｉｎｔ０に達する。なお、時刻ｔ１において、交流入力電圧ｖａｃが第１の電力変換回路２の入力端子に印加されると同時に、電圧源負荷７２の電圧が第３の電力変換回路６の出力端子に印加されてもよい。

時刻ｔ４ｃにて、第３の電力変換回路６のスイッチング動作が開始される。この場合、第３の電力変換回路６の実効デューティ比が徐々に上昇されることにより、第２の直流コンデンサ５の電圧Ｖｉｎｔが徐々に上昇する。時刻ｔ５ｃにて、第２の直流コンデンサ５の電圧Ｖｉｎｔが第２の閾値電圧Ｖｉｎｔ，ｔｈに達する。

時刻ｔ６ｃにて、第１の電力変換回路２のスイッチング動作が開始される。この場合、第１の電力変換回路２の実効デューティ比が徐々に上昇されることにより、第１の直流コンデンサ３の電圧Ｖｌｉｎｋが徐々に上昇する。時刻ｔ７ｃにて、第１の直流コンデンサ３の電圧Ｖｌｉｎｋが第１の閾値電圧Ｖｌｉｎｋ，ｔｈに達すると、第１の電力変換回路２の力率制御が開始されるとともに、第２の電力変換回路４のスイッチング動作が開始される。これにより、電力変換装置１００から電圧源負荷７２に電流が流れ、電圧源負荷７２に電力が供給される。この場合、第２の電力変換回路４の実効デューティ比が０から徐々に増加されることにより、電圧源負荷７２に与えられる直流電流Ｉｏｕｔが０から徐々に上昇する。

直流出力電流Ｉｏｕｔが目標直流出力電流Ｉｏｕｔ＊まで達した時刻ｔ８ｃにて、第１の電力変換回路２、第２の電力変換回路４、および第３の電力変換回路６のすべてが定常動作に移行する。

図６の例と同様に、負荷７として電圧源負荷７２が用いられる場合には、電圧源負荷７２からの電力により第２の直流コンデンサ５を充電することができる。また、第２の電力変換回路４の動作が開始されていない状態では、第１の電力変換回路２の動作と第３の電力変換回路６の動作とが互いに影響しない。そのため、図７の例のように、第１の電力変換回路２の次に第３の電力変換回路６の動作を開始し、第３の電力変換回路６の次に第２の電力変換回路４の動作を開始することができる。

なお、図６および図７の例では、第１の電力変換回路２と第３の電力変換回路６とが異なる時刻に動作を開始するが、第１の電力変換回路２と第３の電力変換回路６とが同時に動作を開始してもよい。

以上のように、実施の形態１に係る電力変換装置１００においては、第１〜第３の電力変換回路２，４，６の動作が段階的に開始されることにより、第１〜第３の電力変換回路２，４，６の動作が同時に開始される場合と異なり、第１および第２の直流コンデンサ３，５の電圧を個別に制御することができる。それにより、第１および第２の直流コンデンサ３の電圧を安定的に上昇させることができる。その後、第１の直流コンデンサ３の電圧Ｖｌｉｎｋが第１の閾値電圧Ｖｌｉｎｋ，ｔｈに達しかつ第２の直流コンデンサ５の電圧Ｖｉｎｔが第２の閾値電圧Ｖｉｎｔ，ｔｈに達した状態で、第３の電力変換回路６の動作が開始されることにより、第１〜第３の電力変換回路２，４，６内における過電流ならびに第１および第２の直流コンデンサ３，５の過電圧を発生させることなく、電力変換装置１００から負荷７への電力供給を安定的に開始させることができる。

上記実施の形態１では、第１の電力変換回路２がＡＣ／ＤＣコンバータ２０のみにより構成され、第３の電力変換回路６がＤＣ／ＤＣコンバータ６０のみにより構成されるが、第１および第３の電力変換回路２，６の構成は、これに限定されない。図８は、実施の形態１に係る電力変換装置１００の変形例を示す図である。

図８に示す電力変換装置１００は、第１の電力変換回路２に代えて第１の電力変換回路２Ａを備え、第３の電力変換回路６に代えて第３の電力変換回路６Ａを備える。第１の電力変換回路２Ａは、図２および図３のＡＣ／ＤＣコンバータ２０に加えて、降圧型のＤＣ／ＤＣコンバータ２００を含む。ＤＣ／ＤＣコンバータ２００は、コンデンサ２１１、スイッチング素子２１２，２１３およびリアクトル２１４を含む。この第１の電力変換回路２Ａにおいては、ＡＣ／ＤＣコンバータ２０により交流電圧が直流電圧に変換され、変換後の直流電圧がＤＣ／ＤＣコンバータにより降圧されて出力される。

一般的に、負荷７の要求電力が比較的大きい場合には、高調波歪みを抑制するために、昇圧型のコンバータ（本例では、ＡＣ／ＤＣコンバータ２０）によって力率制御が行われる。しかしながら、そのような昇圧型のコンバータが用いられると、第２の電力変換回路４の絶縁トランス４９に印加される電圧が大きくなり、鉄損が増加するという問題がある。そこで、図８の例では、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００によって絶縁トランス４９への印加電圧を低減することができ、鉄損の増加を抑制することができる。

図８に示す第３の電力変換回路６Ａは、図２および図３のＤＣ／ＤＣコンバータ６０に加えて、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ６００を含む。絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ６００は、絶縁トランス６１０、スイッチング素子６１１〜６１８およびコンデンサ６１９を含む。この第３の電力変換回路６Ａにおいては、ＤＣ／ＤＣコンバータ６０により直流電圧が直流電圧に変換され、変換後の直流電圧が絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ６０により変圧されて出力される。

ＤＣ／ＤＣコンバータ２００のスイッチング素子２１２，２１３および絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ６００のスイッチング素子６１１〜６１８は、制御部８によりオンオフ制御される。この場合、ＡＣ／ＤＣコンバータ２０の動作とＤＣ／ＤＣコンバータ２００の動作とが同時に開始されてもよく、ＡＣ／ＤＣコンバータ２０の動作が開始されてから時間が経過した後にＤＣ／ＤＣコンバータ２００の動作が開始されてもよい。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ６０の動作と絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ６００の動作とが同時に開始されてもよく、ＤＣ／ＤＣコンバータ６０の動作が開始されてから時間が経過した後に絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ６００の動作が開始されてもよい。また、負荷７として電圧源負荷７２が用いられる場合には、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ６００の動作が開始されてから時間が経過した後にＤＣ／ＤＣコンバータ６０の動作が開始されてもよい。

電力変換装置１００は、第１〜３の電力変換回路２（２Ａ），４，６（６Ａ）に加えて、さらに他の電力変換回路を備えてもよい。図９は、実施の形態１に係る電力変換装置１００の他の変形例を示す図である。図９に示す電力変換装置１００においては、第１の電力変換回路２、第１の直流コンデンサ３および第２の電力変換回路４と並列に、第４の電力変換回路９１および第５の電力変換回路９２が接続される。

第４の電力変換回路９１は、スイッチング素子９１１〜９１４、コンデンサ９１５、および非接触受電コイル９１６を含む。スイッチング素子９１１〜９１４は、フルブリッジ型に接続される。スイッチング素子９１１と、スイッチング素子９１２と、が直列接続される接続点に非接触受電コイル９１６の一端が接続され、スイッチング素子９１３と、スイッチング素子９１４と、が直列接続される接続点に非接触受電コイル９１６の他端が接続される。第４の電力変換回路９１は、一対の第３の直流母線９１７を介して一対の第２の直流母線５１にそれぞれ接続される。

第５の電力変換回路９２は、スイッチング素子９２１〜９２８、直流リンクコンデンサ９２９、交流リアクトル９３１，９３２、および非接触送電コイル９３３を含む。スイッチング素子９２１〜９２４およびスイッチング素子９２５〜９２８は、それぞれフルブリッジ型に接続されている。交流リアクトル９３１，９３２の一端は、交流電源１１と接続されている。交流リアクトル９３１の他端は、直列接続されたスイッチング素子９２１とスイッチング素子９２２との接続点に接続され、交流リアクトル９３２の他端は、直列接続されたスイッチング素子９２３とスイッチング素子９２４との接続点に接続されている。直流リンクコンデンサ９２９は、スイッチング素子９２１〜９２４とスイッチング素子９２５〜９２８とを接続する直流母線の正極および負極に接続されている。直列接続されたスイッチング素子９２５とスイッチング素子９２６との接続点に非接触送電コイル９３３の一端が接続され、直列接続されたスイッチング素子９２７とスイッチング素子９２８との接続点に非接触送電コイル９３３の他端が接続される。

第４の電力変換回路９１の非接触受電コイル９１６と第５の電力変換回路９２の非接触送電コイル９３３とが磁気的に結合されることにより、第５の電力変換回路９２から第４の電力変換回路９１に非接触で電力が伝送される。第４の電力変換回路９１から第３の直流母線９１７を介して第２の直流コンデンサ５に直流電圧が与えられる。

＜実施の形態２＞
本発明の実施の形態２に係る電力変換装置について、上記実施形態１に係る電力変換装置１００と異なる点を中心に説明する。実施の形態２に係る電力変換装置の構成は、実施の形態１に示す場合と概ね同様であるため、構成の詳細な説明は繰り返さない。

図１０は、実施の形態２に係る電力変換装置１００の具体的な回路構成例を示す図である。実施の形態２に係る電力変換装置１００は、第１の電力変換回路２に代えて第１の電力変換回路２Ｂを備え、第３の電力変換回路６に代えて第３の電力変換回路６Ｂを備える。

第１の電力変換回路２Ｂは、スイッチング素子２２１、２２２および平滑用直流リアクトル２２３からなるＤＣ／ＤＣコンバータ２０Ｂを含む。ＤＣ／ＤＣコンバータ２０Ｂは、降圧チョッパの回路構成を有する。第１の電力変換回路２Ｂの入力端子には、入力電源１として直流電源１２が接続される。なお、図１０に示すＤＣ／ＤＣコンバータ２０Ｂは、降圧チョッパの回路構成を有するが、昇圧型や昇降圧型の回路構成を有してもよく、また、インターリーブの構成や並列接続構成を有してもよいことは言うまでもない。

第３の電力変換回路６Ｂは、スイッチング素子６２１〜６２４および交流リアクトル６２５、６２６からなり、直流電圧を交流電圧に変換するインバータ６０Ｂを含む。スイッチング素子６２１〜６２４はフルブリッジ型に接続されている。交流リアクトル６２５の一端はスイッチング素子６２１とスイッチング素子６２２との接続点に接続されている。交流リアクトル６２６の一端はスイッチング素子６２３とスイッチング素子６２４との接続点に接続されている。交流リアクトル６２５，６２６の他端に、負荷７として抵抗負荷７１が接続されている。

なお、図１０に示す第３の電力変換回路６では、交流リアクトル６２５，６２６が交流電源の両極側にそれぞれ接続されるが、片極側のみに接続されもよい。すなわち、交流リアクトル６２５，６２６のいずれか一方のみが用いられてもよい。

図１０に示す第１の電力変換回路２ＢのＤＣ／ＤＣコンバータ２０Ｂは、図２および図３に示す第３の電力変換回路６のＤＣ／ＤＣコンバータ６０と入出力が逆の構成を有し、図１０に示す第３の電力変換回路６Ｂのインバータ６０Ｂは、図２および図３に示す第１の電力変換回路２のＡＣ／ＤＣコンバータ２０と入出力が逆の構成を有する。そのため、実施の形態１における電力の伝送方向を正方向と定義し、その反対の方向を逆方向と定義した場合、実施の形態２に係る電力変換装置１００は、逆方向に電力を伝送する。なお、電力変換装置１００が双方向に電力を伝送可能に構成されている場合、共通の電力変換装置１００により実施の形態１と実施の形態２の両方を実現することが可能である。

電流検出器Ｄ１は、直流電源１２から第１の電力変換回路２Ｂに流れる直流入力電流Ｉｄｃを検出する。電流検出器Ｄ２は、第３の電力変換回路６Ｂから抵抗負荷７１に流れる交流出力電流ｉｏｕｔを検出する。電圧検出器Ｄ３は、直流電源１２から第１の電力変換回路２に与えられる直流入力電圧Ｖｄｃを検出する。電圧検出器Ｄ４は、第１の直流コンデンサ３の電圧Ｖｉｎｔを検出する。電圧検出器Ｄ５は、第２の直流コンデンサ５の電圧Ｖｌｉｎｋを検出する。電圧検出器Ｄ６は、第３の電力変換回路６から抵抗負荷７１に与えられる交流出力電圧ｖｏｕｔを検出する。制御部８は、検出器Ｄ１〜Ｄ６から与えられた検出値の一部または全部に基づいてフィードバック演算を行い、各スイッチング素子のオンオフを制御する。

定常時における制御部８の役割について、上記実施の形態１と異なる主な点は、次の点である。制御部８は、予め定められた目標直流電圧Ｖｉｎｔ＊と第１の直流コンデンサ３の直流電圧Ｖｉｎｔの検出値との電圧差を算出し、算出した電圧差をフィードバック量として比例制御または比例積分制御により出力値を演算する。

また、制御部８は、予め定められた目標直流電圧Ｖｌｉｎｋ＊と第２の直流コンデンサ５の直流電圧Ｖｌｉｎｋの検出値との電圧差を算出し、算出した電圧差をフィードバック量として比例制御または比例積分制御により出力値を演算する。

また、制御部８は、抵抗負荷７１への出力電圧が正弦波交流になるように予め定められた目標交流出力電圧の実効値Ｖｏｕｔ，ｒｍｓ＊に振幅が√２の正弦波電圧を乗じた目標交流出力電圧ｖｏｕｔ＊と交流出力電圧ｖｏｕｔとの電圧差を算出し、算出した電圧差をフィードバック量として比例制御もしくは比例積分制御により出力を演算する。

各出力値に基づいて、第１の直流コンデンサ３の電圧Ｖｉｎｔが目標直流電圧Ｖｉｎｔ＊に追従するように制御され、第２の直流コンデンサ５の電圧Ｖｌｉｎｋが目標直流電圧Ｖｌｉｎｋ＊に追従するように制御され、交流出力電圧ｖｏｕｔが目標交流出力電圧ｖｏｕｔ＊に追従するように制御される。

次に、実施の形態２における初期動作時の制御部８の役割について、上記実施の形態１における初期動作時の制御部８の役割と異なる点を中心に説明する。図１１は、実施の形態２における初期動作について説明するための図である。図１１には、直流入力電圧Ｖｄｃ、第１の直流コンデンサ３の電圧Ｖｉｎｔ，第２の直流コンデンサ５の電圧Ｖｌｉｎｋおよび交流出力電圧ｖｏｕｔの検出値が示される。

図１１の例においては、時刻ｔ０にて、第１の電力変換回路２Ｂ、第２の電力変換回路４および第３の電力変換回路６Ｂのスイッチング動作はいずれも停止されている。また、時刻ｔ０にて、第１の直流コンデンサ３の電圧Ｖｉｎｔおよび第２の直流コンデンサ５の電圧Ｖｌｉｎｋはそれぞれ０である。

制御部８は、検出器Ｄ１〜Ｄ６による検出結果に基づいて、第１の直流コンデンサ３の電圧Ｖｉｎｔ、第２の直流コンデンサ５の電圧Ｖｌｉｎｋおよび交流出力電圧ｖｏｕｔが以下のように変化するように、第１〜第３の電力変換回路２Ｂ，４，６Ｂを制御する。

時刻ｔ１ｄにて、直流入力電圧Ｖｄｃが第１の電力変換回路２Ｂの入力端子に印加される。このとき、第１の電力変換回路２Ｂの各スイッチング素子の内蔵ダイオードまたは外付けのダイオードを介して第１の直流コンデンサ３が受動的に充電される。それにより、時刻ｔ２ｄにて、第１の直流コンデンサ３の電圧Ｖｉｎｔが初期充電電圧Ｖｉｎｔ０に上昇する。なお、第１の直流コンデンサ３の電圧Ｖｉｎｔが瞬時に充電されることによって時刻ｔ１ｄと時刻ｔ２ｄがほぼ一致していてもよい。

時刻ｔ３ｄにて、第１の電力変換回路２Ｂのスイッチング動作が開始される。この場合、第１の電力変換回路２Ｂの実効デューティ比が徐々に上昇されることにより、第１の直流コンデンサ３の電圧Ｖｉｎｔが徐々に上昇する。

時刻ｔ４ｄにて、第１の直流コンデンサ３の電圧Ｖｉｎｔが予め定められた第１の閾値電圧Ｖｉｎｔ，ｔｈに達する。このとき、第２の電力変換回路４のスイッチング動作が開始される。これにより、第１の直流コンデンサ３から第２の電力変換回路４を介して第２の直流コンデンサ５に電流が流れ、第２の直流コンデンサ５の充電が開始される。

第１の閾値電圧Ｖｉｎｔ，ｔｈは、式（４）の条件を満たす。

ここで、第１の電力変換回路２Ｂの動作中に、第１の直流コンデンサ３の電圧Ｖｉｎｔが直流入力電圧Ｖｄｃより低くなると、第１の電力変換回路２Ｂが正常動作（昇圧動作）を継続することができなくなる。具体的には、スイッチング素子２１〜２４のオンオフに関係なく、直流電源１２と第１の直流コンデンサ３との間の電流経路が固定される。そのため、第１の直流コンデンサ３の電圧Ｖｉｎｔは、直流入力電圧Ｖｄｃよりも高く維持される必要がある。

本実施の形態では、第１の電力変換回路２Ｂによって第１の直流コンデンサ３の電圧Ｖｉｎｔが第１の閾値電圧Ｖｉｎｔ，ｔｈまで上昇されてから第２の電力変換回路４のスイッチング動作が開始される。これにより、第１の直流コンデンサ３の電圧Ｖｉｎｔと直流入力電圧Ｖｄｃとの間に一定のマージン（余裕）を確保した状態で、第２の電力変換回路４のスイッチング動作を開始させることができる。また、本実施の形態では、第２の電力変換回路４の実効デューティ比は０から徐々に増加され、第１の直流コンデンサ３から第２の直流コンデンサ５に流れる電流は０から徐々に増加する。それにより、第２の電力変換回路４の動作開始に伴う第１の直流コンデンサ３の電圧Ｖｉｎｔの急峻な低下が抑制される。

これらにより、第１の直流コンデンサ３の電圧Ｖｉｎｔが直流入力電圧Ｖｄｃより低くなることが防止され、第１の電力変換回路２が安定的に正常動作を継続することができる。

また、第１の閾値電圧Ｖｉｎｔ，ｔｈが目標直流電圧Ｖｉｎｔ＊より小さい値に設定されているため、第１の直流コンデンサ３の電圧Ｖｉｎｔが過電圧となることが防止されるとともに、第２の電力変換回路４の動作開始までの時間を短くすることができる。

その後、第１の直流コンデンサの電圧Ｖｉｎｔは、目標直流電圧Ｖｉｎｔ＊に追従するように制御される。

時刻ｔ５ｄにて、第２の直流コンデンサ５の電圧Ｖｌｉｎｋが、予め定められた第２の閾値電圧Ｖｌｉｎｋ，ｔｈに達すると、第１の電力変換回路２Ｂおよび第２の電力変換回路４に加えて、第３の電力変換回路６Ｂのスイッチング動作が開始される。この場合、第３の電力変換回路６Ｂの実効デューティ比は０から徐々に増加され、かつ抵抗負荷７１への交流出力電圧ｖｏｕｔが、目標交流出力電圧ｖｏｕｔ＊へと追従するように、第３の電力変換回路６Ｂが制御される。それにより、第２の直流コンデンサ５から抵抗負荷７１に流れる交流出力電圧ｖｏｕｔの実効値は、０から徐々に増加される。

第２の閾値電圧Ｖｌｉｎｋ，ｔｈは、式（５）の条件を満たす。なお、式（５）における「√２Ｖｏｕｔ＊，ｒｍｓ」は、目標交流出力電圧ｖｏｕｔ＊の最大値に相当する。

これにより、第２の直流コンデンサ５の電圧Ｖｌｉｎｋが目標交流出力電圧ｖｏｕｔ＊の最大値より低くなることが防止される。その結果、第２の直流コンデンサ５が安定的に正常動作を継続することができる。

その後、第２の直流コンデンサの電圧Ｖｌｉｎｋは、目標直流電圧Ｖｌｉｎｋ＊に追従するように制御される。

時刻ｔ６ｄにて、交流出力電圧ｖｏｕｔが目標交流出力電圧の実効値Ｖｏｕｔ，ｒｍｓ＊に振幅が√２の正弦波電圧を乗じた目標交流出力電圧ｖｏｕｔ＊まで達すると、第１の電力変換回路２Ｂ、第２の電力変換回路４および第３の電力変換回路６Ｂの全てが上記の定常動作に移行する。

このように、実施の形態２においても、第１〜第３の電力変換回路２Ｂ，４，６Ｂの動作が段階的に開始されることにより、第１〜第３の電力変換回路２Ｂ，４，６Ｂの動作が同時に開始される場合と異なり、第１および第２の直流コンデンサ３，５の電圧を個別に制御することができる。それにより、第１および第２の直流コンデンサ３，５の電圧を安定的に上昇させることができる。その後、第１の直流コンデンサ３の電圧Ｖｉｎｔが第１の閾値電圧Ｖｉｎｔ，ｔｈに達しかつ第２の直流コンデンサ５の電圧Ｖｌｉｎｋが第２の閾値電圧Ｖｌｉｎｋ，ｔｈに達した状態で、第３の電力変換回路６の動作が開始されることにより、第１〜第３の電力変換回路２Ｂ，４，６Ｂ内における過電流ならびに第１および第２の直流コンデンサ３，５の過電圧を発生させることなく、電力変換装置１００から負荷７への電力供給を安定的に開始させることができる。

なお、実施の形態２においても、実施の形態１と同様に種々の変更が可能である。例えば、図３の例と同様に、負荷７として電圧源負荷７２が用いられてもよく、図８の例と同様に、第１の電力変換回路２Ｂおよび第３の電力変換回路６Ｂに他の回路が追加されてもよく、図９の例と同様に、第１〜第３の電力変換回路２Ｂ，４，６Ｂにさらに他の電力変換回路が接続されてもよい。

制御部８の機能は、電子回路などのハードウェアで実現されてもよく、ソフトウェアで実現されてもよい。図１２は、制御部８の少なくとも一部の機能がソフトウェアで実現される例を示す図である。図１２の例では、制御部８が、処理装置（プロセッサ）５０１および記憶装置（メモリ）５０２を備える。処理装置５０１は、例えばＣＰＵ（中央演算処理装置）であり、記憶装置５０２に記憶されたプログラムを読み出して実行することにより、上記実施の形態における制御部８の少なくとも一部の機能を実現することができる。

１ 入力電源
２，２Ａ，２Ｂ 第１の電力変換回路
３ 第１の直流コンデンサ
４ 第２の電力変換回路
５ 第２の直流コンデンサ
６，６Ａ，６Ｂ 第３の電力変換回路
７ 負荷
８ 制御部
２０ ＡＣ／ＤＣコンバータ
３１ 第１の直流母線
４０，６００ 絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ
５１ 第２の直流母線
６０，２００，２０Ｂ ＤＣ／ＤＣコンバータ
６０Ｂ インバータ
７１ 抵抗負荷
７２ 電圧源負荷
９１ 第４の電力変換回路
９２ 第５の電力変換回路
１００ 電力変換装置

Claims (13)

1. 入力電源からの電圧を直流電圧に変換し、変換後の直流電圧を出力する第１の電力変換回路と、
   第１の直流母線を介して前記第１の電力変換回路に接続され、前記第１の電力変換回路から出力された直流電圧を変圧し、変圧後の直流電圧を出力する第２の電力変換回路と、
   第２の直流母線を介して前記第２の電力変換回路に接続され、前記第２の電力変換回路から出力された直流電圧を変換し、変換後の直流電圧を負荷に出力する第３の電力変換回路と、
   前記第１の直流母線に接続された第１の直流コンデンサと、
   前記第２の直流母線に接続された第２の直流コンデンサと、
   前記第１、第２および第３の電力変換回路が段階的に動作を開始し、前記第１の直流コンデンサの電圧が第１の閾値電圧に達しかつ前記第２の直流コンデンサの電圧が第２の閾値電圧に達した後に、前記第３の電力変換回路から前記負荷に電力が出力されるように、前記第１、第２および第３の電力変換回路を制御する制御部と、を備える、電力変換装置。
2. 前記制御部は、
   前記入力電源から前記第１の電力変換回路に電圧が与えられた状態で前記第１、第２および第３の電力変換回路が順に動作を開始することによって前記第１および第２の直流コンデンサが順に充電されるように、前記第１、第２および第３の電力変換回路を制御する、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記制御部は、
   前記第１の直流コンデンサの電圧が前記第１の閾値電圧に達すると、前記第２の電力変換回路の動作を開始させる、請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記制御部は、前記第２の電力変換回路の動作開始時に前記第２の電力変換回路のデューティ比を徐々に上昇させる、請求項２または３に記載の電力変換装置。
5. 前記制御部は、
   前記第２の直流コンデンサの電圧が前記第２の閾値電圧に達すると、前記第３の電力変換回路の動作を開始させる、請求項２〜４のいずれか一項に記載の電力変換装置。
6. 前記制御部は、前記第３の電力変換回路の動作開始時に前記第２の電力変換回路のデューティ比を徐々に上昇させる、請求項２〜５のいずれか一項に記載の電力変換装置。
7. 前記負荷は、自発的に電圧を発生する電圧源負荷であり、
   前記制御部は、
   前記入力電源から前記第１の電力変換回路に電圧が与えられた状態で前記第１の電力変換回路が動作を開始し、前記電圧源負荷から前記第３の電力変換回路に電圧が与えられた状態で前記第３の電力変換回路の動作を開始し、前記第１の直流コンデンサの電圧が前記第１の閾値電圧に達しかつ前記第２の直流コンデンサの電圧が前記第２の閾値電圧に達すると、前記第２の電力変換回路の動作を開始させる、請求項１に記載の電力変換装置。
8. 前記制御部は、前記第２の電力変換回路の動作開始時に前記第２の電力変換回路のデューティ比を徐々に上昇させる、請求項７に記載の電力変換装置。
9. 前記制御部は、前記第１、第２および第３の電力変換回路の全てが動作を開始した後に、前記第１の直流コンデンサの電圧が第１の目標電圧に追従しかつ前記第２の直流コンデンサの電圧が第２の目標電圧に追従するように前記第１、第２および第３の電力変換回路を制御し、
   前記第１の閾値電圧は前記第１の目標電圧よりも低く、前記第２の閾値電圧は前記第２の目標電圧よりも低い、請求項１〜８のいずれか一項に記載の電力変換装置。
10. 前記第１の電力変換回路は昇圧回路であり、前記第１の閾値電圧は、前記入力電源から前記第１の電力変換回路に与えられる電圧よりも高い、請求項１〜９のいずれか一項に記載の電力変換装置。
11. 前記第３の電力変換回路は降圧回路であり、前記第２の閾値電圧は、前記第３の電力変換回路から前記負荷に与えられる電圧よりも高い、請求項１〜１０のいずれか一項に記載の電力変換装置。
12. 前記入力電源は交流電源であり、
    前記第１の電力変換回路は、前記入力電源からの交流電圧を直流電圧へ変換するＡＣ／ＤＣコンバータを含み、
    前記第３の電力変換回路は、前記第２の電力変換回路から出力された直流電圧を変圧するＤＣ／ＤＣコンバータを含む、請求項１〜１１のいずれか一項に記載の電力変換装置。
13. 前記入力電源は直流電源であり、
    前記第１の電力変換回路は、前記入力電源からの直流電圧を変圧するＤＣ／ＤＣコンバータを含み、
    前記第３の電力変換回路は、前記第２の電力変換回路から出力された直流電圧を交流電圧へ変換するインバータを含む、請求項１〜１２のいずれか一項に記載の電力変換装置。

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