JP6383571B2 - インバータ装置、このインバータ装置を備えた誘導加熱装置およびワイヤレス給電装置 - Google Patents

Description

本発明は、フェーズシフト制御を行うインバータ装置、このインバータ装置を備えた誘導加熱装置およびワイヤレス給電装置に関する。

電磁誘導を利用して加熱を行う誘導加熱装置が開発されている。誘導加熱装置は、インバータ装置を用いて高周波電流を加熱用コイルに供給し、磁界を変化させる。そして、この磁界に配置された金属製の加熱対象物に、渦電流を発生させる。加熱対象物に渦電流が流れることで電気抵抗によるジュール熱が発生し、自己発熱によって加熱対象物が加熱される。

誘導加熱装置のインバータ装置において、インバータ装置の各スイッチング素子に入力する駆動信号の位相差を変化させることで出力の制御を行うフェーズシフト制御が用いられる場合がある。例えば、特許文献１には、フェーズシフト制御を行うインバータ装置が記載されている。

特許第４３４６３９１号

フェーズシフト制御を行うインバータ装置では、先行アームが進み力率運転になりやすい。進み力率運転においては、逆回復期間に、フリーホイールダイオードの逆回復に基づく逆回復電流が流れる。大きな逆回復電流が流れると、スイッチング素子やフリーホイールダイオードが故障する懸念がある。

本発明は上記した事情のもとで考え出されたものであって、先行アームが進み力率運転になっても、大きな逆回復電流が流れることを抑制することができるインバータ装置を提供することをその目的としている。

上記課題を解決するため、本発明では、次の技術的手段を講じている。

本発明の第１の側面によって提供されるインバータ装置は、２つのスイッチング素子が直列接続された先行アームと、２つのスイッチング素子が直列接続された追従アームとが並列接続されたインバータ回路と、前記インバータ回路の先行アームのスイッチング素子に入力される先行駆動信号の位相と、追従アームのスイッチング素子に入力され、前記先行駆動信号より位相が遅れる追従駆動信号の位相との差を変化させることで、前記インバータ回路の出力を制御する制御回路とを備えており、前記追従アームのスイッチング素子には、第１のダイオードが逆並列接続されており、前記先行アームのスイッチング素子には、前記第１のダイオードより逆回復電荷が小さい第２のダイオードが逆並列接続されていることを特徴とする。

なお、スイッチング素子にダイオードが逆並列接続されているというのは、ＭＯＳＦＥＴなどのように、製造過程で寄生ダイオードが形成された場合も含まれる。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記第２のダイオードは、ファーストリカバリダイオードである。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記第２のダイオードは、ワイドバンドギャップ半導体を用いたダイオードである。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記先行アームのスイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体を用いたＭＯＳＦＥＴである。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化ケイ素である。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記ワイドバンドギャップ半導体は、窒化ガリウムである。

本発明の第２の側面によって提供される誘導加熱装置は、本発明の第１の側面によって提供されるインバータ装置を備えている。

本発明の第３の側面によって提供されるワイヤレス給電装置は、本発明の第１の側面によって提供されるインバータ装置を備えている。

本発明によると、先行アームのスイッチング素子に逆並列接続されるダイオードには、第１のダイオードより逆回復電荷が小さい第２のダイオードが用いられている。したがって、先行アームが進み力率運転になっても、大きな逆回復電流が流れることを抑制することができる。また、進み力率運転になりにくい追従アームのスイッチング素子に逆並列接続されるダイオードには、第２のダイオードより逆回復電荷が大きい第１のダイオードが用いられている。逆回復電荷が大きい第１のダイオードが接続された追従アームのスイッチング素子は、第２のダイオードが接続された先行アームのスイッチング素子よりオン抵抗が小さいので、定常損失が小さくなる。したがって、追従アームのスイッチング素子に逆並列接続されるダイオードにも第２のダイオードが用いられる場合と比べて、定常損失を抑制することができる。

本発明のその他の特徴および利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。

第１実施形態に係る誘導加熱装置の全体構成を説明するための図である。 ダイオードのスイッチング特性を説明するための図である。 第２実施形態に係るワイヤレス給電装置の全体構成を説明するための図である。

以下、本発明の実施の形態を、本発明に係るインバータ装置を誘導加熱装置に用いた場合を例として、図面を参照して具体的に説明する。

図１は、第１実施形態に係る誘導加熱装置の全体構成を説明するための図である。

誘導加熱装置Ａ１は、直流電源１、インバータ装置、コイル５、および、共振用コンデンサ６を備えている。誘導加熱装置Ａ１は、直流電源１が出力する直流電流をインバータ回路２で高周波電流に変換して、コイル５に流すことで、電磁誘導を利用して加熱対象物Ｂを加熱する。

直流電源１は、直流電流を出力するものであり、例えば、電力系統から入力される交流電流を整流する整流回路と、平滑する平滑コンデンサとを備えている。なお、直流電源１は、交流電流を直流電流に変換して出力するものに限られず、例えば、燃料電池、蓄電池、太陽電池などの直流電流を出力するものであってもよい。

インバータ装置は、直流電源１から入力される直流電流を高周波電流に変換して、コイル５に出力するものである。インバータ装置は、インバータ回路２と制御回路７とを備えており、以下では「インバータ装置８」と記載する。インバータ装置８の詳細については、後述する。

コイル５は、磁界を発生させるためのものであり、導体線を螺線状に巻いたものである。本実施形態では、誘導加熱装置Ａ１を加熱調理用のものとしており、コイル５の上部に加熱対象物Ｂとして鍋などを配置するので、コイル５を平面的に螺線状に巻いた渦巻形状としているが、これに限られない。コイル５の形状は、加熱対象物Ｂの形状や配置の状態に応じたものとすればよい。例えば、コイル５を円筒形状に巻いたいわゆるコイル形状として、その中央に加熱対象物Ｂを配置するようにしてもよい。コイル５は、インバータ装置８から入力される高周波電流が流れることで磁界を変化させる。これにより、この磁界に配置された例えば鍋などの加熱対象物Ｂに、渦電流が発生する。加熱対象物Ｂには、渦電流が流れることで電気抵抗によるジュール熱が発生し、自己発熱によって加熱対象物Ｂは加熱される。

共振用コンデンサ６は、コイル５によるインピーダンスを打ち消すためのものであり、コイル５に直列接続されることで直列共振回路を構成している。

コイル５と加熱対象物Ｂとは磁気結合しているので、コイル５、共振用コンデンサ６および加熱対象物Ｂをまとめて、インバータ装置８に接続された負荷と考えることができる。つまり、誘導加熱装置Ａ１は、直流電源１が出力する直流電流をインバータ装置８が交流電流に変換して、負荷に供給するものである。インバータ装置８は、負荷に供給する電力を制御することができる。本実施形態では、インバータ装置８は、フェーズシフト制御により出力電力を制御する。

インバータ装置８は、単相フルブリッジ型のインバータ回路２と制御回路７とを備えている。インバータ回路２は、４個のスイッチング素子２ａ〜２ｄ、４個のフライホイールダイオード３ａ〜３ｄ、および、４個のスナバコンデンサ４ａ〜４ｄを備えている。本実施形態では、スイッチング素子２ａ〜２ｄとしてＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）を使用している。なお、スイッチング素子２ａ〜２ｄはＭＯＳＦＥＴに限定されず、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor : 絶縁ゲート・バイポーラトランジスタ）などであってもよい。また、スナバコンデンサ４ａ〜４ｄの種類も限定されない。

スイッチング素子２ａと２ｂとは、スイッチング素子２ａのソース端子とスイッチング素子２ｂのドレイン端子とが接続されて、直列接続されている。スイッチング素子２ａのドレイン端子は直流電源１の正極側に接続され、スイッチング素子２ｂのソース端子は直流電源１の負極側に接続されて、ブリッジ構造を形成している。同様に、スイッチング素子２ｃと２ｄとが直列接続されてブリッジ構造を形成している。スイッチング素子２ａと２ｂで形成されているブリッジ構造を先行アームとし、スイッチング素子２ｃと２ｄで形成されているブリッジ構造を追従アームとする。先行アームのスイッチング素子２ａと２ｂとの接続点には出力ラインが接続され、追従アームのスイッチング素子２ｃと２ｄとの接続点にも出力ラインが接続されている。これら２つの出力ラインの間に、コイル５と共振用コンデンサ６とが直列接続されている。各スイッチング素子２ａ〜２ｄのゲート端子には、制御回路７から出力される駆動信号Ｐａ’〜Ｐｄ’（後述）がそれぞれ入力される。

各スイッチング素子２ａ〜２ｄは、それぞれ駆動信号Ｐａ’〜Ｐｄ’に基づいて、オン状態とオフ状態とを切り替えられる。各アームの両端はそれぞれ直流電源１の正極と負極とに接続されているので、正極側のスイッチング素子がオン状態で負極側のスイッチング素子がオフ状態の場合、当該アームの出力ラインの電位は直流電源１の正極側の電位となる。一方、正極側のスイッチング素子がオフ状態で負極側のスイッチング素子がオン状態の場合、当該アームの出力ラインの電位は直流電源１の負極側の電位となる。これにより、直流電源１の正極側の電位と負極側の電位とが切り替えられたパルス状の電圧信号が各出力ラインから出力され、２つの出力ライン間の電圧である線間電圧が交流電圧となる。

フライホイールダイオード３ａ〜３ｄは、スイッチング素子２ａ〜２ｄのドレイン端子とソース端子との間に、それぞれ逆並列に接続されている。すなわち、フライホイールダイオード３ａ〜３ｄのアノード端子はそれぞれスイッチング素子２ａ〜２ｄのソース端子に接続され、フライホイールダイオード３ａ〜３ｄのカソード端子はそれぞれスイッチング素子２ａ〜２ｄのドレイン端子に接続されている。フライホイールダイオード３ａ〜３ｄは、それぞれスイッチング素子２ａ〜２ｄの切り替えによって発生する逆起電力による逆方向の高い電圧がスイッチング素子２ａ〜２ｄに印加されないようにするためのものである。

本実施形態において、フライホイールダイオード３ａ，３ｂは、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードをファーストリカバリダイオード化したものであり、フライホイールダイオード３ｃ，３ｄはＭＯＳＦＥＴのノーマルタイプの寄生ダイオードである。すなわち、スイッチング素子２ａおよびフライホイールダイオード３ａ（スイッチング素子２ｂおよびフライホイールダイオード３ｂ）が、寄生ダイオードがファーストリカバリダイオードの特性を有するように形成されたファーストリカバリダイオードタイプのＭＯＳＦＥＴであり、スイッチング素子２ｃおよびフライホイールダイオード３ｃ（スイッチング素子２ｄおよびフライホイールダイオード３ｄ）が、寄生ダイオードがノーマルタイプのシリコンダイオードの特性を有するように形成されたノーマルタイプのＭＯＳＦＥＴである。

図２は、ダイオードのスイッチング特性を説明するための図であり、順方向電流Ｉ_Fが流れている状態から逆方向電圧を印加した時の、ダイオードに流れる電流Ｉ、および、ダイオードの端子間電圧Ｖの変化を示している。同図（ａ）は、ノーマルタイプのシリコンダイオード（フライホイールダイオード３ｃ，３ｄに相当）のものであり、同図（ｂ）は、ファーストリカバリダイオード（フライホイールダイオード３ａ，３ｂに相当）のものである。

逆方向電圧が印加されると、ダイオードに流れる電流Ｉは急減し、逆方向に電流が流れる。ｐｎ接合部に蓄積されている少数キャリアがなくなるまで逆方向電流が増加し、電流Ｉは、逆回復電流ピーク値Ｉ_R1から特定の逆方向電流Ｉ_R2（通常、Ｉ_R1の２５％）を経てゼロになる。電流Ｉが急減してゼロになってからＩ_R2になるまでの時間が逆回復時間ｔ_rrであり、この期間の電流積分値（図における斜線部分の面積）が逆回復電荷Ｑ_rrである。図２(ａ)、(ｂ)に示すように、ファーストリカバリダイオードは、ノーマルタイプのシリコンダイオードより、逆回復電荷Ｑ_rrが小さいので、逆回復時間ｔ_rrが短く、逆回復電流ピーク値Ｉ_R1が小さい。

スナバコンデンサ４ａ〜４ｄは、スイッチング素子２ａ〜２ｄのドレイン端子とソース端子との間に、それぞれ接続されている。スナバコンデンサ４ａ〜４ｄは、スイッチング素子２ａ〜２ｄの切り替えによってドレイン端子とソース端子との間に印加されるサージ電圧を吸収するものである。なお、スナバコンデンサ４ａ〜４ｄにそれぞれ抵抗を直列接続してスナバ回路としてもよい。なお、スナバコンデンサ４ａ〜４ｄは、備えないようにしてもよい。

制御回路７は、インバータ回路２の制御を行うものであり、直流電源１に入力される交流電力が目標電力になるように制御することで、インバータ回路２の出力電力を制御する。制御回路７は、フェーズシフト制御によってインバータ回路２の制御を行う。すなわち、追従アームのスイッチング素子２ｃ（２ｄ）に出力する駆動信号Ｐｃ’（Ｐｄ’）の位相を先行アームのスイッチング素子２ａ（２ｂ）に出力する駆動信号Ｐａ’（Ｐｂ’）の位相より遅らせるが、この位相差θを変化させることで、出力電力の制御を行う。位相差θを小さくすると、負荷に電圧が印加される時間が短くなり、電流の振幅が小さくなって、インバータ回路２の出力電力が小さくなる。逆に、位相差θを大きくすると、負荷に電圧が印加される時間が長くなり、電流の振幅が大きくなって、インバータ回路２の出力電力が大きくなる。

制御回路７は、電力算出部７１、電力設定部７２、電力制御部７３、パルス信号生成部７４、および、ドライバ７５を備えている。

電力算出部７１は、電力系統から直流電源１に入力される交流電力の電力値を算出するものである。図１においては図示されていないが、直流電源１には電力系統と整流回路との間に電流センサおよび電圧センサが設けられている。当該電流センサは、電力系統から直流電源１に入力される交流電流を検出して、電力算出部７１に出力している。また、当該電圧センサは、電力系統から直流電源１に入力される交流電圧を検出して、電力算出部７１に出力している。電力算出部７１は、電流センサおよび電圧センサからの入力に基づいて、直流電源１に入力される交流電力の電力値Ｐを算出して出力する。なお、電力算出部７１を直流電源１に設けて、電力値Ｐを直流電源１から制御回路７に入力するようにしてもよい。

電力設定部７２は、電力値Ｐの目標値Ｐ^*を設定するものであり、設定された目標値Ｐ^*を出力する。電力設定部７２は、図示しない操作手段の操作に応じて、目標値Ｐ^*を設定する。操作手段は、例えば、つまみの回動位置により目標値Ｐ^*を変化させるものであり、一方方向（例えば反時計回り）につまみを回動させると目標値Ｐ^*が小さい値に設定され、他方方向（例えば時計回り）につまみを回動させると目標値Ｐ^*が大きい値に設定される。

電力制御部７３は、インバータ回路２に入力される電力の制御を行うためのものである。電力制御部７３は、電力算出部７１より出力される電力値Ｐと、電力設定部７２より出力される目標値Ｐ^*との電力偏差ΔＰ（＝Ｐ^*−Ｐ）を入力されて、当該電力偏差ΔＰをゼロにするための電力補償値Ｘをパルス信号生成部７４に出力する。電力制御部７３は、例えば、比例積分（ＰＩ）制御を行っている。

パルス信号生成部７４は、パルス信号Ｐａ〜Ｐｄを生成するものである。パルス信号生成部７４は、先行パルス信号生成部７４１および追従パルス信号生成部７４２を備えている。

先行パルス信号生成部７４１は、先行アームのスイッチング素子２ａおよび２ｂに入力される駆動信号Ｐａ’およびＰｂ’の元になるパルス信号ＰａおよびＰｂを生成して、ドライバ７５に出力する。先行パルス信号生成部７４１は、所定の周期でデューティ比が５０％であるパルス信号Ｐａを生成して出力する。また、先行パルス信号生成部７４１は、パルス信号Ｐａを反転させた信号をパルス信号Ｐｂとして出力する。

追従パルス信号生成部７４２は、追従アームのスイッチング素子２ｃおよび２ｄに入力される駆動信号Ｐｃ’およびＰｄ’の元になるパルス信号ＰｃおよびＰｄを生成して、ドライバ７５に出力する。追従パルス信号生成部７４２は、所定の周期でデューティ比が５０％であり、電力制御部７３より入力される電力補償値Ｘに応じて位相を遅らせたパルス信号Ｐｃを生成して出力する。また、追従パルス信号生成部７４２は、パルス信号Ｐｃを反転させた信号をパルス信号Ｐｄとして出力する。

なお、パルス信号生成部７４によるパルス信号の生成方法は、上述したものに限られない。電力制御部７３より入力される電力補償値Ｘに応じて、パルス信号ＰｃおよびＰｄの位相の遅れを変化させることができればよい。また、本実施形態においては、デューティ比を５０％にした場合について説明しているが、これに限られない。５０％はあくまで例示であって、５０％以外の所定値としてもよい。

ドライバ７５は、パルス信号生成部７４から入力されるパルス信号Ｐａ〜Ｐｄを増幅して、各スイッチング素子２ａ〜２ｄを駆動できるレベルの駆動信号Ｐａ’〜Ｐｄ’として出力する。本実施形態では、ドライバ７５を、パルストランス方式のゲートドライブ回路としている。なお、ドライバ７５は、パルストランス方式のゲートドライブ回路に限定されず、フォトカプラ方式などの他の方式のゲートドライブ回路としてもよい。

なお、制御回路７の各部はディジタル回路として実現してもよいし、アナログ回路として実現してもよい。また、各部が行う処理をプログラムで設計し、当該プログラムを実行させることでコンピュータを制御回路７として機能させてもよい。また、当該プログラムを記録媒体に記録しておき、コンピュータに読み取らせるようにしてもよい。

次に、第１実施形態に係る誘導加熱装置の作用と効果について説明する。

本実施形態においては、先行アームのスイッチング素子２ａ，２ｂにそれぞれ逆並列接続されるフライホイールダイオード３ａ，３ｂはファーストリカバリダイオードであり、追従アームのスイッチング素子２ｃ，２ｄにそれぞれ逆並列接続されるフライホイールダイオード３ｃ，３ｄはノーマルタイプのシリコンダイオードである。ファーストリカバリダイオードは、ノーマルタイプのシリコンダイオードより逆回復電荷Ｑ_rrが小さいので、逆回復時間ｔ_rrが短く、逆回復電流ピーク値Ｉ_R1が小さい。したがって、先行アームが進み力率運転になっても、大きな逆回復電流が流れることを抑制することができる。

また、ノーマルタイプのＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子２ｃとフライホイールダイオード３ｃ、および、スイッチング素子２ｄとフライホイールダイオード３ｄ）のオン抵抗は、ファーストリカバリダイオードタイプのＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子２ａとフライホイールダイオード３ａ、および、スイッチング素子２ｂとフライホイールダイオード３ｂ）のオン抵抗よりより小さくなる。したがって、追従アーム側のＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子２ｃとフライホイールダイオード３ｃ、および、スイッチング素子２ｄとフライホイールダイオード３ｄ）もファーストリカバリダイオードタイプとした場合と比べて、定常損失を抑制することができる。また、ファーストリカバリダイオードタイプのＭＯＳＦＥＴは、ノーマルタイプのＭＯＳＦＥＴより高価である。したがって、追従アーム側のＭＯＳＦＥＴもファーストリカバリダイオードタイプとした場合より、生産コストを抑制することができる。

なお、本実施形態においては、フライホイールダイオード３ａ〜３ｄがＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードである場合について説明したが、これに限られない。各スイッチング素子２ａ〜２ｄにフライホイールダイオード３ａ〜３ｄをそれぞれ接続するようにしてもよい。

本実施形態においては、フライホイールダイオード３ａ，３ｂがファーストリカバリダイオードである場合について説明したがこれに限られない。フライホイールダイオード３ａ，３ｂは、ノーマルタイプのシリコンダイオードより逆回復電荷が小さいダイオードであればよい。例えば、ファーストリカバリダイオードより逆回復特性をさらに高めたＨＥＤ（High Efficiency Diode）やＬＬＤ(Low Loss Diode)であってもよい。また、ショットキーバリアダイオードであってもよい。

また、フライホイールダイオード３ａ，３ｂを、シリコンより大きいバンドギャップを有するワイドバンドギャップ半導体（例えば、炭化ケイ素（ＳｉＣ）や窒化ガリウム（ＧａＮ）など）を用いたダイオードとしてもよい。ワイドバンドギャップ半導体を用いたダイオードも、ノーマルタイプのシリコンダイオードより逆回復電荷が小さい。

また、スイッチング素子２ａ，２ｂを、ワイドバンドギャップ半導体を用いたＭＯＳＦＥＴとしてもよい。すなわち、スイッチング素子２ａ，２ｂおよびフライホイールダイオード３ａ，３ｂを、ワイドバンドギャップ半導体を用いたものとしてもよい。また、ワイドバンドギャップ半導体を用いたＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードをフライホイールダイオード３ａ，３ｂとしてもよい。

上記第１実施形態においては、本発明に係るインバータ装置を誘導加熱装置に用いた場合について説明したが、これに限られない。本発明に係るインバータ装置は、ワイヤレス給電装置や溶接電源装置などの他の装置にも用いることができる。本発明に係るインバータ装置をワイヤレス給電装置に用いた場合を、第２実施形態として、以下に説明する。

図３は、第２実施形態に係るワイヤレス給電装置を説明するための図である。

図３に示すワイヤレス給電装置Ａ２は、高周波電力を送電する送電装置Ａ２１、および、送電装置Ａ２１が送電した高周波電力を受電する受電装置Ａ２２を備えている。

送電装置Ａ２１は、第１実施形態に係る誘導加熱装置Ａ１と同様の構成であり、図１に示す誘導加熱装置Ａ１と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。送電装置Ａ２１は、直流電源１が出力する直流電流をインバータ回路２で高周波電流に変換し、コイル５に流すことで、コイル５に発生する磁界を変化させる。制御回路７は、システム効率を最大にするために、インバータ回路２への入力電力を一定にするフェーズシフト制御を行う。

受電装置Ａ２２は、コイル５に磁気結合するコイル５’、コイル５’に直列接続されて、直列共振回路を構成する共振用コンデンサ６’、および、コイル５’が受電した高周波電力を消費する負荷９を備えている。負荷９は、高周波電力を整流する整流回路と、負荷９全体の抵抗値を最適な値にするために電圧電流比を変化させるＤＣ／ＤＣコンバータを備えている。

第１実施形態に係る誘導加熱装置Ａ１がコイル５に発生する磁界を変化させることで、加熱対象物Ｂに渦電流を発生させるのに対し、送電装置Ａ２１は、コイル５に発生する磁界を変化させることで、受電装置Ａ２２のコイル５’に高周波電流を発生させる点が異なる。

第２実施形態においても、フライホイールダイオード３ａ，３ｂをファーストリカバリダイオードとし、フライホイールダイオード３ｃ，３ｄをノーマルタイプのシリコンダイオードとしているので、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。

本発明に係るインバータ装置、誘導加熱装置およびワイヤレス給電装置は、上述した実施形態に限定されるものではない。本発明に係るインバータ装置、誘導加熱装置およびワイヤレス給電装置の各部の具体的な構成は、種々に設計変更自在である。

Ａ１ 誘導加熱装置
Ａ２ ワイヤレス給電装置
Ａ２１ 送電装置
Ａ２２ 受電装置
１ 直流電源
２ インバータ回路
２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄ スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）
３ａ、３ｂ フライホイールダイオード(ファーストリカバリダイオード)
３ｃ、３ｄ フライホイールダイオード（ノーマルタイプのシリコンダイオード）
４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄ スナバコンデンサ
５，５’ コイル
６，６’ 共振用コンデンサ
７ 制御回路
７１ 電力算出部
７２ 電力設定部
７３ 電力制御部
７４ パルス信号生成部
７４１ 先行パルス信号生成部
７４１ 追従パルス信号生成部
７５ ドライバ
８ インバータ装置
９ 負荷
Ｂ 加熱対象物

Claims (7)

1. ２つのスイッチング素子が直列接続された先行アームと、２つのスイッチング素子が直列接続された追従アームとが並列接続されたインバータ回路と、
   前記インバータ回路の先行アームのスイッチング素子に入力される先行駆動信号の位相と、追従アームのスイッチング素子に入力され、前記先行駆動信号より位相が遅れる追従駆動信号の位相との差を変化させることで、前記インバータ回路の出力を制御する制御回路と、
   を備えており、
   前記追従アームのスイッチング素子には、第１のダイオードが逆並列接続されており、
   前記先行アームのスイッチング素子には、前記第１のダイオードより逆回復電荷が小さい第２のダイオードが逆並列接続されており、
   前記先行アームのスイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体を用いたＭＯＳＦＥＴである、
   ことを特徴とするインバータ装置。
2. 前記第２のダイオードは、ファーストリカバリダイオードである、
   請求項１に記載のインバータ装置。
3. 前記第２のダイオードは、前記ワイドバンドギャップ半導体を用いたダイオードである、
   請求項１に記載のインバータ装置。
4. 前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化ケイ素である、
   請求項１ないし３のいずれかに記載のインバータ装置。
5. 前記ワイドバンドギャップ半導体は、窒化ガリウムである、
   請求項１ないし３のいずれかに記載のインバータ装置。
6. 請求項１ないし５のいずれかに記載のインバータ装置を備えている、
   ことを特徴とする誘導加熱装置。
7. 請求項１ないし５のいずれかに記載のインバータ装置を備えている、
   ことを特徴とするワイヤレス給電装置。

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