JPH0965656A - 高周波インバータ - Google Patents
高周波インバータInfo
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- JPH0965656A JPH0965656A JP7187952A JP18795295A JPH0965656A JP H0965656 A JPH0965656 A JP H0965656A JP 7187952 A JP7187952 A JP 7187952A JP 18795295 A JP18795295 A JP 18795295A JP H0965656 A JPH0965656 A JP H0965656A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 簡単で安価な構成により全ての主電子スイッ
チをＺＣＳのソフトスイッチング動作をさせることので
きる高周波インバータを提供する。 【構成】 少なくとも四つの主電子スイッチ（Ｓ１）〜
（Ｓ４）をフルブリッジ形に回路構成する。基準相パル
スの供給を受けて互いに同時にオン・オフする基準相用
の一対の前記主電子スイッチ（Ｓ１），（Ｓ２）の各々
の両端間に、該主電子スイッチ（Ｓ１），（Ｓ２）に対
し逆並列方向に配したダイオード（Ｄ１），（Ｄ２）と
小リアクトル（Ｌ1 ），（Ｌ2 ）とをそれぞれ直列接続
する。制御相パルスの供給を受けて互いに同時にオン・
オフする制御相用の一対の前記主電子スイッチ（Ｓ
３），（Ｓ４）に、逆電流防止用兼逆耐圧用ダイオード
（Ｄ５），（Ｄ６）を該主電子スイッチ（Ｓ３），（Ｓ
４）に対し順方向に配して直列接続する。
チをＺＣＳのソフトスイッチング動作をさせることので
きる高周波インバータを提供する。 【構成】 少なくとも四つの主電子スイッチ（Ｓ１）〜
（Ｓ４）をフルブリッジ形に回路構成する。基準相パル
スの供給を受けて互いに同時にオン・オフする基準相用
の一対の前記主電子スイッチ（Ｓ１），（Ｓ２）の各々
の両端間に、該主電子スイッチ（Ｓ１），（Ｓ２）に対
し逆並列方向に配したダイオード（Ｄ１），（Ｄ２）と
小リアクトル（Ｌ1 ），（Ｌ2 ）とをそれぞれ直列接続
する。制御相パルスの供給を受けて互いに同時にオン・
オフする制御相用の一対の前記主電子スイッチ（Ｓ
３），（Ｓ４）に、逆電流防止用兼逆耐圧用ダイオード
（Ｄ５），（Ｄ６）を該主電子スイッチ（Ｓ３），（Ｓ
４）に対し順方向に配して直列接続する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、主として大電力用の電
磁誘導加熱装置における高周波電源として用いられる高
周波インバータに関する。
磁誘導加熱装置における高周波電源として用いられる高
周波インバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】近年のＭＯＳゲート制御半導体パワーデ
バイスやＳＩパワーデバイスによる高周波インバータの
技術革新によって、従来から金属の溶解や熱処理加工の
手段或いは電磁調理器のように液体の加熱手段として用
いられてきた電磁誘導加熱が見直されるようになった。
このような大電力の電磁誘導加熱装置では、商用交流電
源を一旦直流電力に変換したのちに、高周波インバータ
により高周波電源に変換して供給することにより、電気
エネルギーを有効利用できる。その加熱時の温度制御に
際しては、一般に、温度検出信号を温度制御器に入力し
て得られた電力制御信号を位相差制御回路に与えて出力
電力を調整するための位相差を決定し、その位相差に基
づき高周波インバータの主電子スイッチをオン・オフ制
御するようにしている。
バイスやＳＩパワーデバイスによる高周波インバータの
技術革新によって、従来から金属の溶解や熱処理加工の
手段或いは電磁調理器のように液体の加熱手段として用
いられてきた電磁誘導加熱が見直されるようになった。
このような大電力の電磁誘導加熱装置では、商用交流電
源を一旦直流電力に変換したのちに、高周波インバータ
により高周波電源に変換して供給することにより、電気
エネルギーを有効利用できる。その加熱時の温度制御に
際しては、一般に、温度検出信号を温度制御器に入力し
て得られた電力制御信号を位相差制御回路に与えて出力
電力を調整するための位相差を決定し、その位相差に基
づき高周波インバータの主電子スイッチをオン・オフ制
御するようにしている。
【０００３】上述のような用途に用いられている従来の
一般的な高周波インバータを図４に示す。同図には、電
圧型直列負荷共振フルブリッジ高周波インバータを例示
してあり、ブリッジ回路構成に接続された四つの主電子
スイッチＳ１〜Ｓ４としては、主にＳＩトランジスタや
ＭＯＳゲート制御トランジスタなどのパワースイッチン
グ素子が用いられる。各主電子スイッチＳ１〜Ｓ４にそ
れぞれ逆並列接続されたダイオードＤ１〜Ｄ４は、誘導
負荷Ｌｏの遅れ電流成分を直流回路に帰還したり、ブリ
ッジ内を還流させる役割を担う。基準相用の一対の主電
子スイッチＳ１，Ｓ２からなる第１のブリッジアームと
制御相用の一対の主電子スイッチＳ３，Ｓ４からなる第
２のブリッジアームとの間には、共振コンデンサＣと誘
導負荷Ｌｏが直列接続される。直流電源Ｅは商用交流電
源を整流器で直流電力に変換したものである。
一般的な高周波インバータを図４に示す。同図には、電
圧型直列負荷共振フルブリッジ高周波インバータを例示
してあり、ブリッジ回路構成に接続された四つの主電子
スイッチＳ１〜Ｓ４としては、主にＳＩトランジスタや
ＭＯＳゲート制御トランジスタなどのパワースイッチン
グ素子が用いられる。各主電子スイッチＳ１〜Ｓ４にそ
れぞれ逆並列接続されたダイオードＤ１〜Ｄ４は、誘導
負荷Ｌｏの遅れ電流成分を直流回路に帰還したり、ブリ
ッジ内を還流させる役割を担う。基準相用の一対の主電
子スイッチＳ１，Ｓ２からなる第１のブリッジアームと
制御相用の一対の主電子スイッチＳ３，Ｓ４からなる第
２のブリッジアームとの間には、共振コンデンサＣと誘
導負荷Ｌｏが直列接続される。直流電源Ｅは商用交流電
源を整流器で直流電力に変換したものである。
【０００４】各主電子スイッチＳ１〜Ｓ４は、図５
（ａ）〜（ｄ）に示すように、それぞれ５０％弱のデュ
ーティサイクルの電圧パルスで駆動される。ここで、第
１のブリッジアームの一対の主電子スイッチＳ１，Ｓ２
の電圧駆動パルスを図５（ａ），（ｂ）に示す基準相パ
ルスとし、且つ第２のブリッジアームの一対の主電子ス
イッチＳ３，Ｓ４の電圧駆動パルスを図５（ｃ），
（ｄ）に示す制御相パルスとして、基準相パルスと制御
相パルスとの位相差φを０〜１８０°まで連続的に変化
させることにより、インバータ出力電圧をパルス幅変調
制御することができ、出力電圧を零から負荷回路定数と
インバータ動作周波数とで決まる最大出力まで連続的に
変化させることができる。
（ａ）〜（ｄ）に示すように、それぞれ５０％弱のデュ
ーティサイクルの電圧パルスで駆動される。ここで、第
１のブリッジアームの一対の主電子スイッチＳ１，Ｓ２
の電圧駆動パルスを図５（ａ），（ｂ）に示す基準相パ
ルスとし、且つ第２のブリッジアームの一対の主電子ス
イッチＳ３，Ｓ４の電圧駆動パルスを図５（ｃ），
（ｄ）に示す制御相パルスとして、基準相パルスと制御
相パルスとの位相差φを０〜１８０°まで連続的に変化
させることにより、インバータ出力電圧をパルス幅変調
制御することができ、出力電圧を零から負荷回路定数と
インバータ動作周波数とで決まる最大出力まで連続的に
変化させることができる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】図５（ｅ）〜（ｈ）に
は、各主電子スイッチＳ１〜Ｓ４を図５（ａ）〜（ｄ）
に示すようなタイミングで電圧パルスを供給して駆動し
た場合における各主電子スイッチＳ１〜Ｓ４に流れる電
流ｉS1〜ｉS4と各ダイオードＤ１〜Ｄ４に流れる電流ｉ
D1〜ｉD4の波形を示してある。上記位相差φが零以外の
場合には、（ｅ），（ｆ）から明らかなように、第１の
ブリッジアームにおいて常に電流進み位相になるととも
に、（ｇ），（ｈ）から明らかなように、第２のブリッ
ジアームにおいて常に電流遅れ位相になる。
は、各主電子スイッチＳ１〜Ｓ４を図５（ａ）〜（ｄ）
に示すようなタイミングで電圧パルスを供給して駆動し
た場合における各主電子スイッチＳ１〜Ｓ４に流れる電
流ｉS1〜ｉS4と各ダイオードＤ１〜Ｄ４に流れる電流ｉ
D1〜ｉD4の波形を示してある。上記位相差φが零以外の
場合には、（ｅ），（ｆ）から明らかなように、第１の
ブリッジアームにおいて常に電流進み位相になるととも
に、（ｇ），（ｈ）から明らかなように、第２のブリッ
ジアームにおいて常に電流遅れ位相になる。
【０００６】したがって、第１のブリッジアームの一対
の主電子スイッチＳ１，Ｓ２はターンオフ時にＺＶＳ
（Ｚｅｒｏ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）お
よびＺＣＳ（Ｚｅｒｏ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｓｗｉｔｃｈ
ｉｎｇ）のようなソフトスイッチング動作をし、且つタ
ーンオン時に電流が流れている状態でのハードスイッチ
ング動作となる。一方、第２のブリッジアームの一対の
主電子スイッチＳ３，Ｓ４はターンオン時にＺＶＳおよ
びＺＣＳのソフトスイッチング動作をし、且つターンオ
フ時にハードスイッチング動作となる。第１のブリッジ
アームのようにターンオン時にハードスイッチング動作
をすると、ダイオードＤ１，Ｄ２のリカバリ特性により
直流電源Ｅの短絡現象が起こるため、ノイズやスイッチ
ング損失が増加し、インバータ動作の信頼性が低下す
る。このような影響はインバータ動作周波数が高くなる
に伴い顕著となるため、定周波位相シフト形のパルス幅
変調方式のインバータの適用周波数は最大１００ＫＨｚ
程度に制限を受けている。
の主電子スイッチＳ１，Ｓ２はターンオフ時にＺＶＳ
（Ｚｅｒｏ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）お
よびＺＣＳ（Ｚｅｒｏ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｓｗｉｔｃｈ
ｉｎｇ）のようなソフトスイッチング動作をし、且つタ
ーンオン時に電流が流れている状態でのハードスイッチ
ング動作となる。一方、第２のブリッジアームの一対の
主電子スイッチＳ３，Ｓ４はターンオン時にＺＶＳおよ
びＺＣＳのソフトスイッチング動作をし、且つターンオ
フ時にハードスイッチング動作となる。第１のブリッジ
アームのようにターンオン時にハードスイッチング動作
をすると、ダイオードＤ１，Ｄ２のリカバリ特性により
直流電源Ｅの短絡現象が起こるため、ノイズやスイッチ
ング損失が増加し、インバータ動作の信頼性が低下す
る。このような影響はインバータ動作周波数が高くなる
に伴い顕著となるため、定周波位相シフト形のパルス幅
変調方式のインバータの適用周波数は最大１００ＫＨｚ
程度に制限を受けている。
【０００７】一方、ソフトスイッチング促進用補助回路
を備えて常にソフトスイッチングするようにした高周波
インバータも案出されている。しかし、高周波スイッチ
ングの問題としてのサージ電圧やスイッチング損失の対
策として採用されている従来の種々のソフトスイッチン
グ技術は、特別なスイッチを付加するなどした非常に複
雑な構成と高精度のコントロールとを必要とし、高価と
なる問題がある。
を備えて常にソフトスイッチングするようにした高周波
インバータも案出されている。しかし、高周波スイッチ
ングの問題としてのサージ電圧やスイッチング損失の対
策として採用されている従来の種々のソフトスイッチン
グ技術は、特別なスイッチを付加するなどした非常に複
雑な構成と高精度のコントロールとを必要とし、高価と
なる問題がある。
【０００８】本発明は、従来の技術の有するこのような
問題点に鑑みてなされたものであり、その目的とすると
ころは、簡単な構成で全ての主電子スイッチをＺＣＳの
ソフトスイッチング動作をさせることができる高周波イ
ンバータを提供することにある。
問題点に鑑みてなされたものであり、その目的とすると
ころは、簡単な構成で全ての主電子スイッチをＺＣＳの
ソフトスイッチング動作をさせることができる高周波イ
ンバータを提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、本発明における高周波インバータは、パワースイッ
チング素子などからなる主電子スイッチを少なくとも四
つ備えるとともに、これら各主電子スイッチがフルブリ
ッジ形に回路構成された高周波インバータにおいて、基
準相パルスの供給を受けて互いに同時にオン・オフする
基準相用の一対の前記主電子スイッチの各々の両端間
に、該主電子スイッチに対し逆並列方向に配したダイオ
ードと小リアクトルとをそれぞれ直列接続し、制御相パ
ルスの供給を受けて互いに同時にオン・オフする制御相
用の一対の前記主電子スイッチに、逆電流防止用兼逆耐
圧用ダイオードを該主電子スイッチに対し順方向に配し
て直列接続したものである。
に、本発明における高周波インバータは、パワースイッ
チング素子などからなる主電子スイッチを少なくとも四
つ備えるとともに、これら各主電子スイッチがフルブリ
ッジ形に回路構成された高周波インバータにおいて、基
準相パルスの供給を受けて互いに同時にオン・オフする
基準相用の一対の前記主電子スイッチの各々の両端間
に、該主電子スイッチに対し逆並列方向に配したダイオ
ードと小リアクトルとをそれぞれ直列接続し、制御相パ
ルスの供給を受けて互いに同時にオン・オフする制御相
用の一対の前記主電子スイッチに、逆電流防止用兼逆耐
圧用ダイオードを該主電子スイッチに対し順方向に配し
て直列接続したものである。
【００１０】また、制御相用の一対の前記主スイッチを
逆方向阻止スイッチング素子で構成して前記逆電流防止
用兼逆耐圧用のダイオードを除外することもできる。
逆方向阻止スイッチング素子で構成して前記逆電流防止
用兼逆耐圧用のダイオードを除外することもできる。
【００１１】
【作用】上記構成によれば、基準相用の一対の主電子ス
イッチに流れる電流が零になった時に、それらに逆並列
に接続されたダイオードが小リアクトルと共振コンデン
サとの逆共振により導通し、このダイオードが導通して
いる時点で制御相用の一対の主電子スイッチが制御相パ
ルスの供給を受けてターンオンする。したがって、制御
相用の一対の主電子スイッチに電流が流れ始めるため
に、上記ダイオードがターンオフするが、このダイオー
ドに流れていた電流は、小リアクトルの作用によって急
激に零にならずに或る傾きをもって徐々に減少する。そ
れと同時に、制御相用の一対の主電子スイッチによる電
流は、負荷を流れる電流が急変できないことから、零か
ら或る傾きをもって徐々に増加する。すなわち、ダイオ
ードがＺＣＳ動作でターンオフし、且つ制御相用の一対
の主電子スイッチがＺＣＳ動作によりターンオンする。
イッチに流れる電流が零になった時に、それらに逆並列
に接続されたダイオードが小リアクトルと共振コンデン
サとの逆共振により導通し、このダイオードが導通して
いる時点で制御相用の一対の主電子スイッチが制御相パ
ルスの供給を受けてターンオンする。したがって、制御
相用の一対の主電子スイッチに電流が流れ始めるため
に、上記ダイオードがターンオフするが、このダイオー
ドに流れていた電流は、小リアクトルの作用によって急
激に零にならずに或る傾きをもって徐々に減少する。そ
れと同時に、制御相用の一対の主電子スイッチによる電
流は、負荷を流れる電流が急変できないことから、零か
ら或る傾きをもって徐々に増加する。すなわち、ダイオ
ードがＺＣＳ動作でターンオフし、且つ制御相用の一対
の主電子スイッチがＺＣＳ動作によりターンオンする。
【００１２】ターンオンした制御相用の一対の主電子ス
イッチは、共振により電流が零になった時点で自然にＺ
ＣＳ動作によりターンオフする。その後に、基準相用の
一対の主電子スイッチは、基準相パルスを受けた時に電
流が零から立ち上がってＺＣＳ動作を行う。基準相パル
スに対する制御相パルスの時間遅れを変化させると、基
準相用の一対の主電子スイッチに逆並列接続したダイオ
ードに流れる回生電流の大きさを制御することができ、
その結果、入力電流、ひいては入、出力電力を調整でき
る。
イッチは、共振により電流が零になった時点で自然にＺ
ＣＳ動作によりターンオフする。その後に、基準相用の
一対の主電子スイッチは、基準相パルスを受けた時に電
流が零から立ち上がってＺＣＳ動作を行う。基準相パル
スに対する制御相パルスの時間遅れを変化させると、基
準相用の一対の主電子スイッチに逆並列接続したダイオ
ードに流れる回生電流の大きさを制御することができ、
その結果、入力電流、ひいては入、出力電力を調整でき
る。
【００１３】したがって、特別なアクティブスイッチな
どを一切付加しない簡単で安価な構成によって、全ての
主電子スイッチのターンオンおよびターンオフにおける
ＺＣＳ動作を達成することができるため、サージ電圧や
スイッチング損失といった高周波スイッチング技術の問
題を解消でき、インバータ動作周波数を高くして電気エ
ネルギーをさらに有効利用できる。
どを一切付加しない簡単で安価な構成によって、全ての
主電子スイッチのターンオンおよびターンオフにおける
ＺＣＳ動作を達成することができるため、サージ電圧や
スイッチング損失といった高周波スイッチング技術の問
題を解消でき、インバータ動作周波数を高くして電気エ
ネルギーをさらに有効利用できる。
【００１４】
【実施例】以下、本発明の実施例について図面を参照し
つつ説明する。図１は本発明の一実施例に係る高周波イ
ンバータを示す電気回路図である。
つつ説明する。図１は本発明の一実施例に係る高周波イ
ンバータを示す電気回路図である。
【００１５】まず、構成について説明する。同図におい
て、図４と同一若しくは同等のものには同一の符号を付
してある。両方のブリッジアームには、それぞれ基準相
用の一対の主電子スイッチＳ１，Ｓ２と制御相用の一対
の主電子スイッチＳ３，Ｓ４とを直列に配してある。基
準相用の主電子スイッチＳ１，Ｓ２の各々の両端には、
該主電子スイッチＳ１，Ｓ２に対し逆並列方向に配した
ダイオードＤ１，Ｄ２および小リアクトルＬ1 ，Ｌ2 が
それぞれ直列接続されている。一方、制御相用の主電子
スイッチＳ３，Ｓ４には、逆電流防止用兼逆耐圧用のダ
イオードＤ５，Ｄ６が該主電子スイッチＳ３，Ｓ４に対
し順方向に配してそれぞれ直列接続されている。したが
って、両方のブリッジアームが互いに非対称となったフ
ルブリッジ形の回路構成になっている。また、誘導負荷
Ｌｏはインダクタンス分Ｌと抵抗分Ｒとで等価的に示し
てある。
て、図４と同一若しくは同等のものには同一の符号を付
してある。両方のブリッジアームには、それぞれ基準相
用の一対の主電子スイッチＳ１，Ｓ２と制御相用の一対
の主電子スイッチＳ３，Ｓ４とを直列に配してある。基
準相用の主電子スイッチＳ１，Ｓ２の各々の両端には、
該主電子スイッチＳ１，Ｓ２に対し逆並列方向に配した
ダイオードＤ１，Ｄ２および小リアクトルＬ1 ，Ｌ2 が
それぞれ直列接続されている。一方、制御相用の主電子
スイッチＳ３，Ｓ４には、逆電流防止用兼逆耐圧用のダ
イオードＤ５，Ｄ６が該主電子スイッチＳ３，Ｓ４に対
し順方向に配してそれぞれ直列接続されている。したが
って、両方のブリッジアームが互いに非対称となったフ
ルブリッジ形の回路構成になっている。また、誘導負荷
Ｌｏはインダクタンス分Ｌと抵抗分Ｒとで等価的に示し
てある。
【００１６】つぎに、上述した構成の高周波インバータ
の動作について、図２および図３を参照しつつ説明す
る。図２において、（ａ）は基準相用の主電子スイッチ
Ｓ１，Ｓ２に供給する基準相パルス、（ｂ）は制御相用
の主電子スイッチＳ３，Ｓ４に供給する制御相パルス、
（ｃ）は基準相用の主電子スイッチＳ１，Ｓ２に流れる
電流ｉS1，ｉS2およびダイオードＤ１，Ｄ２に流れる電
流ｉD1，ｉD2、（ｄ）は制御相用の主電子スイッチＳ
３，Ｓ４に流れる電流ｉS3，ｉS4をそれぞれ波形で示し
たものである。また、入，出力電力の周波数は一定であ
って、その周期をＴで示している。入，出力電力は、基
準相パルスに対する制御パルスの時間遅れ（デッドタイ
ム、位相差）ｔd を変化させて制御するようになってい
る。
の動作について、図２および図３を参照しつつ説明す
る。図２において、（ａ）は基準相用の主電子スイッチ
Ｓ１，Ｓ２に供給する基準相パルス、（ｂ）は制御相用
の主電子スイッチＳ３，Ｓ４に供給する制御相パルス、
（ｃ）は基準相用の主電子スイッチＳ１，Ｓ２に流れる
電流ｉS1，ｉS2およびダイオードＤ１，Ｄ２に流れる電
流ｉD1，ｉD2、（ｄ）は制御相用の主電子スイッチＳ
３，Ｓ４に流れる電流ｉS3，ｉS4をそれぞれ波形で示し
たものである。また、入，出力電力の周波数は一定であ
って、その周期をＴで示している。入，出力電力は、基
準相パルスに対する制御パルスの時間遅れ（デッドタイ
ム、位相差）ｔd を変化させて制御するようになってい
る。
【００１７】図３（ａ）〜（ｆ）は、１周期Ｔにおける
動作が明確に変化する時点で区分して図２に示したＡ〜
Ｆの各区間の状態をそれぞれ示したものであり、つぎ
に、この図３に基づいて上述の高周波インバータの動作
について説明する。図２のＡ区間においては、図２
（ａ）に示す基準相パルスの供給によって基準相用の主
電子スイッチＳ１，Ｓ２が図３（ａ）に示すようにオン
となり、主電子スイッチＳ１，Ｓ２には図２（ｃ）に示
すような波形の電流ｉS1，ｉS2が図３（ａ）の図示方向
に流れる。
動作が明確に変化する時点で区分して図２に示したＡ〜
Ｆの各区間の状態をそれぞれ示したものであり、つぎ
に、この図３に基づいて上述の高周波インバータの動作
について説明する。図２のＡ区間においては、図２
（ａ）に示す基準相パルスの供給によって基準相用の主
電子スイッチＳ１，Ｓ２が図３（ａ）に示すようにオン
となり、主電子スイッチＳ１，Ｓ２には図２（ｃ）に示
すような波形の電流ｉS1，ｉS2が図３（ａ）の図示方向
に流れる。
【００１８】主電子スイッチＳ１，Ｓ２に流れる電流ｉ
S1，ｉS2が共振コンデンサＣと誘導負荷Ｌｏのインダク
タンス分Ｌとの直列共振により零になった時点から主電
子スイッチＳ１，Ｓ２がオフとなるまでの図２のＢ区間
では、図３（ｂ）に示すように、共振コンデンサＣと小
リアクトルＬ1 ，Ｌ2 との逆共振により、主電子スイッ
チＳ１，Ｓ２がオン状態のままダイオードＤ１，Ｄ２が
導通してこれに電流ｉD1，ｉD2が流れる。この電流
ｉD1，ｉD2が流れている状態において主電子スイッチＳ
１，Ｓ２が図３（ｃ）に示すようにＺＣＳ動作によりタ
ーンオフしても、ダイオードＤ１，Ｄ２に流れる電流ｉ
D1，ｉD2は、図２（ｃ）のＣ区間に示すように、流れ続
ける。
S1，ｉS2が共振コンデンサＣと誘導負荷Ｌｏのインダク
タンス分Ｌとの直列共振により零になった時点から主電
子スイッチＳ１，Ｓ２がオフとなるまでの図２のＢ区間
では、図３（ｂ）に示すように、共振コンデンサＣと小
リアクトルＬ1 ，Ｌ2 との逆共振により、主電子スイッ
チＳ１，Ｓ２がオン状態のままダイオードＤ１，Ｄ２が
導通してこれに電流ｉD1，ｉD2が流れる。この電流
ｉD1，ｉD2が流れている状態において主電子スイッチＳ
１，Ｓ２が図３（ｃ）に示すようにＺＣＳ動作によりタ
ーンオフしても、ダイオードＤ１，Ｄ２に流れる電流ｉ
D1，ｉD2は、図２（ｃ）のＣ区間に示すように、流れ続
ける。
【００１９】つぎに、上述のダイオードＤ１，Ｄ２が導
通している状態において制御相用の主電子スイッチＳ
３，Ｓ４が図２（ｂ）に示す制御相パルスの供給により
図３（ｄ）に示すようにターンオンすると、主電子スイ
ッチＳ３，Ｓ４に電流ｉS3，ｉS4が流れ始めるために、
ダイオードＤ１，Ｄ２がターンオフする。ここで、ダイ
オードＤ１，Ｄ２に流れていた電流ｉD1，ｉD2は、図２
（ｃ）のＤ区間に示すように、小リアクトルＬ1 ，Ｌ2
の作用により急激に零にならずに、或る傾きをもった波
形で徐々に減少する。それと同時に、主電子スイッチＳ
３，Ｓ４にこれのターンオンにより流れる電流ｉS3，ｉ
S4は、誘導負荷Ｌｏのインダクタンス分Ｌに流れる電流
（ｉS1−ｉS4）が急激に変化できないことから、図２
（ｄ）のＤ区間に示すように、零から或る傾きをもって
徐々に増加していく。すなわち、図２（ｄ）のＤ区間に
示す波形から明らかなように、主電子スイッチＳ３，Ｓ
４がＺＣＳ動作によりターンオンするとともに、ダイオ
ードＤ１，Ｄ２もＺＣＳ動作によりターンオフする。
通している状態において制御相用の主電子スイッチＳ
３，Ｓ４が図２（ｂ）に示す制御相パルスの供給により
図３（ｄ）に示すようにターンオンすると、主電子スイ
ッチＳ３，Ｓ４に電流ｉS3，ｉS4が流れ始めるために、
ダイオードＤ１，Ｄ２がターンオフする。ここで、ダイ
オードＤ１，Ｄ２に流れていた電流ｉD1，ｉD2は、図２
（ｃ）のＤ区間に示すように、小リアクトルＬ1 ，Ｌ2
の作用により急激に零にならずに、或る傾きをもった波
形で徐々に減少する。それと同時に、主電子スイッチＳ
３，Ｓ４にこれのターンオンにより流れる電流ｉS3，ｉ
S4は、誘導負荷Ｌｏのインダクタンス分Ｌに流れる電流
（ｉS1−ｉS4）が急激に変化できないことから、図２
（ｄ）のＤ区間に示すように、零から或る傾きをもって
徐々に増加していく。すなわち、図２（ｄ）のＤ区間に
示す波形から明らかなように、主電子スイッチＳ３，Ｓ
４がＺＣＳ動作によりターンオンするとともに、ダイオ
ードＤ１，Ｄ２もＺＣＳ動作によりターンオフする。
【００２０】図２に示すＥ区間において、図３（ｅ）に
示すようにオン状態の制御相用の主電子スイッチＳ３，
Ｓ４を流れる電流ｉS3，ｉS4は、共振コンデンサＣと誘
導負荷Ｌｏのインダクタンス分Ｌとの直列共振によっ
て、やがて０となり、この時点で主電子スイッチＳ３，
Ｓ４が自動的にターンオフする。すなわち、主電子スイ
ッチＳ３，Ｓ４はＺＣＳ動作によりターンオフする。こ
の時点からインバータ動作周波数の１周期Ｔが経過する
までの図２のＦ区間では、図３（ｆ）に示すように、各
主電子スイッチＳ１〜Ｓ４がオフ状態であって電流が流
れない。つぎの１周期Ｔの始点に同期して供給される図
２（ａ）に示す基準相パルスにより基準相用の主電子ス
イッチＳ１，Ｓ２がターンオンすると、この主電子スイ
ッチＳ１，Ｓ２に流れる電流ｉS1，ｉS2は、図２（ｃ）
に示すように、零から立ち上がって徐々に増加してい
く。すなわち、主電子スイッチＳ１，Ｓ２はＺＣＳ動作
によりターンオンする。
示すようにオン状態の制御相用の主電子スイッチＳ３，
Ｓ４を流れる電流ｉS3，ｉS4は、共振コンデンサＣと誘
導負荷Ｌｏのインダクタンス分Ｌとの直列共振によっ
て、やがて０となり、この時点で主電子スイッチＳ３，
Ｓ４が自動的にターンオフする。すなわち、主電子スイ
ッチＳ３，Ｓ４はＺＣＳ動作によりターンオフする。こ
の時点からインバータ動作周波数の１周期Ｔが経過する
までの図２のＦ区間では、図３（ｆ）に示すように、各
主電子スイッチＳ１〜Ｓ４がオフ状態であって電流が流
れない。つぎの１周期Ｔの始点に同期して供給される図
２（ａ）に示す基準相パルスにより基準相用の主電子ス
イッチＳ１，Ｓ２がターンオンすると、この主電子スイ
ッチＳ１，Ｓ２に流れる電流ｉS1，ｉS2は、図２（ｃ）
に示すように、零から立ち上がって徐々に増加してい
く。すなわち、主電子スイッチＳ１，Ｓ２はＺＣＳ動作
によりターンオンする。
【００２１】上述のように、従来インバータに設けられ
ているような特別なアクティブスイッチを一切付加する
ことなく、全ての主電子スイッチＳ１〜Ｓ４をソフトス
イッチングとしてのＺＣＳ動作によりターンオンおよび
ターンオフさせることを実現している。このＺＣＳ動作
によって高周波特有のサージ電圧やスイッチング損失と
いった問題を解消することができるから、インバータ動
作周波数を高くして電気エネルギーをさらに有効利用で
きる。
ているような特別なアクティブスイッチを一切付加する
ことなく、全ての主電子スイッチＳ１〜Ｓ４をソフトス
イッチングとしてのＺＣＳ動作によりターンオンおよび
ターンオフさせることを実現している。このＺＣＳ動作
によって高周波特有のサージ電圧やスイッチング損失と
いった問題を解消することができるから、インバータ動
作周波数を高くして電気エネルギーをさらに有効利用で
きる。
【００２２】また、図２（ａ），（ｂ）における左右に
示すように、基準相パルスに対する制御相パルスの時間
遅れｔd を変化させると、図２（ｃ）に示すように、ダ
イオードＤ１，Ｄ２に流れる回生電流ｉD1，ｉD2の電流
量を制御することができ、その結果、入力電流ｉd を可
変して入，出力電力を制御できる。例えば、時間遅れｔ
d を図２の右方に示すように左方より小さくすると、出
力電力が大きくなる。したがって、従来インバータのよ
うに出力周波数を変化させて入，出力電力を制御する方
法とは異なり、一定周波数で入，出力電力を制御するこ
とが可能となる。
示すように、基準相パルスに対する制御相パルスの時間
遅れｔd を変化させると、図２（ｃ）に示すように、ダ
イオードＤ１，Ｄ２に流れる回生電流ｉD1，ｉD2の電流
量を制御することができ、その結果、入力電流ｉd を可
変して入，出力電力を制御できる。例えば、時間遅れｔ
d を図２の右方に示すように左方より小さくすると、出
力電力が大きくなる。したがって、従来インバータのよ
うに出力周波数を変化させて入，出力電力を制御する方
法とは異なり、一定周波数で入，出力電力を制御するこ
とが可能となる。
【００２３】なお、本発明は、上記実施例以外の他種の
高周波インバータやＤＣ−ＤＣコンバータなどにも適用
できる汎用性を備えている。また、上記実施例では、各
主電子スイッチＳ1 〜Ｓ４として、パワー増幅用の静電
誘導型トランジスタ（ＳＩＴ）、ＭＯＳ型ＦＥＴ、バイ
ポーラ形素子の大電力特性とＭＯＳ型ＦＥＴの低電圧制
御特性および高速スイッチング特性とを兼ね備えた絶縁
ゲート形トランジスタ（ＩＧＢＴ）などの各種の自己消
弧形スイッチング素子を用いることができる。さらに、
大電力スイッチ用の逆方向素子サイリスタなどのスイッ
チング素子を制御相用の主電子スイッチＳ３，Ｓ４とし
て用いた場合には、上記実施例における逆電流防止用兼
逆耐圧用のダイオードＤ５，Ｄ６が不要となる。
高周波インバータやＤＣ−ＤＣコンバータなどにも適用
できる汎用性を備えている。また、上記実施例では、各
主電子スイッチＳ1 〜Ｓ４として、パワー増幅用の静電
誘導型トランジスタ（ＳＩＴ）、ＭＯＳ型ＦＥＴ、バイ
ポーラ形素子の大電力特性とＭＯＳ型ＦＥＴの低電圧制
御特性および高速スイッチング特性とを兼ね備えた絶縁
ゲート形トランジスタ（ＩＧＢＴ）などの各種の自己消
弧形スイッチング素子を用いることができる。さらに、
大電力スイッチ用の逆方向素子サイリスタなどのスイッ
チング素子を制御相用の主電子スイッチＳ３，Ｓ４とし
て用いた場合には、上記実施例における逆電流防止用兼
逆耐圧用のダイオードＤ５，Ｄ６が不要となる。
【００２４】
【発明の効果】本発明の請求項１に係る高周波インバー
タは上述のように、基準相用の一対の主電子スイッチの
各々の両端間に、該主電子スイッチに対し逆並列方向に
配したダイオードと小リアクトルとがそれぞれ直列接続
されたものであるから、制御相用の主電子スイッチのタ
ーンオンによりダイオードがターンオフした時に、この
ダイオードに流れていた電流が小リアクトルの作用によ
って徐々に減少するため、制御相用の主電子スイッチを
ＺＣＳ動作によりターンオンさせることができる。ま
た、ターンオンした制御相用の主電子スイッチは共振に
より電流が零になった時点で自然にＺＣＳ動作によりタ
ーンオフする。基準相用の主電子スイッチは基準相パル
スを受けた時に電流が零から立ち上がってＺＣＳ動作を
行う。したがって、特別なアクティブスイッチなどを一
切付加しない簡単な構成によって、全ての主電子スイッ
チのターンオンおよびターンオフにおけるＺＣＳ動作を
達成することができるため、サージ電圧やスイッチング
損失といった高周波スイッチング技術の問題を解消で
き、インバータ動作周波数を高くして電気エネルギーを
有効利用できる。
タは上述のように、基準相用の一対の主電子スイッチの
各々の両端間に、該主電子スイッチに対し逆並列方向に
配したダイオードと小リアクトルとがそれぞれ直列接続
されたものであるから、制御相用の主電子スイッチのタ
ーンオンによりダイオードがターンオフした時に、この
ダイオードに流れていた電流が小リアクトルの作用によ
って徐々に減少するため、制御相用の主電子スイッチを
ＺＣＳ動作によりターンオンさせることができる。ま
た、ターンオンした制御相用の主電子スイッチは共振に
より電流が零になった時点で自然にＺＣＳ動作によりタ
ーンオフする。基準相用の主電子スイッチは基準相パル
スを受けた時に電流が零から立ち上がってＺＣＳ動作を
行う。したがって、特別なアクティブスイッチなどを一
切付加しない簡単な構成によって、全ての主電子スイッ
チのターンオンおよびターンオフにおけるＺＣＳ動作を
達成することができるため、サージ電圧やスイッチング
損失といった高周波スイッチング技術の問題を解消で
き、インバータ動作周波数を高くして電気エネルギーを
有効利用できる。
【図１】本発明の一実施例に係る高周波インバータを示
す電気回路図である。
す電気回路図である。
【図２】同上の各部の動作電圧または電流の波形図で、
（ａ）は基準相用主電子スイッチに供給される基準相パ
ルス電圧、（ｂ）は制御相用主電子スイッチに供給され
る制御相パルス電圧、（ｃ）は基準相用主電子スイッチ
に流れる電流および基準相用主電子スイッチに逆並列接
続したダイオードに流れる電流、（ｄ）は制御相用主電
子スイッチに流れる電流をそれぞれ示す。
（ａ）は基準相用主電子スイッチに供給される基準相パ
ルス電圧、（ｂ）は制御相用主電子スイッチに供給され
る制御相パルス電圧、（ｃ）は基準相用主電子スイッチ
に流れる電流および基準相用主電子スイッチに逆並列接
続したダイオードに流れる電流、（ｄ）は制御相用主電
子スイッチに流れる電流をそれぞれ示す。
【図３】（ａ）〜（ｆ）はそれぞれ図２のＡ〜Ｆの区間
における回路状態を示す説明図である。
における回路状態を示す説明図である。
【図４】従来の高周波インバータを示す電気回路図であ
る。
る。
【図５】同上インバータの各部の動作電流の波形図で、
（ａ）〜（ｄ）はそれぞれ各主電子スイッチＳ１〜Ｓ４
に供給される電圧パルス、（ｅ）〜（ｈ）はそれぞれ各
主電子スイッチＳ１〜Ｓ４及びこれらに逆並列接続した
ダイオードに流れる電流を示す。
（ａ）〜（ｄ）はそれぞれ各主電子スイッチＳ１〜Ｓ４
に供給される電圧パルス、（ｅ）〜（ｈ）はそれぞれ各
主電子スイッチＳ１〜Ｓ４及びこれらに逆並列接続した
ダイオードに流れる電流を示す。
Ｓ１，Ｓ２ 基準相用の主電子スイッチ Ｄ１，Ｄ２ ダイオード Ｌ1 ，Ｌ2 小リアクトル Ｓ３，Ｓ４ 制御相用の主電子スイッチ Ｄ５，Ｄ６ 逆電流防止用兼逆耐圧用ダイオード
Claims (2)
- 【請求項１】 パワースイッチング素子などからなる主
電子スイッチ（Ｓ１）〜（Ｓ４）を少なくとも四つ備え
るとともに、これら各主電子スイッチ（Ｓ１）〜（Ｓ
４）がフルブリッジ形に回路構成された高周波インバー
タにおいて、 基準相パルスの供給を受けて互いに同時にオン・オフす
る基準相用の一対の前記主電子スイッチ（Ｓ１），（Ｓ
２）の各々の両端間に、該主電子スイッチ（Ｓ１），
（Ｓ２）に対し逆並列方向に配したダイオード（Ｄ
１），（Ｄ２）と小リアクトル（Ｌ1 ），（Ｌ2 ）とが
それぞれ直列接続され、 制御相パルスの供給を受けて互いに同時にオン・オフす
る制御相用の一対の前記主電子スイッチ（Ｓ３），（Ｓ
４）に、逆電流防止用兼逆耐圧用ダイオード（Ｄ５），
（Ｄ６）が該主電子スイッチ（Ｓ３），（Ｓ４）に対し
順方向に配して直列接続されたことを特徴とする高周波
インバータ。 - 【請求項２】 制御相用の一対の前記主電子スイッチ
（Ｓ３），（Ｓ４）を逆方向阻止スイッチング素子で構
成して前記逆電流防止用兼逆耐圧用のダイオード（Ｄ
５），（Ｄ６）を除外したことを特徴とする請求項１に
記載の高周波インバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7187952A JPH0965656A (ja) | 1995-06-12 | 1995-06-29 | 高周波インバータ |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7-170414 | 1995-06-12 | ||
| JP17041495 | 1995-06-12 | ||
| JP7187952A JPH0965656A (ja) | 1995-06-12 | 1995-06-29 | 高周波インバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0965656A true JPH0965656A (ja) | 1997-03-07 |
Family
ID=26493417
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7187952A Pending JPH0965656A (ja) | 1995-06-12 | 1995-06-29 | 高周波インバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0965656A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007103049A (ja) * | 2005-09-30 | 2007-04-19 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 誘導加熱装置 |
| JP2007524211A (ja) * | 2004-02-25 | 2007-08-23 | ニューフレイ リミテッド ライアビリティ カンパニー | 電気加熱電流の発生方法、特に材料を誘導加熱する方法および装置 |
| JP2010515407A (ja) * | 2006-12-20 | 2010-05-06 | アナロジック コーポレーション | 非接触回転式電力伝達システム |
| JP2015231243A (ja) * | 2014-06-03 | 2015-12-21 | 株式会社ダイヘン | インバータ装置、このインバータ装置を備えた誘導加熱装置およびワイヤレス給電装置 |
-
1995
- 1995-06-29 JP JP7187952A patent/JPH0965656A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007524211A (ja) * | 2004-02-25 | 2007-08-23 | ニューフレイ リミテッド ライアビリティ カンパニー | 電気加熱電流の発生方法、特に材料を誘導加熱する方法および装置 |
| JP2007103049A (ja) * | 2005-09-30 | 2007-04-19 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 誘導加熱装置 |
| JP2010515407A (ja) * | 2006-12-20 | 2010-05-06 | アナロジック コーポレーション | 非接触回転式電力伝達システム |
| US8581437B2 (en) | 2006-12-20 | 2013-11-12 | Analogic Corporation | Non-contact rotary power transfer system |
| JP2015231243A (ja) * | 2014-06-03 | 2015-12-21 | 株式会社ダイヘン | インバータ装置、このインバータ装置を備えた誘導加熱装置およびワイヤレス給電装置 |
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