JP2973575B2 - 誘導加熱用インバータ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は一般家庭で使用される誘
導加熱調理器などに用いられる誘導加熱用インバータに
関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、この種の誘導加熱用インバータに
は小形化、低コスト化、高効率化などが求められてい
る。

【０００３】以下、従来の誘導加熱用インバータについ
て図９に基づいて説明する。図９（ａ）において、１は
加熱コイル、２は加熱コイル１に直列に接続された共振
コンデンサである。３は逆導通スイッチング素子で、バ
イポーラトランジスタ４に逆並列に接続されたダイオー
ド５で構成されている。６は制御回路で、逆導通スイッ
チング素子３の導通・遮断を制御する。７は直流電流源
で、インバータに電力を供給する。８は加熱コイル１に
近接して配置した鍋などの負荷である。

【０００４】以上のように構成された従来の誘導加熱用
インバータは、前記逆導通スイッチング素子３を周期的
に導通・遮断することによって前記加熱コイル１に交流
電流を流し、加熱コイル１より発生する交流磁界によっ
て鍋８を誘導加熱するものである。

【０００５】図９（ｂ）は図９（ａ）の誘導加熱用イン
バータの逆導通スイッチング素子３の動作波形を示す波
形図である。図９（ｂ）においてＶCE、ＩCはそれぞれ
前記逆導通スイッチング素子３の電圧、電流を示す。期
間ＴON、ＴOFFはそれぞれ逆導通スイッチング素子３が
導通している期間、遮断している期間を示す。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の構成では前記ＴONにおける逆導通スイッチング素子
３のＯＮ損失と、ＴOFFからＴONに移る時刻ｔO（以下タ
ーンオン時という）における逆導通スイッチング素子３
のターンオン損失に起因する損失が大きいので、効率が
低いという課題を有していた。また逆導通スイッチング
素子３が損失によって高温になり信頼性が低下すること
を防ぐため、高価で大形の冷却機構が必要になるという
課題を有していた。さらに、ターンオン時の電圧ＶCEが
大きいため一般にＡＳＯと呼ばれる安全動作領域の大き
い高価な逆導通スイッチング素子が必要であるという課
題を有していた。またターンオン速度が遅いとターンオ
ン損失が非常に大きくなるため、ターンオン速度の速い
高価な逆導通スイッチング素子が必要であるという課題
を有していた。

【０００７】本発明は上記従来の課題を解決するもの
で、小形、低コストで高効率な誘導加熱用インバータを
提供することを目的とする。

【０００８】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明は、第１の共振コンデンサ、加熱コイル、及び
スイッチング素子を有する共振回路と、前記共振回路に
電力を供給する直流電 流源と、前記スイッチング素子の
オフ状態において前記加熱コイルと共振回路を形成する
第２の共振コンデンサとを備え、前記第１の共振コンデ
ンサの容量を、第２の共振コンデンサの容量より大き
く、且つ、前記加熱コイルと電流共振し得る範囲に選定
してなるものである。

【０００９】また、必要に応じて、スイッチング素子の
両端に逆導通用のダイオードを並列接続し、あるいは、
スイッチング素子の一端に逆阻止用のダイオードを直列
接続してなるものである。

【００１０】

【作用】上記構成によれば、ターンオン時の電圧が零に
なるいわゆる零電圧ターンオンでスイッチング素子が動
作するので、スイッチング素子の損失が小さくなり、高
効率な誘導加熱を行うことができる。またスイッチング
素子の発熱が小さいので小さくて安価な冷却機構です
み、小形・低コストで構成することができる。さらに零
電圧ターンオンで動作することから安全動作領域の小さ
な安価なスイッチング素子を使用することができ、また
ターンオン速度の遅い安価なスイッチング素子を使用す
ることができる。従って、小形、低コストで高効率な誘
導加熱用インバータを提供することができる。

【００１１】

【実施例】以下本発明の第１の実施例について図面を参
照しながら説明する。図１（ａ）において、９は第１の
共振コンデンサ、１０は第２の共振コンデンサ、１１は
加熱コイルである。１２は逆導通スイッチング素子で、
図ではバイポーラトランジスタ１３とこれに逆並列に接
続したダイオード１４で構成している。１５は逆導通ス
イッチング素子１２の導通・遮断を制御する制御回路で
ある。１６はインバータに電力を供給する直流電流源で
あり、直流電流源１６に前記第１の共振コンデンサ９
と、共振コンデンサ１０と逆導通スイッチング素子１２
の並列回路と加熱コイル１１の直列回路を、並列に接続
している。１７は加熱コイル１１に近接して配置した鍋
などの負荷である。

【００１２】以上のように構成された誘導加熱用インバ
ータは、逆導通スイッチング素子１２を周期的に導通・
遮断することによって加熱コイル１１に交流電流を流
し、加熱コイル１１より発生する交流磁界によって鍋１
７を誘導加熱するものである。

【００１３】以下、図１（ｂ）を用いてその動作を説明
する。図１（ｂ）は図１（ａ）の誘導加熱用インバータ
の逆導通スイッチング素子１２の動作波形を示す波形図
である。図１（ｂ）においてＶCE、ＩCはそれぞれ前記
逆導通スイッチング素子１２の電圧、電流を示す。ま
た、期間ＴON、ＴOFFはそれぞれ逆導通スイッチング素
子１２が導通している期間、遮断している期間を示す。

【００１４】まず期間ＴOFFにおける動作を説明する。
第１の共振コンデンサ９のキャパシタンスを第２の共振
コンデンサ１０のキャパシタンスに比して大きなものを
選定し、期間ＴOFFにおける第１の共振コンデンサ９の
電圧の変化が小さいものとする。期間ＴOFFでは加熱コ
イル１１と第２の共振コンデンサ１０の直列共振回路に
準定状電圧が印可された形になり、共振によってＶCEは
図１（ｂ）のようにピークに到達した後、時刻ｔOで再
び零に達する。ここでダイオード１４が自然に導通して
状態はＴONに移行する。

【００１５】次に期間ＴONにおける動作を説明する。Ｉ
Cが負の期間中にバイポーラトランジスタ１３を導通し
ておくと、ＩCが正に移るとき連続して移行してＴON期
間中、逆導通スイッチング素子１２の導通が維持され
る。第２の共振コンデンサ１０の電圧は零の状態で維持
され、直流電流源１６に第１の共振コンデンサ９と加熱
コイル１１が並列に接続された形になる。時刻ｔOにお
いて第１の共振コンデンサ９に蓄えられていた電圧によ
り加熱コイル１１の電流、すなわちＩCが増大する。第
１の共振コンデンサ９と加熱コイル１１の共振によっ
て、ＩCは増大してピークに達した後、低下してくる。
時刻ｔ1でバイポーラトランジスタ１３をターンオフす
ると最初の状態に戻って、発振が持続する。

【００１６】以上の動作よりわかるように、本実施例の
誘導加熱用インバータは、従来の誘導加熱用インバータ
に比して共振要素として共振コンデンサを一つ追加して
従来は非共振であったＴOFF期間中も共振を行うことに
より、逆導通スイッチング素子１２の電圧が零に達した
点でターンオンするので、ターンオン損失が極めて小さ
いという優れた効果が得られる。さらに、ターンオン時
の電圧・電流軌跡が非常に小さくなるので、安全動作領
域の小さい安価なスイッチング素子を使用することがで
きる。またバイポーラトランジスタ１３のターンオン速
度が多少遅くとも図１（ｂ）におけるＶCEが負の期間中
にターンオンしておけばまったく動作に影響せずターン
オン損失も増大しないので、ターンオン速度の遅い安価
なスイッチング素子を用いることができる。

【００１７】次に本発明の第２の実施例について図２を
参照しながら説明する。図２（ａ）において、１８は第
１の共振コンデンサ、１９は第２の共振コンデンサ、２
０は加熱コイルである。２１は逆導通スイッチング素子
で、図ではバイポーラトランジスタ２２とこれに逆並列
に接続したダイオード２３で構成している。２４は逆導
通スイッチング素子２１の導通・遮断を制御する制御回
路である。２５はインバータに電力を供給する直流電流
源であり、直流電流源２５に第１の共振コンデンサ１８
と、逆導通スイッチング素子２１と、加熱コイル２０と
第２の共振コンデンサ１９の直列回路を、並列に接続し
ている。２６は加熱コイル２０に近接して配置した鍋な
どの負荷である。

【００１８】以上のように構成された誘導加熱用インバ
ータは、逆導通スイッチング素子１９を周期的に導通・
遮断することによって加熱コイル２０に交流電流を流
し、加熱コイル２０より発生する交流磁界によって鍋２
６を誘導加熱するものである。

【００１９】以下、図２（ｂ）を用いてその動作を説明
する。図２（ｂ）は図２（ａ）の誘導加熱用インバータ
の逆導通スイッチング素子２１の動作波形を示す波形図
である。図２（ｂ）においてＶCE、ＩCはそれぞれ前記
逆導通スイッチング素子２１の電圧、電流を示す。ま
た、期間ＴON、ＴOFFはそれぞれ逆導通スイッチング素
子２１が導通している期間、遮断している期間を示す。

【００２０】まず期間ＴOFFにおける動作を説明する。
第２の共振コンデンサ１９のキャパシタンスを第１の共
振コンデンサ１８のキャパシタンスに比して大きなもの
を選定し、期間ＴOFFにおける第２の共振コンデンサ１
９の電圧の変化が小さいものとする。期間ＴOFFでは加
熱コイル２０と第１の共振コンデンサ１８の直列共振回
路に準定状電圧が印可された形になり、共振によってＶ
CEは図１（ｂ）のようにピークに到達した後、時刻ｔO
で再び零に達する。ここでダイオード１４が自然に導通
して状態はＴONに移行する。

【００２１】次に期間ＴONにおける動作を説明する。Ｉ
Cが負の期間中にバイポーラトランジスタ２２を導通し
ておくと、ＩCが正に移るとき連続して移行してＴON期
間中、逆導通スイッチング素子２１の導通が維持され
る。第１の共振コンデンサ１８の電圧は零の状態で維持
される。時刻ｔOにおいて第２の共振コンデンサ１９に
蓄えられていた電圧により加熱コイル２０の電流が増大
するので、この電流と直流電流源２５の電流の和である
ＩCも増大する。加熱コイル２０と第２の共振コンデン
サ１９の共振によって、ＩCは増大してピークに達した
後、低下してくる。時刻ｔ1でバイポーラトランジスタ
２２をターンオンすると最初の状態に戻って、発振が持
続する。

【００２２】図１（ｂ）と同様に、本実施例の誘導加熱
用インバータは、逆導通スイッチング素子２１の電圧が
零に達した点でターンオンするので、小形、低コスト、
高効率の誘導加熱用インバータが得られる。

【００２３】次に本発明の第３の実施例について図３を
参照しながら説明する。図３（ａ）において、２７は第
１の共振コンデンサ、２８は第２の共振コンデンサ、２
９は加熱コイルである。３０は逆導通スイッチング素子
で、図ではバイポーラトランジスタ３１とこれに逆並列
に接続したダイオード３２で構成している。３３は逆導
通スイッチング素子３０の導通・遮断を制御する制御回
路である。３４はインバータに電力を供給する直流電流
源であり、直流電流源３４に第１の共振コンデンサ２７
と、加熱コイル２９と第２の共振コンデンサ２８の並列
回路と逆導通スイッチング素子３０の直列回路を、並列
に接続している。３５は加熱コイル２９に近接して配置
した鍋などの負荷である。

【００２４】以上のように構成された誘導加熱用インバ
ータは、逆導通スイッチング素子３０を周期的に導通・
遮断することによって加熱コイル２９に交流電流を流
し、加熱コイル２９より発生する交流磁界によって鍋３
５を誘導加熱するものである。

【００２５】以下、図３（ｂ）を用いてその動作を説明
する。図３（ｂ）は図３（ａ）の誘導加熱用インバータ
の逆導通スイッチング素子３０の動作波形を示す波形図
である。図３（ｂ）においてＶCE、ＩCはそれぞれ前記
逆導通スイッチング素子３０の電圧、電流を示す。ま
た、期間ＴON、ＴOFFはそれぞれ逆導通スイッチング素
子３０が導通している期間、遮断している期間を示す。

【００２６】まず期間ＴOFFにおける動作を説明する。
第１の共振コンデンサ２７のキャパシタンスを第２の共
振コンデンサ２８のキャパシタンスに比して大きなもの
を選定し、期間ＴOFFにおける第１の共振コンデンサ２
７の電圧の変化が小さいものとする。期間ＴOFFでは加
熱コイル２９と第２の共振コンデンサ２８の共振によっ
て、ＶCEは図１（ｂ）のようにピークに到達した後、時
刻ｔOで再び零に達する。ここでダイオード３２が自然
に導通して状態はＴONに移行する。

【００２７】次に期間ＴONにおける動作を説明する。Ｉ
Cが負の期間中にバイポーラトランジスタ３１を導通し
ておくと、ＩCが正に移るとき連続して移行し、ＴON期
間中、逆導通スイッチング素子３０の導通が維持され
る。時刻ｔOにおいて第１の共振コンデンサ２７に蓄え
られていた電圧の放電により加熱コイル２９の電流が増
大するので、この電流と直流電流源３４の電流の和であ
るＩCも増大する。加熱コイル２９と第１の共振コンデ
ンサ２９の共振によって、ＩCは増大してピークに達し
た後、低下してくる。時刻ｔ1でバイポーラトランジス
タ３１をターンオンすると最初の状態に戻って、発振が
持続する。

【００２８】図１（ｂ）と同様に、本実施例の誘導加熱
用インバータは、逆導通スイッチング素子２１の電圧が
零に達した点でターンオンするので、小形、低コスト、
高効率の誘導加熱用インバータが得られる。

【００２９】次に本発明の第４の実施例について図４を
参照しながら説明する。図４（ａ）において、３６は第
１の共振コンデンサ、３７は第２の共振コンデンサ、３
８は加熱コイルである。３９は逆導通スイッチング素子
で、図ではバイポーラトランジスタ４０とこれに逆並列
に接続したダイオード４１で構成している。４２は逆導
通スイッチング素子３９の導通・遮断を制御する制御回
路である。４３はインバータに電力を供給する直流電流
源であり、直流電流源４３に逆導通スイッチング素子３
９と、加熱コイル３８と第１の共振コンデンサ３６の並
列回路と第２の共振コンデンサ３７の直列回路を、並列
に接続している。４４は加熱コイル３８に近接して配置
した鍋などの負荷である。

【００３０】以上のように構成された誘導加熱用インバ
ータは、逆導通スイッチング素子４１を周期的に導通・
遮断することによって加熱コイル３８に交流電流を流
し、加熱コイル３８より発生する交流磁界によって鍋４
４を誘導加熱するものである。

【００３１】以下、図４（ｂ）を用いてその動作を説明
する。図４（ｂ）は図４（ａ）の誘導加熱用インバータ
の逆導通スイッチング素子３９の動作波形を示す波形図
である。図４（ｂ）においてＶCE、ＩCはそれぞれ前記
逆導通スイッチング素子３９の電圧、電流を示す。ま
た、期間ＴON、ＴOFFはそれぞれ逆導通スイッチング素
子３９が導通している期間、遮断している期間を示す。

【００３２】まず期間ＴOFFにおける動作を説明する。
第２の共振コンデンサ３７のキャパシタンスを第１の共
振コンデンサ３６のキャパシタンスに比して大きなもの
を選定し、期間ＴOFFにおける第２の共振コンデンサ３
７の電圧の変化が小さいものとする。期間ＴOFFでは加
熱コイル３８と第１の共振コンデンサ３６の共振によっ
て、ＶCEは図４（ｂ）のようにピークに到達した後、時
刻ｔOで再び零に達する。ここでダイオード４１が自然
に導通して状態はＴONに移行する。

【００３３】次に期間ＴONにおける動作を説明する。Ｉ
Cが負の期間中にバイポーラトランジスタ４０を導通し
ておくと、ＩCが正に移るとき連続して移行し、ＴON期
間中、逆導通スイッチング素子３９の導通が維持され
る。時刻ｔOにおいて第２の共振コンデンサ３７に蓄え
られていた電圧の放電により加熱コイル３８の電流が増
大するので、この電流と直流電流源４３の電流の和であ
るＩCも増大する。加熱コイル３８と第２の共振コンデ
ンサ３７の共振によって、ＩCは増大してピークに達し
た後、低下してくる。時刻ｔ1でバイポーラトランジス
タ４０をターンオンすると最初の状態に戻って、発振が
持続する。

【００３４】図１（ｂ）と同様に、本実施例の誘導加熱
用インバータは、逆導通スイッチング素子３９の電圧が
零に達した点でターンオンするので、小形、低コスト、
高効率の誘導加熱用インバータが得られる。

【００３５】次に本発明の第５の実施例について図５を
参照しながら説明する。図５（ａ）において、４５は第
１の共振コンデンサ、４６は第２の共振コンデンサ、４
７は加熱コイルである。４８は逆阻止スイッチング素子
で、図ではバイポーラトランジスタ４９とこれと直列に
接続したダイオード５０で構成している。５１は逆阻止
スイッチング素子４８の導通・遮断を制御する制御回路
である。５２はインバータに電力を供給する直流電流源
であり、直流電流源５２に、前記第１の共振コンデンサ
４５と、第２の共振コンデンサ４６と逆阻止スイッチン
グ素子４８の並列回路と加熱コイル４７の直列回路を、
並列に接続している。５３は加熱コイル４７に近接して
配置した鍋などの負荷である。

【００３６】以上のように構成された誘導加熱用インバ
ータは、逆阻止スイッチング素子４８を周期的に導通・
遮断することによって加熱コイル４７に交流電流を流
し、加熱コイル４７より発生する交流磁界によって鍋５
３を誘導加熱するものであるが、以下、図５（ｂ）を用
いてその動作を説明する。図５（ｂ）は図５（ａ）の誘
導加熱用インバータの逆阻止スイッチング素子４８の動
作波形を示す波形図である。図５（ｂ）においてＶCE、
ＩCはそれぞれ前記逆阻止スイッチング素子４８の電
圧、電流を示す。また、期間ＴON、ＴOFFはそれぞれ逆
阻止スイッチング素子４８が導通している期間、遮断し
ている期間を示す。

【００３７】まず期間ＴOFFにおける動作を説明する。
第１の共振コンデンサ４５のキャパシタンスを第２の共
振コンデンサ４６のキャパシタンスに比して大きなもの
を選定し、期間ＴOFFにおける第１の共振コンデンサ４
５の電圧の変化が小さいものとする。期間ＴOFFでは加
熱コイル４７と第２の共振コンデンサ４６の直列共振回
路に準定状電圧が印可された形になり、共振によってＶ
CEは図５（ｂ）のようにピークに到達した後、再び零に
達する。ここで、ダイオード４９が遮断してＶCEは負の
ピークに達した後、時刻ｔOで零に達する。ＶCEが負の
期間中に制御回路５１でバイポーラトランジスタ４９を
導通しておくと、時刻ｔOで逆阻止スイッチング素子４
８は自然に導通して、状態はＴONに移行する。

【００３８】次に期間ＴONにおける動作を説明する。第
２の共振コンデンサ４６の電圧は零の状態で維持され、
直流電流源５２に第１の共振コンデンサ４５と加熱コイ
ル４７が並列に接続された形になる。時刻ｔOにおいて
第１の共振コンデンサ４５に蓄えられていた電圧により
加熱コイル４７の電流、すなわちＩCが増大する。第１
の共振コンデンサ４５と加熱コイル４７の共振によっ
て、ＩCは増大してピークに達した後、低下してくる。
時刻ｔ1でバイポーラトランジスタ４９をターンオフす
ると最初の状態に戻って、発振が持続する。

【００３９】図１（ｂ）と同様に、本実施例の誘導加熱
用インバータは、逆導通スイッチング素子４８の電圧が
零に達した点でターンオンするので、小形、低コスト、
高効率の誘導加熱用インバータが得られる。図１（ｂ）
の誘導加熱用インバータの発振を制御するには、ＩCが
負の期間中にバイポーラトランジスタ１３を導通してお
く必要があるが、このタイミングを検知するためにＩC
の極性を検出することが必要である。第５の実施例の場
合はＶCEが負の期間中にバイポーラトランジスタ４９を
導通しておけばよいので、ＶCEの極性を検出すればよ
い。一般に電圧を検出するには抵抗分圧など安価な手段
で実現できるが、電流を検出するにはカレントトランス
など高価な部品が必要になる。従って、本実施例では制
御回路を安価に構成することができるという効果があ
る。

【００４０】次に本発明の第６の実施例について図６を
参照しながら説明する。図６（ａ）において、５４は第
１の共振コンデンサ、５５は第２の共振コンデンサ、５
６は加熱コイルである。５７は逆阻止スイッチング素子
で、図ではバイポーラトランジスタ５８とこれに逆並列
に接続したダイオード５９で構成している。６０は逆阻
止スイッチング素子５７の導通・遮断を制御する制御回
路である。６１はインバータに電力を供給する直流電流
源であり、直流電流源６１に第１の共振コンデンサ５４
と、逆阻止スイッチング素子５７と、加熱コイル５６と
第２の共振コンデンサ５５の直列回路を、並列に接続し
ている。６２は加熱コイル５６に近接して配置した鍋な
どの負荷である。

【００４１】以上のように構成された誘導加熱用インバ
ータは、逆阻止スイッチング素子５７を周期的に導通・
遮断することによって加熱コイル５６に交流電流を流
し、加熱コイル５６より発生する交流磁界によって鍋６
２を誘導加熱するものである。

【００４２】以下、図６（ｂ）を用いてその動作を説明
する。図６（ｂ）は図６（ａ）の誘導加熱用インバータ
の逆阻止スイッチング素子５７の動作波形を示す波形図
である。図６（ｂ）においてＶCE、ＩCはそれぞれ前記
逆阻止スイッチング素子５７の電圧、電流を示す。ま
た、期間ＴON、ＴOFFはそれぞれ逆阻止スイッチング素
子５７が導通している期間、遮断している期間を示す。

【００４３】まず期間ＴOFFにおける動作を説明する。
第２の共振コンデンサ５５のキャパシタンスを第１の共
振コンデンサ５４のキャパシタンスに比して大きなもの
を選定し、期間ＴOFFにおける第２の共振コンデンサ５
５の電圧の変化が小さいものとする。期間ＴOFFでは加
熱コイル５６と第１の共振コンデンサ５４の直列共振回
路に準定状電圧が印加された形になり、共振によってＶ
CEは図６（ｂ）のようにピークに到達した後、再び零に
達する。ここでダイオード５９が遮断してＶCEは負のピ
ークに達した後、時刻ｔOで零に達する。ＶCEが負の期
間中に制御回路６０でバイポーラトランジスタ５８を導
通しておくと、時刻ｔOで逆阻止スイッチング素子５７
は自然に導通して、状態はＴONに移行する。

【００４４】次に期間ＴONにおける動作を説明する。第
１の共振コンデンサ５４の電圧は零の状態で維持され
る。時刻ｔOにおいて第２の共振コンデンサ５５に蓄え
られていた電圧により加熱コイル５６の電流が増大する
ので、この電流と直流電流源６１の電流の和であるＩC
も増大する。加熱コイル５６と第２の共振コンデンサ５
５の共振によって、ＩCは増大してピークに達した後、
低下してくる。時刻ｔ1でバイポーラトランジスタ５８
をターンオフすると最初の状態に戻って、発振が持続す
る。

【００４５】図５（ｂ）と同様に、本実施例の誘導加熱
用インバータは、逆阻止スイッチング素子５７の電圧が
零に達した点でターンオンし、また電圧検出で発振制御
を行うことができるので、小形、低コスト、高効率の誘
導加熱用インバータが得られる。

【００４６】次に本発明の第７の実施例について図７を
参照しながら説明する。図７（ａ）において、６３は第
１の共振コンデンサ、６４は第２の共振コンデンサ、６
５は加熱コイルである。６６は逆阻止スイッチング素子
で、図ではバイポーラトランジスタ６７とこれに直列に
接続したダイオード６８で構成している。６９は逆阻止
スイッチング素子６６の導通・遮断を制御する制御回路
である。７０はインバータに電力を供給する直流電流源
であり、直流電流源７０に第１の共振コンデンサ６３
と、加熱コイル６５と第２の共振コンデンサ６４の並列
回路と逆阻止スイッチング素子６６の直列回路を、並列
に接続している。７１は加熱コイル６５に近接して配置
した鍋などの負荷である。

【００４７】以上のように構成された誘導加熱用インバ
ータは、逆阻止スイッチング素子６６を周期的に導通・
遮断することによって加熱コイル６５に交流電流を流
し、加熱コイル６５より発生する交流磁界によって鍋７
１を誘導加熱するものである。

【００４８】以下、図７（ｂ）を用いてその動作を説明
する。図７（ｂ）は図７（ａ）の誘導加熱用インバータ
の逆阻止スイッチング素子６６の動作波形を示す波形図
である。図７（ｂ）においてＶCE、ＩCはそれぞれ前記
逆阻止スイッチング素子６６の電圧、電流を示す。ま
た、期間ＴON、ＴOFFはそれぞれ逆阻止スイッチング素
子６６が導通している期間、遮断している期間を示す。

【００４９】まず期間ＴOFFにおける動作を説明する。
第１の共振コンデンサ６３のキャパシタンスを第２の共
振コンデンサ６４のキャパシタンスに比して大きなもの
を選定し、期間ＴOFFにおける第１の共振コンデンサ６
３の電圧の変化が小さいものとする。期間ＴOFFでは加
熱コイル６５と第２の共振コンデンサ６４の共振によっ
て、ＶCEは図７（ｂ）のようにピークに到達した後、再
び零に達する。ここでダイオード６８が遮断してＶCEは
負のピークに達した後、時刻ｔOで零に達する。ＶCEが
負の期間中に制御回路６９でバイポーラトランジスタ６
７を導通しておくと、逆阻止スイッチング素子６６は時
刻ｔOで自然に導通して、状態はＴONに移行する。

【００５０】次に期間ＴONにおける動作を説明する。時
刻ｔOにおいて第１の共振コンデンサ６３に蓄えられて
いた電圧の放電により加熱コイル６５の電流が増大する
ので、この電流と直流電流源７０の電流の和であるＩC
も増大する。加熱コイル６５と第１の共振コンデンサ６
３の共振によって、ＩCは増大してピークに達した後、
低下してくる。時刻ｔ1でバイポーラトランジスタ６７
をターンオフすると最初の状態に戻って、発振が持続す
る。

【００５１】図５（ｂ）と同様に、本実施例の誘導加熱
用インバータは、逆阻止スイッチング素子６６の電圧が
零に達した点でターンオンし、また電圧検出で発振制御
を行うことができるので、小形、低コスト、高効率の誘
導加熱用インバータが得られる。

【００５２】次に本発明の第８の実施例について図８を
参照しながら説明する。図８（ａ）において、７２は第
１の共振コンデンサ、７３は第２の共振コンデンサ、７
４は加熱コイルである。７５は逆阻止スイッチング素子
で、図ではバイポーラトランジスタ７６とこれに逆並列
に接続したダイオード７７で構成している。７８は逆阻
止スイッチング素子７５の導通・遮断を制御する制御回
路である。７９はインバータに電力を供給する直流電流
源であり、直流電流源７９に逆阻止スイッチング素子７
５と、加熱コイル７４と第１の共振コンデンサ７２の並
列回路と第２の共振コンデンサ７３の直列回路を、並列
に接続している。８０は加熱コイル７４に近接して配置
した鍋などの負荷である。

【００５３】以上のように構成された誘導加熱用インバ
ータは、逆阻止スイッチング素子７５を周期的に導通・
遮断することによって加熱コイル７４に交流電流を流
し、加熱コイル７４より発生する交流磁界によって鍋８
０を誘導加熱するものである。

【００５４】以下、図８（ｂ）を用いてその動作を説明
する。図８（ｂ）は図８（ａ）の誘導加熱用インバータ
の逆阻止スイッチング素子７５の動作波形を示す波形図
である。図８（ｂ）においてＶCE、ＩCはそれぞれ前記
逆阻止スイッチング素子７５の電圧、電流を示す。ま
た、期間ＴON、ＴOFFはそれぞれ逆阻止スイッチング素
子７５が導通している期間、遮断している期間を示す。

【００５５】まず期間ＴOFFにおける動作を説明する。
第２の共振コンデンサ７３のキャパシタンスを第１の共
振コンデンサ７２のキャパシタンスに比して大きなもの
を選定し、期間ＴOFFにおける第２の共振コンデンサ７
３の電圧の変化が小さいものとする。期間ＴOFFでは加
熱コイル７４と第１の共振コンデンサ７２の共振によっ
て、ＶCEは図８（ｂ）のようにピークに到達した後、再
び零に達する。ここでダイオード７７が遮断してＶCEは
負のピークに達した後、時刻ｔOで零に達する。ＶCEが
負の期間中に制御回路７８でバイポーラトランジスタ７
６を導通しておくと、逆阻止スイッチング素子７５は時
刻ｔOで自然に導通して、状態はＴONに移行する。

【００５６】次に期間ＴONにおける動作を説明する。時
刻ｔOにおいて第１の共振コンデンサ７３に蓄えられて
いた電圧の放電により加熱コイル７４の電流が増大する
ので、この電流と直流電流源７９の電流の和であるＩC
も増大する。加熱コイル７４と第２の共振コンデンサ７
３の共振によって、ＩCは増大してピークに達した後、
低下してくる。時刻ｔ1でバイポーラトランジスタ７６
をターンオフすると最初の状態に戻って、発振が持続す
る。

【００５７】図５（ｂ）と同様に、本実施例の誘導加熱
用インバータは、逆阻止スイッチング素子７５の電圧が
零に達した点でターンオンし、また電圧検出で発振制御
を行うことができるので、小形、低コスト、高効率の誘
導加熱用インバータが得られる。

【００５８】なお、第１〜第８の実施例において、スイ
ッチング素子をバイポーラトランジスタとダイオードで
構成したが、バイポーラトランジスタのかわりにＭＯＳ
ＦＥＴ、ＩＧＢＴ、ＳＩＴ、ＳＩサイリスタ、自己ター
ンオフサイリスタなどを用いてもよく、逆阻止スイッチ
ング素子として、逆阻止サイリスタ、逆耐圧の高いＩＧ
ＢＴなど、逆阻止機能のあるスイッチング素子一つで構
成してもよく、逆導通スイッチング素子として逆導通サ
イリスタ、逆導通ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴなど逆導通機
能のあるスイッチング素子一つで構成してもよい。ま
た、第１〜第８の実施例において、直流電源は交流電源
を整流して形成してもよいし、各種電池を用いてもよ
い。また、脈流やパルス状に直流電圧を印加してもよ
い。

【００５９】

【発明の効果】以上のように本発明によれば、小形、低
コスト、高効率で誘導加熱が行えるという優れた効果が
得られる。

【図面の簡単な説明】

【図１】（ａ）は本発明の第１の実施例における誘導加
熱用インバータの構成図 （ｂ）は（ａ）の動作を説明する波形図

【図２】（ａ）は本発明の第２の実施例における誘導加
熱用インバータの構成図 （ｂ）は（ａ）の動作を説明する波形図

【図３】（ａ）は本発明の第３の実施例における誘導加
熱用インバータの構成図 （ｂ）は（ａ）の動作を説明する波形図

【図４】（ａ）は本発明の第４の実施例における誘導加
熱用インバータの構成図 （ｂ）は（ａ）の動作を説明する波形図

【図５】（ａ）は本発明の第５の実施例における誘導加
熱用インバータの構成図 （ｂ）は（ａ）の動作を説明する波形図

【図６】（ａ）は本発明の第６の実施例における誘導加
熱用インバータの構成図 （ｂ）は（ａ）の動作を説明する波形図

【図７】（ａ）は本発明の第７の実施例における誘導加
熱用インバータの構成図 （ｂ）は（ａ）の動作を説明する波形図

【図８】（ａ）は本発明の第８の実施例における誘導加
熱用インバータの構成図 （ｂ）は（ａ）の動作を説明する波形図

【図９】（ａ）は従来の誘導加熱用インバータの構成図 （ｂ）は（ａ）の動作を説明する波形図

【符号の説明】

９ 第１の共振コンデンサ １０ 第２の共振コンデンサ １１ 加熱コイル １２ 逆導通スイッチング素子 １５ 制御回路 １６ 直流電流源 １８ 第１の共振コンデンサ １９ 第２の共振コンデンサ ２０ 加熱コイル ２１ 逆導通スイッチング素子 ２４ 制御回路 ２５ 直流電流源 ２７ 第１の共振コンデンサ ２８ 第２の共振コンデンサ ２９ 加熱コイル ３０ 逆導通スイッチング素子 ３３ 制御回路 ３４ 直流電流源 ３６ 第１の共振コンデンサ ３７ 第２の共振コンデンサ ３８ 加熱コイル ３９ 逆導通スイッチング素子 ４２ 制御回路 ４３ 直流電流源 ４５ 第１の共振コンデンサ ４６ 第２の共振コンデンサ ４７ 加熱コイル ４８ 逆阻止スイッチング素子 ５１ 制御回路 ５２ 直流電流源 ５４ 第１の共振コンデンサ ５５ 第２の共振コンデンサ ５６ 加熱コイル ５７ 逆阻止スイッチング素子 ６０ 制御回路 ６１ 直流電流源 ６３ 第１の共振コンデンサ ６４ 第２の共振コンデンサ ６５ 加熱コイル ６６ 逆阻止スイッチング素子 ６９ 制御回路 ７０ 直流電流源 ７２ 第１の共振コンデンサ ７３ 第２の共振コンデンサ ７４ 加熱コイル ７５ 逆阻止スイッチング素子 ７８ 制御回路 ７９ 直流電流源

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 武智 充 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電 器産業株式会社内 (72)発明者 小南 秀之 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電 器産業株式会社内 (56)参考文献 特開 昭60−127693（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−207592（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−173489（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−119892（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−222663（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−222662（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−216291（ＪＰ，Ａ) 特開 昭55−166893（ＪＰ，Ａ) 特開 昭56−88679（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−48526（ＪＰ，Ａ) 実開 昭59−123991（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H05B 6/12 H02M 7/48

Claims (3)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 第１の共振コンデンサ、加熱コイル、及
   びスイッチング素子を有する共振回路と、前記共振回路
   に電力を供給する直流電流源と、前記スイッチング素子
   のオフ状態において前記加熱コイルと共振回路を形成す
   る第２の共振コンデンサとを備え、前記第１の共振コン
   デンサの容量を、第２の共振コンデンサの容量より大き
   く、且つ、前記加熱コイルと電流共振し得る範囲に選定
   してなる誘導加熱用インバータ。
2. 【請求項２】 スイッチング素子の両端に逆導通用のダ
   イオードを並列接続してなる請求項１記載の誘導加熱用
   インバータ。
3. 【請求項３】 スイッチング素子の一端に逆阻止用のダ
   イオードを直列接続してなる請求項１記載の誘導加熱用
   インバータ。