JP2982364B2 - 誘導加熱用インバータ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は一般家庭で使用される誘
導加熱調理器などに用いられる誘導加熱用インバータに
関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、この種の誘導加熱用インバータに
は小形化、低コスト化、高効率化などが求められてい
る。

【０００３】以下、従来の誘導加熱用インバータについ
て図９に基づいて説明する。図９（ａ）において、１は
加熱コイル、２は加熱コイル１に並列に接続された共振
コンデンサである。３は逆導通スイッチング素子で、バ
イポーラトランジスタ４に逆並列に接続されたダイオー
ドで構成されている。６は制御回路で、逆導通スイッチ
ング素子３の導通・遮断を制御する。７は直流電源で、
前記加熱コイル１と逆導通スイッチング素子３の直列回
路に電力を供給する。８は加熱コイル８に近接して配置
した鍋などの負荷である。

【０００４】以上のように構成された従来の誘導加熱用
インバータは、前記逆導通スイッチング素子３を周期的
に導通・遮断することによって前記加熱コイル１に交流
電流を流し、加熱コイル１より発生する交流磁界によっ
て鍋８を誘導加熱するものである。

【０００５】図９（ｂ）は図９（ａ）の誘導加熱用イン
バータの逆導通スイッチング素子３の動作波形を示す波
形図である。図９（ｂ）においてＶCE、ＩCはそれぞれ
前記逆導通スイッチング素子３の電圧、電流を示す。期
間ＴON、ＴOFFはそれぞれ逆導通スイッチング素子３が
導通している期間、遮断している期間を示す。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の構成では前記ＴONにおける逆導通スイッチング素子
３のＯＮ損失と、ＴONからＴOFFに移る時刻ｔO（以下タ
ーンオフ時という）における逆導通スイッチング素子３
のターンオフ損失に起因する損失が大きいので、効率が
低いという課題を有していた。また逆導通スイッチング
素子３が損失によって高温になり信頼性が低下すること
を防ぐため高価で大形の冷却機構が必要になるという課
題を有していた。さらに、ターンオフ時の電流ＩCが大
きいため一般にＡＳＯと呼ばれる安全動作領域の大きい
高価な逆導通スイッチング素子が必要であるという課題
を有していた。またターンオフ速度が遅いとターンオフ
損失が非常に大きくなるため、ターンオフ速度の速い高
価な逆導通スイッチング素子が必要であるという課題を
有していた。

【０００７】本発明は上記従来の課題を解決するもの
で、小形、低コストで高効率な誘導加熱用インバータを
提供することを目的とする。

【０００８】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明の第１の手段は、第１の共振コイルと、第２の
共振コイルと、共振コンデンサと、逆導通スイッチング
素子と、前記逆導通スイッチング素子の導通・遮断を制
御する制御回路を備え、直流電源に前記第１の共振コイ
ルと共振コンデンサの並列回路と、第２の共振コイルと
逆導通スイッチング素子を直列に接続し、前記第１の共
振コイル及び第２の共振コイルの一方または両方を加熱
コイルとしたものである。

【０００９】上記目的を達成するために本発明の第２の
手段は、第１の共振コイルと、第２の共振コイルと、共
振コンデンサと、逆導通スイッチング素子と、前記逆導
通スイッチング素子の導通・遮断を制御する制御回路を
備え、直流電源に前記第１の共振コイルと、第２の共振
コイルと逆導通スイッチング素子の直列回路と前記共振
コンデンサの並列回路を、直列に接続し、前記第１の共
振コイル及び第２の共振コイルの一方または両方が加熱
コイルとなり、前記制御回路は前記逆導通スイッチング
素子の電流が零となったときに前記逆導通スイッチング
素子をターンオフするように制御する誘導加熱用インバ
ータとするものである。

【００１０】上記目的を達成するために本発明の第３の
手段は、第１の共振コイルと、第２の共振コイルと、共
振コンデンサと、逆導通スイッチング素子と、前記逆導
通スイッチング素子の導通・遮断を制御する制御回路を
備え、直流電源に前記第２の共振コイルと共振コンデン
サの直列回路と前記第１の共振コイルの並列回路と、前
記逆導通スイッチング素子を直列に接続し、前記第１の
共振コイル及び第２の共振コイルの一方または両方を加
熱コイルとしたものである。

【００１１】上記目的を達成するために本発明の第４の
手段は、第１の共振コイルと、第２の共振コイルと、共
振コンデンサと、逆導通スイッチング素子と、前記逆導
通スイッチング素子の導通・遮断を制御する制御回路を
備え、直流電源に前記第１の共振コイルと、第２の共振
コイルと共振コンデンサの直列回路と前記逆導通スイッ
チング素子の並列回路を、直列に接続し、前記第１の共
振コイル及び第２の共振コイルの一方または両方を加熱
コイルとしたものである。

【００１２】上記目的を達成するために本発明の第５の
手段は、第１の共振コイルと、第２の共振コイルと、共
振コンデンサと、逆阻止スイッチング素子と、前記逆阻
止スイッチング素子の導通・遮断を制御する制御回路を
備え、直流電源に前記第１の共振コイルと共振コンデン
サの並列回路と、第２の共振コイルと逆阻止スイッチン
グ素子を直列に接続し、前記第１の共振コイル及び第２
の共振コイルの一方または両方を加熱コイルとしたもの
である。

【００１３】上記目的を達成するために本発明の第６の
手段は、第１の共振コイルと、第２の共振コイルと、共
振コンデンサと、逆阻止スイッチング素子と、前記逆阻
止スイッチング素子の導通・遮断を制御する制御回路を
備え、直流電源に前記第１の共振コイルと、第２の共振
コイルと逆阻止スイッチング素子の直列回路と前記共振
コンデンサの並列回路を、直列に接続し、前記第１の共
振コイル及び第２の共振コイルの一方または両方が加熱
コイルとなり、前記制御回路は前記逆阻止スイッチング
素子の導通期間中に前記第１の共振コイル、第２の共振
コイル、共振コンデンサの電流共振により、前記逆阻止
スイッチング素子の電流が零となったと きに前記逆阻止
スイッチング素子をターンオフするように制御する誘導
加熱用インバータとするものである。

【００１４】上記目的を達成するために本発明の第７の
手段は、第１の共振コイルと、第２の共振コイルと、共
振コンデンサと、逆阻止スイッチング素子と、前記逆阻
止スイッチング素子の導通・遮断を制御する制御回路を
備え、直流電源に前記第２の共振コイルと共振コンデン
サの直列回路と前記第１の共振コイルの並列回路と、前
記逆阻止スイッチング素子を直列に接続し、前記第１の
共振コイル及び第２の共振コイルの一方または両方を加
熱コイルとしたものである。

【００１５】上記目的を達成するために本発明の第８の
手段は、第１の共振コイルと、第２の共振コイルと、共
振コンデンサと、逆阻止スイッチング素子と、前記逆阻
止スイッチング素子の導通・遮断を制御する制御回路を
備え、直流電源に前記第１の共振コイルと、第２の共振
コイルと共振コンデンサの直列回路と前記逆阻止スイッ
チング素子の並列回路を、直列に接続し、前記第１の共
振コイル及び第２の共振コイルの一方または両方を加熱
コイルとしたものである。

【００１６】

【作用】上記第１〜第８いずれの手段でも、ターンオフ
時の電流が零になるいわゆる零電流ターンオフでスイッ
チング素子が動作するので、スイッチング素子の損失が
小さくなり、高効率な誘導加熱を行うことができる。ま
たスイッチング素子の発熱が小さいので小さくて安価な
冷却機構ですみ、小形・低コストで構成することができ
る。さらに零電流ターンオフで動作することから安全動
作領域の小さな安価なスイッチング素子を使用すること
ができ、またターンオフ速度の遅い安価なスイッチング
素子や自己ターンオフ機能を持たないサイリスタなど安
価なスイッチング素子を使用することができる。従っ
て、小形、低コストで高効率な誘導加熱用インバータを
提供することができる。

【００１７】また、第４〜第８の手段によれば、さらに
スイッチング素子の電流が有効に加熱電力として利用で
きるので、スイッチング素子の電流が小さくてすみ、ス
イッチング素子の損失をさらに低減することができる。
従って、さらに小形、低コストで高効率な誘導加熱用イ
ンバータを提供することができる。

【００１８】

【実施例】以下本発明の第１の手段の実施例について図
面を参照しながら説明する。図１（ａ）において、９は
第１の共振コイル、１０は第２の共振コイル、１１は共
振コンデンサである。１２は逆導通スイッチング素子
で、図ではバイポーラトランジスタ１３とこれに逆並列
に接続したダイオード１４で構成している。１５は逆導
通スイッチング素子１２の導通・遮断を制御する制御回
路である。１６はインバータに電力を供給する直流電源
であり、直流電源１６に前記第１の共振コイル９と共振
コンデンサ１１の並列回路と、第２の共振コイル１０と
逆導通スイッチング素子１２を直列に接続している。１
７は第２の共振コイル１０に近接して配置した鍋などの
負荷で、図１（ａ）では、第２の共振コイル１０を加熱
コイルとしている。

【００１９】以上のように構成された本発明の第１の手
段の誘導加熱用インバータは、逆導通スイッチング素子
１２を周期的に導通・遮断することによって第２の共振
コイル１０に交流電流を流し、第２の共振コイル１０よ
り発生する交流磁界によって鍋１７を誘導加熱するもの
である。

【００２０】以下、図１（ｂ）を用いてその動作を説明
する。図１（ｂ）は図１（ａ）の誘導加熱用インバータ
の逆導通スイッチング素子１２の動作波形を示す波形図
である。図１（ｂ）においてＶCE、ＩCはそれぞれ前記
逆導通スイッチング素子１２の電圧、電流を示す。ま
た、期間ＴON、ＴOFFはそれぞれ逆導通スイッチング素
子１２が導通している期間、遮断している期間を示す。

【００２１】まず期間ＴONにおける動作を説明する。第
１の共振コイル９のインダクタンスを第２の共振コイル
１０のインダクタンスに比して大きなものを選定し、期
間ＴONにおける第１の共振コイル９の電流の変化が小さ
いものとする。期間ＴONでは共振コンデンサ１１と第２
の共振コイル１０の共振によりＩCは図１（ｂ）のよう
に共振電流となってピークに到達した後、再び零に達す
る。ここでダイオード１４が自然に導通して共振電流が
継続して流れる。ＩCが負の期間中に制御回路１５でバ
イポーラトランジスタ１３を遮断しておくと、ＩCが負
のピークに達した後、再び零に達した時刻ｔOで逆導通
スイッチング素子１２は自然に遮断することになり、状
態はＴOFFに移行する。

【００２２】次に期間ＴOFFにおける動作を説明する。
第２の共振コイル１０に流れていた電流は零の状態で維
持されるので、その電圧は零に維持される。一方、時刻
ｔOにおいて第１の共振コイル９に流れていた電流は共
振コンデンサ１１に流れ込んでＶCEが増大する。第１の
共振コイル９と共振コンデンサ１１の共振によって、Ｖ
CEは増大してピークに達した後、低下してくる。時刻ｔ
1でバイポーラトランジスタ１３をターンオンすると最
初の状態に戻って、発振が持続する。

【００２３】以上の動作よりわかるように、本実施例の
誘導加熱用インバータは、従来の誘導加熱用インバータ
に比して共振要素として第２の共振コイル１０を追加し
て従来は非共振であったＴON期間中も共振を行うことに
より、逆導通スイッチング素子１２の電流が零に達した
点でターンオフするので、ターンオフ損失が極めて小さ
いという優れた効果が得られる。さらに、ターンオフ時
の電圧・電流軌跡が非常に小さくなるので、安全動作領
域の小さい安価なスイッチング素子を使用することがで
きる。またバイポーラトランジスタ１３のターンオフ速
度が多少遅くとも図１（ｂ）におけるＩCが負の期間中
にターンオフしておけばまったく動作に影響せずターン
オフ損失も増大しないので、ターンオフ速度の遅い安価
なスイッチング素子を用いることができる。

【００２４】次に本発明の第２の手段の実施例について
図２を参照しながら説明する。図２（ａ）において、１
８は第１の共振コイル、１９は第２の共振コイル、２０
は共振コンデンサである。２１は逆導通スイッチング素
子で、図ではバイポーラトランジスタ２２とこれに逆並
列に接続したダイオード２３で構成している。２４は逆
導通スイッチング素子１２の導通・遮断を制御する制御
回路である。２５はインバータに電力を供給する直流電
源であり、直流電源２５に第１の共振コイル１８と、第
２の共振コイル１９と逆導通スイッチング素子２１の直
列回路と共振コンデンサ２０の並列回路を、直列に接続
している。２６は第２の共振コイル１９に近接して配置
した鍋などの負荷で、図２（ａ）では第２の共振コイル
１９を加熱コイルとしている。第１の共振コイル１８、
第２の共振コイル１９、逆導通スイッチング素子２１、
制御回路２４、直流電源２５、鍋２６はそれぞれ本発明
の第１の手段の実施例、図１（ａ）と同様のものであ
り、図１（ａ）と異なるのは共振コンデンサ２０を第１
の共振コイルと直流電源２５の間に設けた点である。

【００２５】図２（ｂ）は図２（ａ）の誘導加熱用イン
バータの逆導通スイッチング素子２１の動作波形を示す
波形図である。図１（ｂ）と同様に、本実施例の誘導加
熱用インバータは、逆導通スイッチング素子２１の電流
が零に達した点でターンオフするので、ターンオフ損失
が極めて小さいという優れた効果が得られる。さらに、
ターンオフ時の電圧・電流軌跡が非常に小さくなるの
で、安全動作領域の小さい安価なスイッチング素子を使
用することができる。またバイポーラトランジスタ２２
のターンオフ速度が多少遅くとも図２（ｂ）におけるＩ
Cが負の期間中にターンオフしておけばまったく動作に
影響せずターンオフ損失も増大しないので、ターンオフ
速度の遅い安価なスイッチング素子を用いることができ
る。

【００２６】また、本実施例の誘導加熱用インバータで
は図１（ａ）と異なり、期間ＴONにおける主たる電流ル
ープが小さくなるように実装しやすいので、外部に漏れ
る高周波ノイズを小さくすることができ、しばしば周辺
に配置されるテレビ、ラジオなど電子機器への影響が小
さくなる。すなわち、図１（ａ）の構成では、期間ＴON
における主たる電流ループは直流電源１６、共振コンデ
ンサ１１、第２の共振コイル１０、逆導通スイッチング
素子１２で形成されるが、本実施例の図２（ａ）の構成
では、主たる電流ループは共振コンデンサ２０、第２の
共振コイル１９、逆導通スイッチング素子２１で形成さ
れ、直流電源２５を介さない。

【００２７】次に本発明の第３の手段の実施例について
図３を参照しながら説明する。図３（ａ）において、２
７は第１の共振コイル、２８は第２の共振コイル、２９
は共振コンデンサである。３０は逆導通スイッチング素
子で、図ではバイポーラトランジスタ３１とこれに逆並
列に接続したダイオード３２で構成している。３３は逆
導通スイッチング素子３０の導通・遮断を制御する制御
回路である。３４はインバータに電力を供給する直流電
源であり、直流電源３４に第２の共振コイル２８と共振
コンデンサ２９の直列回路と第１の共振コイル２７の並
列回路と、逆導通スイッチング素子３０を直列に接続し
ている。３５は第２の共振コイル２８に近接して配置し
た鍋などの負荷で、図３（ａ）では第２の共振コイル２
８を加熱コイルとしている。

【００２８】以上のように構成された本発明の第３の手
段の誘導加熱用インバータは、逆導通スイッチング素子
３０を周期的に導通・遮断することによって第２の共振
コイル２８に交流電流を流し、第２の共振コイル２８よ
り発生する交流磁界によって鍋３５を誘導加熱するもの
である。

【００２９】以下、図３（ｂ）を用いてその動作を説明
する。図３（ｂ）は図３（ａ）の誘導加熱用インバータ
の逆導通スイッチング素子３０の動作波形を示す波形図
である。図３（ｂ）においてＶCE、ＩCはそれぞれ前記
逆導通スイッチング素子３０の電圧、電流を示す。ま
た、期間ＴON、ＴOFFはそれぞれ逆導通スイッチング素
子３０が導通している期間、遮断している期間を示す。

【００３０】まず期間ＴONにおける動作を説明する。第
１の共振コイル２７のインダクタンスを第２の共振コイ
ル２８のインダクタンスに比して大きなものを選定し、
期間ＴONにおける第１の共振コイル２７の電流の変化が
小さいものとする。期間ＴONでは共振コンデンサ２９と
第２の共振コイル２８の共振によりＩCは図３（ｂ）の
ように共振電流となってピークに到達した後、再び零に
達する。ここでダイオード３２が自然に導通して共振電
流が継続して流れる。ＩCが負の期間中に制御回路３３
でバイポーラトランジスタ３１を遮断しておくと、ＩC
が負のピークに達した後、再び零に達した時刻ｔOで逆
導通スイッチング素子３０は自然に遮断することにな
り、状態はＴOFFに移行する。

【００３１】次に期間ＴOFFにおける動作を説明する。
時刻ｔOにおいて第１の共振コイル２７に流れていた電
流と第２の共振コイル２８に流れていた電流は向きが逆
で大きさが等しい（なんとなれば時刻ｔOにおいてＩC＝
０であるから）。この電流が共振コンデンサ２９に流れ
込んでＶCEが増大するが、第１の共振コイル２７と第２
の共振コイル２８の和のインダクタンスと共振コンデン
サ２９の共振によって、ＶCEは増大してピークに達した
後、低下してくる。時刻ｔ1でバイポーラトランジスタ
３１をターンオンすると最初の状態に戻って、発振が持
続する。

【００３２】以上の動作よりわかるように、本実施例の
誘導加熱用インバータは、従来の誘導加熱用インバータ
に比して共振要素として第２の共振コイル２８を追加し
て従来は非共振であったＴON期間中も共振を行うことに
より、逆導通スイッチング素子３０の電流が零に達した
点でターンオフするので、ターンオフ損失が極めて小さ
いという優れた効果が得られる。さらに、ターンオフ時
の電圧・電流軌跡が非常に小さくなるので、安全動作領
域の小さい安価なスイッチング素子を使用することがで
きる。また、バイポーラトランジスタ３１のターンオフ
速度が多少遅くとも図３（ｂ）におけるＩCが負の期間
中にターンオフしておけばまったく動作に影響せずター
ンオフ損失も増大しないので、ターンオフ速度の遅い安
価なスイッチング素子を用いることができる。

【００３３】次に本発明の第４の手段の実施例について
図４を参照しながら説明する。図４（ａ）において、３
６は第１の共振コイル、３７は第２の共振コイル、３８
は共振コンデンサである。３９は逆導通スイッチング素
子で、図ではバイポーラトランジスタ４０とこれに逆並
列に接続したダイオード４１で構成している。４２は逆
導通スイッチング素子３９の導通・遮断を制御する制御
回路である。４３はインバータに電力を供給する直流電
源であり、直流電源４３に第１の共振コイル３６と、第
２の共振コイル３７と共振コンデンサ３８の直列回路と
逆導通スイッチング素子４１の並列回路を直列に接続し
ている。４４は第２の共振コイル３７に近接して配置し
た鍋などの負荷で、図４（ａ）では第２の共振コイル３
７を加熱コイルとしている。第１の共振コイル３６、逆
導通スイッチング素子３９、制御回路４２、直流電源４
３、鍋４４はそれぞれ本発明の第３の手段の実施例、図
３（ａ）と同様のものであり、図３（ａ）と異なるのは
第２の共振コイル３７と共振コンデンサ３８の直列回路
を第１の共振コイル３６と直流電源４３の間に設けた点
である。

【００３４】図４（ｂ）は図４（ａ）の誘導加熱用イン
バータの逆導通スイッチング素子３９の動作波形を示す
波形図である。図３（ｂ）と同様に、本実施例の誘導加
熱用インバータは、逆導通スイッチング素子３９の電流
が零に達した点でターンオフするので、ターンオフ損失
が極めて小さいという優れた効果が得られる。さらに、
ターンオフ時の電圧・電流軌跡が非常に小さくなるの
で、安全動作領域の小さい安価なスイッチング素子を使
用することができる。またバイポーラトランジスタ４０
のターンオフ速度が多少遅くとも図４（ｂ）におけるＩ
Cが負の期間中にターンオフしておけばまったく動作に
影響せずターンオフ損失も増大しないので、ターンオフ
速度の遅い安価なスイッチング素子を用いることができ
る。

【００３５】また、本実施例の誘導加熱用インバータで
は図３（ａ）と異なり期間ＴONにおける主たる電流ルー
プが小さくなるように実装しやすいので、外部に漏れる
高周波ノイズを小さくすることができ、しばしば周辺に
配置されるテレビ、ラジオなど電子機器への影響が小さ
くなる。すなわち、図３（ａ）の構成では、期間ＴONに
おける主たる電流ループは直流電源３４、共振コンデン
サ２９、第２の共振コイル２８、逆導通スイッチング素
子３０で形成されるが、本実施例の図４（ａ）の構成で
は、主たる電流ループは共振コンデンサ３８、第２の共
振コイル３７、逆導通スイッチング素子３９で形成さ
れ、直流電源４３を介さない。

【００３６】次に本発明の第５の手段の実施例について
図５を参照しながら説明する。図５（ａ）において、４
５は第１の共振コイル、４６は第２の共振コイル、４７
は共振コンデンサである。４８は逆阻止スイッチング素
子で、図ではバイポーラトランジスタ４９とこれに直列
に接続したダイオード５０で構成している。５１は逆阻
止スイッチング素子４８の導通・遮断を制御する制御回
路である。５２はインバータに電力を供給する直流電源
であり、直流電源５２に前記第１の共振コイル４５と共
振コンデンサ４７の並列回路と、第２の共振コイル４６
と逆阻止スイッチング素子４８を直列に接続している。
５３は第２の共振コイル４６に近接して配置した鍋など
の負荷で、図５（ａ）では第２の共振コイル４６を加熱
コイルとしている。

【００３７】以上のように構成された本発明の第５の手
段の誘導加熱用インバータは、逆阻止スイッチング素子
４８を周期的に導通・遮断することによって第２の共振
コイル４６に交流電流を流し、共振コイル４６より発生
する交流磁界によって鍋５３を誘導加熱するものであ
る。

【００３８】以下、図５（ｂ）を用いてその動作を説明
する。図５（ｂ）は図５（ａ）の誘導加熱用インバータ
の逆阻止スイッチング素子４８の動作波形を示す波形図
である。図５（ｂ）においてＶCE、ＩCはそれぞれ前記
逆阻止スイッチング素子４８の電圧、電流を示す。ま
た、期間ＴON、ＴOFFはそれぞれ逆阻止スイッチング素
子４８が導通している期間、遮断している期間を示す。

【００３９】まず期間ＴONにおける動作を説明する。第
１の共振コイル４５のインダクタンスを第２の共振コイ
ル４６のインダクタンスに比して大きなものを選定し、
期間ＴONにおける第１の共振コイル４５の電流の変化が
小さいものとする。期間ＴONでは共振コンデンサ４７と
第２の共振コイル４６の共振によりＩCは図５（ｂ）の
ように共振電流となってピークに到達した後、再び零に
達する。ここでダイオード５０が自然に遮断して、状態
はＴOFFに移行する。

【００４０】次に期間ＴOFFにおける動作を説明する。
ＶCEが負の期間中に制御回路５１でバイポーラトランジ
スタ４９を遮断しておくと、ＴOFFの期間中、逆阻止ス
イッチング素子４８を遮断維持しておくことができる。
第２の共振コイル４６に流れていた電流は零の状態で維
持されるので、その電圧は零に維持される。一方、時刻
ｔOにおいて第１の共振コイル４５に流れていた電流は
共振コンデンサ４７に流れ込んでＶCEが増大する。第１
の共振コイル４５と共振コンデンサ４７の共振によっ
て、ＶCEは増大してピークに達した後、低下してくる。
時刻ｔ1でバイポーラトランジスタ３８をターンオンす
ると最初の状態に戻って、発振が持続する。

【００４１】以上の動作よりわかるように、本実施例の
誘導加熱用インバータは、従来の誘導加熱用インバータ
に比して共振要素として第２の共振コイル４６を追加し
て従来は非共振であったＴON期間中も共振を行うことに
より、逆阻止スイッチング素子４８の電流が零に達した
点でターンオフするので、ターンオフ損失が極めて小さ
いという優れた効果が得られる。さらに、ターンオフ時
の電圧・電流軌跡が非常に小さくなるので、安全動作領
域の小さい安価なスイッチング素子を使用することがで
きる。またバイポーラトランジスタ４９のターンオフ速
度が多少遅くとも図５（ｂ）におけるＶCEが負の期間中
にターンオフしておけばまったく動作に影響せずターン
オフ損失も増大しないので、ターンオフ速度の遅い安価
なスイッチング素子を用いることができる。

【００４２】また本実施例では第１の手段の実施例、図
１と異なり、スイッチング素子として逆阻止スイッチン
グ素子を用いているので、ＩCが負になることがない。
図よりわかるように直流電源５２からインバータに供給
される電力すなわち加熱電力はＩCと直流電源５２の電
圧Ｅの積になる。ＩCが負になる期間があるとその期間
は直流電源５２に電力が回生されていることになり、そ
れだけ加熱電力が低下するので、同じ加熱電力を得るた
めに正の期間のＩCを大きくする必要がある。従ってＩC
が負になる期間がない本実施例の方式では、図１の方式
より小さいＩCで同じ電力を得ることができ、スイッチ
ング素子のオン損失が小さくなる。すなわち、スイッチ
ング素子の電流をより有効に加熱電力として利用できる
ので、スイッチング素子の電流が小さくてすみ、スイッ
チング素子の損失をさらに低減することができることか
ら、さらに小形、低コストで高効率が得られるという優
れた効果がある。

【００４３】次に本発明の第６の手段の実施例について
図６を参照しながら説明する。図６（ａ）において、５
４は第１の共振コイル、５５は第２の共振コイル、５６
は共振コンデンサである。５７は逆阻止スイッチング素
子で、図ではバイポーラトランジスタ５８とこれに直列
に接続したダイオード５９で構成している。６０は逆阻
止スイッチング素子５７の導通・遮断を制御する制御回
路である。６１はインバータに電力を供給する直流電源
であり、直流電源６１に第１の共振コイル５４と、第２
の共振コイル５５と逆阻止スイッチング素子５７の直列
回路と共振コンデンサ５６の並列回路を、直列に接続し
ている。６２は第２の共振コイル５５に近接して配置し
た鍋などの負荷で、図６（ａ）では第２の共振コイル５
５を加熱コイルとしている。第１の共振コイル５４、第
２の共振コイル５５、逆阻止スイッチング素子５７、制
御回路６０、直流電源６１、鍋６２はそれぞれ本発明の
第５の手段の実施例、図５（ａ）と同様のものであり、
図５（ａ）と異なるのは共振コンデンサ５６を第１の共
振コイルと直流電源６１の間に設けた点である。

【００４４】図６（ｂ）は図６（ａ）の誘導加熱用イン
バータの逆阻止スイッチング素子５７の動作波形を示す
波形図である。図５（ｂ）と同様に、本実施例の誘導加
熱用インバータは、逆導通スイッチング素子２１の電流
が零に達した点でターンオフする。従って、本発明の第
５の実施例、図５と同じ効果が得られる。

【００４５】また、本実施例の誘導加熱用インバータで
は図５（ａ）と異なり期間ＴONにおける主たる電流ルー
プが小さくなるように実装しやすいので、外部に漏れる
高周波ノイズを小さくすることができ、しばしば周辺に
配置されるテレビ、ラジオなど電子機器への影響が小さ
くなる。すなわち、図５（ａ）の構成では、期間ＴONに
おける主たる電流ループは直流電源５２、共振コンデン
サ４７、第２の共振コイル４６、逆阻止通スイッチング
素子４８で形成されるが、本実施例の図６（ａ）の構成
では、主たる電流ループは共振コンデンサ５６、第２の
共振コイル５５、逆阻止スイッチング素子５７で形成さ
れ、直流電源６１を介さない。

【００４６】次に本発明の第７の手段の実施例について
図７を参照しながら説明する。図７（ａ）において、６
３は第１の共振コイル、６４は第２の共振コイル、６５
は共振コンデンサである。６６は逆阻止スイッチング素
子で、図ではバイポーラトランジスタ６７とこれに直列
に接続したダイオード６８で構成している。６９は逆阻
止スイッチング素子６６の導通・遮断を制御する制御回
路である。７０はインバータに電力を供給する直流電源
であり、直流電源７０に第２の共振コイル６４と共振コ
ンデンサ６５の直列回路と第１の共振コイル６３の並列
回路と、逆阻止スイッチング素子６６を直列に接続して
いる。７１は第２の共振コイル６４に近接して配置した
鍋などの負荷で、図７（ａ）では第２の共振コイル６４
を加熱コイルとしている。

【００４７】以上のように構成された本発明の第７の手
段の誘導加熱用インバータは、逆阻止スイッチング素子
６６を周期的に導通・遮断することによって第２の共振
コイル６４に交流電流を流し、第２の共振コイル６４よ
り発生する交流磁界によって鍋７１を誘導加熱するもの
である。

【００４８】以下、図７（ｂ）を用いてその動作を説明
する。図７（ｂ）は図７（ａ）の誘導加熱用インバータ
の逆阻止スイッチング素子６６の動作波形を示す波形図
である。図７（ｂ）においてＶCE、ＩCはそれぞれ前記
逆阻止スイッチング素子６６の電圧、電流を示す。ま
た、期間ＴON、ＴOFFはそれぞれ逆阻止スイッチング素
子６６が導通している期間、遮断している期間を示す。

【００４９】まず期間ＴONにおける動作を説明する。第
１の共振コイル６３のインダクタンスを第２の共振コイ
ル６４のインダクタンスに比して大きなものを選定し、
期間ＴONにおける第１の共振コイル６３の電流の変化が
小さいものとする。期間ＴONでは共振コンデンサ６５と
第２の共振コイル６４の共振によりＩCは図７（ｂ）の
ように共振電流となってピークに到達した後、再び零に
達する。ここでダイオード６８が自然に遮断して、状態
はＴOFFに移行する。

【００５０】次に期間ＴOFFにおける動作を説明する。
図のＶCEが負の期間中にバイポーラトランジスタ６７を
遮断しておくと、ＴOFF期間中逆阻止スイッチング素子
６６の遮断が維持される。時刻ｔOにおいて第１の共振
コイル６３に流れていた電流と第２の共振コイル６４に
流れていた電流は向きが逆で大きさが等しい（なんとな
れば時刻ｔOにおいてＩC＝０であるから）。この電流が
共振コンデンサ６５に流れ込んでＶCEが増大するが、第
１の共振コイル６３と第２の共振コイル６４の和のイン
ダクタンスと共振コンデンサ６５の共振によって、ＶCE
は増大してピークに達した後、低下してくる。時刻ｔ1
でバイポーラトランジスタ６７をターンオンすると最初
の状態に戻って、発振が持続する。

【００５１】以上の動作よりわかるように、本実施例の
誘導加熱用インバータは、本発明の第５の手段、図５の
構成と同じ小形、低コスト、高効率の効果が得られる。

【００５２】次に本発明の第８の手段の実施例について
図８を参照しながら説明する。図８（ａ）において、７
２は第１の共振コイル、７３は第２の共振コイル、７４
は共振コンデンサである。７５は逆阻止スイッチング素
子で、図ではバイポーラトランジスタ７６とこれに直列
に接続したダイオード７７で構成している。７８は逆阻
止スイッチング素子７５の導通・遮断を制御する制御回
路である。７９はインバータに電力を供給する直流電源
であり、直流電源７９に第１の共振コイル７２と、第２
の共振コイル７３と共振コンデンサ７４の直列回路と逆
阻止スイッチング素子７５の並列回路を直列に接続して
いる。８０は第２の共振コイル７３に近接して配置した
鍋などの負荷で、図７（ａ）では第２の共振コイル７３
を加熱コイルとしている。第１の共振コイル７２、逆阻
止スイッチング素子７５、制御回路７８、直流電源７
９、鍋８０はそれぞれ本発明の第７の手段の実施例、図
７（ａ）と同様のものであり、図７（ａ）と異なるのは
第２の共振コイル７３と共振コンデンサ７４の直列回路
を第１の共振コイル７２と直流電源７９の間に設けた点
である。

【００５３】図８（ｂ）は図８（ａ）の誘導加熱用イン
バータの逆阻止スイッチング素子７５の動作波形を示す
波形図である。図７（ｂ）と同様に、本実施例の誘導加
熱用インバータは、逆阻止スイッチング素子７５の電流
が零に達した点でターンオフするので、図７の実施例と
同じ効果が得られる。

【００５４】また、本実施例の誘導加熱用インバータで
は図７（ａ）と異なり、期間ＴONにおける主たる電流ル
ープが小さくなるように実装しやすいので、外部に漏れ
る高周波ノイズを小さくすることができ、しばしば周辺
に配置されるテレビ、ラジオなど電子機器への影響が小
さくなる。すなわち、図７（ａ）の構成では、期間ＴON
における主たる電流ループは直流電源７０、共振コンデ
ンサ６５、第２の共振コイル６４、逆阻止スイッチング
素子６６で形成されるが、本実施例の図８（ａ）の構成
では、主たる電流ループは共振コンデンサ７４、第２の
共振コイル７３、逆阻止スイッチング素子７５で形成さ
れ、直流電源７９を介さない。

【００５５】なお、第１〜第８の実施例において、第２
の共振コイルを加熱コイルとしたが、第１の共振コイル
を加熱コイルとしてもよい。また、第１、第２両方の共
振コイルを加熱コイルとしてもよく、この場合一つ加熱
コイルで中点タップを設けることによって第１、第２の
共振コイルを形成してもよい。また、第１〜第８の実施
例において、スイッチング素子をバイポーラトランジス
タとダイオードで構成したが、バイポーラトランジスタ
のかわりにＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、ＳＩＴ、ＳＩサイ
リスタ、サイリスタなどを用いてもよく、逆阻止スイッ
チング素子として、逆阻止サイリスタ、逆耐圧の高いＩ
ＧＢＴなど、逆阻止機能のあるスイッチング素子一つで
構成してもよく、逆導通スイッチング素子として逆導通
サイリスタ、逆導通ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴなど逆導通
機能のあるスイッチング素子一つで構成してもよい。ま
た、第１〜第８の実施例において、直流電源は交流電源
を整流して形成してもよいし、各種電池を用いてもよ
い。また、脈流やパルス状に直流電圧を印加してもよ
い。

【００５６】

【発明の効果】以上のように本発明は、第１の共振コイ
ルと、第２の共振コイルと、共振コンデンサと、逆導通
スイッチング素子と、前記逆導通スイッチング素子の導
通・遮断を制御する制御回路を備え、直流電源に前記第
１の共振コイルと共振コンデンサの並列回路と、第２の
共振コイルと逆導通スイッチング素子を直列に接続し、
前記第１の共振コイル及び第２の共振コイルの一方また
は両方を加熱コイルとすることにより、小形、低コス
ト、高効率の誘導加熱用インバータが得られるという優
れた効果が得られる。

【００５７】また本発明は、第１の共振コイルと、第２
の共振コイルと、共振コンデンサと、逆導通スイッチン
グ素子と、前記逆導通スイッチング素子の導通・遮断を
制御する制御回路を備え、直流電源に前記第１の共振コ
イルと、第２の共振コイルと逆導通スイッチング素子の
直列回路と前記共振コンデンサの並列回路を、直列に接
続し、前記第１の共振コイル及び第２の共振コイルの一
方または両方が加熱コイルとなり、前記制御回路は前記
逆導通スイッチング素子の電流が零となったときに前記
逆導通スイッチング素子をターンオフするように制御す
るようにして小形、低コスト、高効率で低ノイズの誘導
加熱用インバータが得られるという優れた効果が得られ
る。

【００５８】また本発明は、第１の共振コイルと、第２
の共振コイルと、共振コンデンサと、逆導通スイッチン
グ素子と、前記逆導通スイッチング素子の導通・遮断を
制御する制御回路を備え、直流電源に前記第２の共振コ
イルと共振コンデンサの直列回路と前記第１の共振コイ
ルの並列回路と、前記逆導通スイッチング素子を直列に
接続し、前記第１の共振コイル及び第２の共振コイルの
一方または両方を加熱コイルとすることにより、小形、
低コスト、高効率の誘導加熱用インバータが得られると
いう優れた効果が得られる。

【００５９】また本発明は、第１の共振コイルと、第２
の共振コイルと、共振コンデンサと、逆導通スイッチン
グ素子と、前記逆導通スイッチング素子の導通・遮断を
制御する制御回路を備え、直流電源に前記第１の共振コ
イルと、第２の共振コイルと共振コンデンサの直列回路
と前記逆導通スイッチング素子の並列回路を、直列に接
続し、前記第１の共振コイル及び第２の共振コイルの一
方または両方を加熱コイルとすることにより、小形、低
コスト、高効率で低ノイズの誘導加熱用インバータが得
られるという優れた効果が得られる。

【００６０】また本発明は、第５の手段は、第１の共振
コイルと、第２の共振コイルと、共振コンデンサと、逆
阻止スイッチング素子と、前記逆阻止スイッチング素子
の導通・遮断を制御する制御回路を備え、直流電源に前
記第１の共振コイルと共振コンデンサの並列回路と、第
２の共振コイルと逆阻止スイッチング素子を直列に接続
し、前記第１の共振コイル及び第２の共振コイルの一方
または両方を加熱コイルとすることにより、さらに、小
形、低コスト、高効率の誘導加熱用インバータが得られ
るという優れた効果が得られる。

【００６１】また本発明は、第１の共振コイルと、第２
の共振コイルと、共振コンデンサと、逆阻止スイッチン
グ素子と、前記逆阻止スイッチング素子の導通・遮断を
制御する制御回路を備え、直流電源に前記第１の共振コ
イルと、第２の共振コイルと逆阻止スイッチング素子の
直列回路と前記共振コンデンサの並列回路を、直列に接
続し、前記第１の共振コイル及び第２の共振コイルの一
方または両方が加熱コイルとなり、前記制御回路は前記
逆阻止スイッチング素子の導通期間中に前記第１の共振
コイル、第２の共振コイル、共振コンデンサの電流共振
により、前記逆阻止スイッチング素子の電流が零となっ
たときに前記逆阻止スイッチング素子をターンオフする
ように制御するようにして、さらに、小形、低コスト、
高効率、かつ低ノイズの誘導加熱用インバータが得られ
るという優れた効果が得られる。

【００６２】また本発明は、第１の共振コイルと、第２
の共振コイルと、共振コンデンサと、逆阻止スイッチン
グ素子と、前記逆阻止スイッチング素子の導通・遮断を
制御する制御回路を備え、直流電源に前記第２の共振コ
イルと共振コンデンサの直列回路と前記第１の共振コイ
ルの並列回路と、前記逆阻止スイッチング素子を直列に
接続し、前記第１の共振コイル及び第２の共振コイルの
一方または両方を加熱コイルとすることにより、さら
に、小形、低コスト、高効率の誘導加熱用インバータが
得られるという優れた効果が得られる。

【００６３】また本発明は、第１の共振コイルと、第２
の共振コイルと、共振コンデンサと、逆阻止スイッチン
グ素子と、前記逆阻止スイッチング素子の導通・遮断を
制御する制御回路を備え、直流電源に前記第１の共振コ
イルと、第２の共振コイルと共振コンデンサの直列回路
と前記逆阻止スイッチング素子の並列回路を、直列に接
続し、前記第１の共振コイル及び第２の共振コイルの一
方または両方を加熱コイルとすることにより、さらに、
小形、低コスト、高効率、かつ低ノイズの誘導加熱用イ
ンバータが得られるという優れた効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

【図１】（ａ）は本発明の第１の実施例における誘導加
熱用インバータの構成図 （ｂ）は（ａ）の動作を説明する波形図

【図２】（ａ）は本発明の第２の実施例における誘導加
熱用インバータの構成図 （ｂ）は（ａ）の動作を説明する波形図

【図３】（ａ）は本発明の第３の実施例における誘導加
熱用インバータの構成図 （ｂ）は（ａ）の動作を説明する波形図

【図４】（ａ）は本発明の第４の実施例における誘導加
熱用インバータの構成図 （ｂ）は（ａ）の動作を説明する波形図

【図５】（ａ）は本発明の第５の実施例における誘導加
熱用インバータの構成図 （ｂ）は（ａ）の動作を説明する波形図

【図６】（ａ）は本発明の第６の実施例における誘導加
熱用インバータの構成図 （ｂ）は（ａ）の動作を説明する波形図

【図７】（ａ）は本発明の第７の実施例における誘導加
熱用インバータの構成図 （ｂ）は（ａ）の動作を説明する波形図

【図８】（ａ）は本発明の第８の実施例における誘導加
熱用インバータの構成図 （ｂ）は（ａ）の動作を説明する波形図

【図９】（ａ）は従来の誘導加熱用インバータの構成図 （ｂ）は（ａ）の動作を説明する波形図

【符号の説明】

９ 第１の共振コイル １０ 第２の共振コイル １１ 共振コンデンサ １２ 逆導通スイッチング素子 １５ 制御回路 １６ 直流電源 １８ 第１の共振コイル １９ 第２の共振コイル ２０ 共振コンデンサ ２１ 逆導通スイッチング素子 ２４ 制御回路 ２５ 直流電源 ２７ 第１の共振コイル ２８ 第２の共振コイル ２９ 共振コンデンサ ３０ 逆導通スイッチング素子 ３３ 制御回路 ３４ 直流電源 ３６ 第１の共振コイル ３７ 第２の共振コイル ３８ 共振コンデンサ ３９ 逆導通スイッチング素子 ４２ 制御回路 ４３ 直流電源 ４５ 第１の共振コイル ４６ 第２の共振コイル ４７ 共振コンデンサ ４８ 逆阻止スイッチング素子 ５１ 制御回路 ５２ 直流電源 ５４ 第１の共振コイル ５５ 第２の共振コイル ５６ 共振コンデンサ ５７ 逆阻止スイッチング素子 ６０ 制御回路 ６１ 直流電源 ６３ 第１の共振コイル ６４ 第２の共振コイル ６５ 共振コンデンサ ６６ 逆阻止スイッチング素子 ６９ 制御回路 ７０ 直流電源 ７２ 第１の共振コイル ７３ 第２の共振コイル ７４ 共振コンデンサ ７５ 逆阻止スイッチング素子 ７８ 制御回路 ７９ 直流電源

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 武智 充 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電 器産業株式会社内 (56)参考文献 特開 平２−267884（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−311587（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H05B 6/12 323 H05B 6/12 329

Claims (8)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】第１の共振コイルと、第２の共振コイル
   と、共振コンデンサと、逆導通スイッチング素子と、前
   記逆導通スイッチング素子の導通・遮断を制御する制御
   回路を備え、直流電源に前記第１の共振コイルと共振コ
   ンデンサの並列回路と、第２の共振コイルと逆導通スイ
   ッチング素子を直列に接続し、前記第１の共振コイル及
   び第２の共振コイルの一方または両方が加熱コイルとな
   る誘導加熱用インバータ。
2. 【請求項２】第１の共振コイルと、第２の共振コイル
   と、共振コンデンサと、逆導通スイッチング素子と、前
   記逆導通スイッチング素子の導通・遮断を制御する制御
   回路を備え、直流電源に前記第１の共振コイルと、第２
   の共振コイルと逆導通スイッチング素子の直列回路と前
   記共振コンデンサの並列回路を、直列に接続し、前記第
   １の共振コイル及び第２の共振コイルの一方または両方
   が加熱コイルとなり、前記制御回路は前記逆導通スイッ
   チング素子の電流が零となったときに前記逆導通スイッ
   チング素子をターンオフするように制御する誘導加熱用
   インバータ。
3. 【請求項３】第１の共振コイルと、第２の共振コイル
   と、共振コンデンサと、逆導通スイッチング素子と、前
   記逆導通スイッチング素子の導通・遮断を制御する制御
   回路を備え、直流電源に前記第２の共振コイルと共振コ
   ンデンサの直列回路と前記第１の共振コイルの並列回路
   と、前記逆導通スイッチング素子を直列に接続し、前記
   第１の共振コイル及び第２の共振コイルの一方または両
   方が加熱コイルとなる誘導加熱用インバータ。
4. 【請求項４】第１の共振コイルと、第２の共振コイル
   と、共振コンデンサと、逆導通スイッチング素子と、前
   記逆導通スイッチング素子の導通・遮断を制御する制御
   回路を備え、直流電源に前記第１の共振コイルと、第２
   の共振コイルと共振コンデンサの直列回路と前記逆導通
   スイッチング素子の並列回路を、直列に接続し、前記第
   １の共振コイル及び第２の共振コイルの一方または両方
   が加熱コイルとなる誘導加熱用インバータ。
5. 【請求項５】第１の共振コイルと、第２の共振コイル
   と、共振コンデンサと、逆阻止スイッチング素子と、前
   記逆阻止スイッチング素子の導通・遮断を制御する制御
   回路を備え、直流電源に前記第１の共振コイルと共振コ
   ンデンサの並列回路と、第２の共振コイルと逆阻止スイ
   ッチング素子を直列に接続し、前記第１の共振コイル及
   び第２の共振コイルの一方または両方が加熱コイルとな
   る誘導加熱用インバータ。
6. 【請求項６】第１の共振コイルと、第２の共振コイル
   と、共振コンデンサと、逆阻止スイッチング素子と、前
   記逆阻止スイッチング素子の導通・遮断を制御する制御
   回路を備え、直流電源に前記第１の共振コイルと、第２
   の共振コイルと逆阻止スイッチング素子の直列回路と前
   記共振コンデンサの並列回路を、直列に接続し、前記第
   １の共振コイル及び第２の共振コイルの一方または両方
   が加熱コイルとなり、前記制御回路は前記逆阻止スイッ
   チング素子の導通期間中に前記第１の共振コイル、第２
   の共振コイル、共振コンデンサの電流共振により、前記
   逆阻止スイッチング素子の電流が零となったときに前記
   逆阻止スイッチング素子をターンオフするように制御す
   る誘導加熱用インバータ。
7. 【請求項７】第１の共振コイルと、第２の共振コイル
   と、共振コンデンサと、逆阻止スイッチング素子と、前
   記逆阻止スイッチング素子の導通・遮断を制御する制御
   回路を備え、直流電源に前記第２の共振コイルと共振コ
   ンデンサの直列回路と前記第１の共振コイルの並列回路
   と、前記逆阻止スイッチング素子を直列に接続し、前記
   第１の共振コイル及び第２の共振コイルの一方または両
   方が加熱コイルとなる誘導加熱用インバータ。
8. 【請求項８】第１の共振コイルと、第２の共振コイル
   と、共振コンデンサと、逆阻止スイッチング素子と、前
   記逆阻止スイッチング素子の導通・遮断を制御する制御
   回路を備え、直流電源に前記第１の共振コイルと、第２
   の共振コイルと共振コンデンサの直列回路と前記逆阻止
   スイッチング素子の並列回路を、直列に接続し、前記第
   １の共振コイル及び第２の共振コイルの一方または両方
   が加熱コイルとなる誘導加熱用インバータ。