JP3394273B2 - 誘導加熱調理器 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 【０００１】 【産業上の利用分野】本発明は、誘導加熱調理器を多バ
ーナ化するときに有効な発振周波数一定制御の誘導加熱
調理器に関するものである。 【０００２】 【従来の技術】従来の誘導加熱調理器は、発振周波数可
変制御により入力電力制御を行うのが一般的であった。
しかし、多バーナの誘導加熱調理器で発振周波数可変制
御を行うとバーナ間の発振周波数の違いによって鍋の干
渉音が発生するという問題があった。 【０００３】そこでこの問題を解決するために、発振周
波数一定で入力電力を制御する方法が検討されている。
以下その構成について図１３を参照しながら説明する。
図において、１は直流電源、２は直流電源１を高周波電
源に変換するインバータ回路、７はインバータ回路２を
制御する制御回路である。インバータ回路２は、直列接
続された逆電流導通形の第一のスイッチング素子３と、
逆電流導通形の第二のスイッチング素子４と、これらの
２つのスイッチング素子の接続点と直流電源１の低電位
側との間に接続された加熱コイル５と、共振コンデンサ
６とにより構成されている。また制御回路７は、第一の
スイッチング素子３と第二のスイッチング素子４とを一
定周波数で交互に導通し、その導通比を変えることがで
きる駆動部７aを備えている。 【０００４】以上のように構成された誘導加熱調理器に
ついて、図１４・図１５を用いて動作を説明する。図１
４は、駆動部７ａによって第一のスイッチング素子３と
第二のスイッチング素子４の導通比Ｔ2／Ｔ1を変えた場
合の、第一のスイッチング素子３と第二のスイッチング
素子４の両端電圧(ＶCE)と電流(ＩC)の波形である。同
図（ａ）は、Ｔ2／Ｔ1＜0.5の場合を、同図（ｂ）は、
Ｔ2／Ｔ1≒0.5の場合を、同図（ｃ）はターンオン(ＶCE
＞０でスイッチング素子をオンさせること)時、および
ターンオフ(ＩC＞０でスイッチング素子をオフさせるこ
と)時の動作を示している。また図１５は第一のスイッ
チング素子３のオン時間Ｔ2と周期Ｔ1との比Ｔ2／Ｔ1
（導通比)と、入力電力Ｐinとの関係を示している。こ
れらの図に示すように、駆動部７aが作用して第一のス
イッチング素子３と第二のスイッチング素子４とを一定
周波数で交互に導通比Ｔ2／Ｔ1を変えて導通制御するこ
とによって、入力電力Ｐinを制御している。 【０００５】 【発明が解決しようとする課題】前記した従来の誘導加
熱調理器は、スイッチング損失が大きい、あるいは発生
するノイズが大きいという課題を有している。すなわ
ち、図１４の動作波形から分かるように、スイッチング
動作にターンオンおよびターンオフが生じている。この
ためスイッチング素子に高速半導体を用いたとしても、
ターンオンおよびターンオフ時のスイッチング損失(ス
イッチング素子の両端電圧ＶCE×電 流ＩC)が大きくな
って、スイッチング素子の冷却コストが高く小形化が難
しいものである。また、スイッチング素子の両端電圧Ｖ
CEの変化(ｄＶCE／ｄｔ)が非常に急峻であるために、発
生するノイズが大きく、テレビの画像等に悪影響を及ぼ
す場合がある。 【０００６】本発明はこのような従来の構成が有してい
る課題を解決しようとするものであって、スイッチング
素子の損失およびノイズを低減した誘導加熱調理器を提
供することを第一の目的としている。 【０００７】 【課題を解決するための手段】第一の目的を達成するた
めの本発明の第一の手段は、直流電源と、インバータ回
路と、制御回路とを備え、前記インバータ回路は、前記
直流電源に接続される逆電流阻止形の第一のスイッチン
グ素子と逆電流導通形の第二のスイッチング素子の直列
接続回路と、前記第一のスイッチング素子と第二のスイ
ッチング素子の少なくとも一方に並列に接続される第一
の共振コンデンサと、前記第一のスイッチング素子と前
記第二のスイッチング素子の一方に並列に接続される加
熱コイルと第二の共振コンデンサの直列接続回路とによ
り構成され、前記制御回路は、あらかじめ設定される一
定周波数で前記第一のスイッチング素子と前記第二のス
イッチング素子とを交互に導通させ、かつその導通比を
可変することでインバータ回路の出力電力制御を行うと
ともに前記第二のスイッチング素子のオンは前記第二の
スイッチング素子に逆導通の電流が流れている時に行う
誘導加熱調理器とするものである。 【０００８】 【作用】本発明の第一の手段は、スイッチング素子のタ
ーンオン損失が発生しないように、また発生するノイズ
を大幅に少なくするよう作用するものである。すなわ
ち、制御回路が直列に接続した逆電流素子型の第一のス
イッチング素子と逆電流導通型の第二のスイッチング素
子の交互に導通比を変化させて制御することによって、
ターンオン損失の発生をなくしている。また、第一・第
二の共振コンデンサの接続を工夫しているため、スイッ
チング素子のターンオフ時の電圧変化(ｄＶ／ｄｔ)を緩
やかにすることができ、発生するノイズを少なくするも
のである。 【０００９】 【実施例】以下本発明の第一の手段の実施例の構成につ
いて、図１を参照しながら説明する。１１は直流電源、
１２は直流電源１１を高周波電源に変換するインバータ
回路、１７はインバータ回路１２を制御する制御回路で
ある。インバータ回路１２は、以下のように構成されて
いる。１３は直流電源１１に接続された逆電流阻止形の
第一のスイッチング素子である。１４は第一のスイッチ
ング素子１３に直列に接続されている逆電流導通形の第
二のスイッチング素子である。また１８はこの第一のス
イッチング素子１３・第二のスイッチング素子１４の接
続点と直流電源１１の低電位側に接続した第一の共振コ
ンデンサである。１５は第一のスイッチング素子１３・
第二のスイッチング素子１４の接続点に一端を接続した
加熱コイルであり、高周波磁束を発生してこの上に載置
された鍋等を誘導加熱する。加熱コイル１５の他端は、
第二の共振コンデンサ１６が直流電源１１の低電位側と
の間に接続されており、共振回路を構成している。 【００１０】また制御回路１７は、第一のスイッチング
素子１３と第二のスイッチング素子１４とを一定周波数
で交互に導通し、その導通比を可変する駆動部１９を備
えている。 【００１１】以上のように構成された誘導加熱調理器に
ついて、図２・図３を用いてその動作を説明する。図２
（ａ）は、導通比Ｔ2／Ｔ1＜0.5のときの第一のスイッ
チング素子１３と第二のスイッチング素子１４の両端電
圧(ＶCE)と、電流(ＩC)の動作波形である。図２（ｂ）
は、導通比Ｔ2／Ｔ1≒0.5のときの動作波形であり、図
２（ｃ）はターンオフ時の両端電圧(ＶCE)と電流(ＩC)
の波形の拡大図である。また、図３は第一のスイッチン
グ素子１３のオン時間Ｔ2と周期Ｔ1との比Ｔ2／Ｔ1（導
通比）と入力電力Ｐinとの関係を示している。図２およ
び図３に示すように、駆動部１９が第一のスイッチング
素子１３と第二のスイッチング素子１４とを一定周波数
で交互に導通し、その導通比Ｔ2／Ｔ1を変えることによ
って入力電力Ｐinを制御している。 【００１２】第一のスイッチング素子１３がオンのとき
は、加熱コイル１５と第二の共振コンデンサ１６とは共
振モードとなって、加熱コイル１５に流れる電流は、直
流電源１１から、第一のスイッチング素子１３・加熱コ
イル１５・第二の共振コンデンサ１６・直流電源１１と
なる。このとき、本実施例では第一の共振コンデンサ１
８は、直流電源１１の電圧Ｅに充電されている。次に、
第一のスイッチング素子１３がオンからオフになると、
インバータ回路１２は、加熱コイル１５と第一の共振コ
ンデンサ１８との共振モードとなって、直流電源１１の
電圧Ｅに充電されている第一の共振コンデンサ１８が、
加熱コイル１５と第二の共振コンデンサ１６を通じて電
圧がＥから０になるまで放電する。 【００１３】このとき、第一のスイッチング素子１３の
両端の電圧ＶCE1は、第一の共振コンデンサ１８が放電
するに連れて徐々に上昇する。第一のスイッチング素子
１３の両端の電圧ＶCE1が徐々に上昇するため、第一の
スイッチング素子１３のターンオフ時のスイッチング損
失は低く抑えられ、また電圧変化ｄＶ／ｄｔも緩やかな
ものとなる。電圧変化ｄＶ／ｄｔが緩やかなものとなる
ため、ノイズの発生も低く抑えられる。 【００１４】第一の共振コンデンサ１８が放電し終わる
と、加熱コイル１５には、加熱コイル１５、第二の共振
コンデンサ１６、第二のスイッチング素子１４を構成す
る逆導通ダイオード、加熱コイル１５のループで電流が
流れる。この状態で駆動部１９は第二のスイッチング素
子１４をオンさせるので、第二のスイッチング素子１４
は両端の電圧ＶCE2が０Ｖでオンすることになる。従っ
て、第二のスイッチング素子にはターンオンモードは発
生せず、スイッチング損失が発生しない。 【００１５】そしてインバータ回路１２は、再び加熱コ
イル１５と第二の共振コンデンサ１６との共振状態とな
り、加熱コイル１５には、加熱コイル１５、第二のスイ
ッチング素子１４、第二の共振コンデンサ１６から加熱
コイル１５のループを通る電流が流れる。 【００１６】次に、第二のスイッチング素子１４がオフ
すると、インバータ回路１２は、加熱コイル１５と第一
の共振コンデンサ１８との共振となる。従って、加熱コ
イル１５から第二のスイッチング素子１４に流れていた
電流は、第一の共振コンデンサ１８の充電電流となる。
このため、第二のスイッチング素子１４の両端の電圧Ｖ
CE2は、図２（ｃ）に示すようにゆっくり上昇していく
ことになり、第二のスイッチング素子１４についてもタ
ーンオフ時の損失を小さく抑えることができるものであ
る。また同様の理由で、電圧変化ｄＶ／ｄｔも緩やかな
ものとすることができ、ノイズの発生も低く抑えること
ができる。またこのとき、第一の共振コンデンサ１８の
電圧（＝第二のスイッチング素子１４の両端の電圧ＶCE
2）は、直流電源１１の電圧Ｅより大きくなって、この
状態で駆動部１９は第一のスイッチング素子１３をオン
させている。従って、第一のスイッチング素子１３は両
端の電圧ＶCE1が、ＶCE1＜０の状態でオンすることにな
る。つまり、第一のスイッチング素子１３についてもタ
ーンオンモードは発生せず、ターンオン損失は発生しな
い。 【００１７】このように本実施例によれば、第一のスイ
ッチング素子１３を逆電流阻止形とし、第二のスイッチ
ング素子１４を逆電流導通形とし、また、第一の共振コ
ンデンサ１８と第二の共振コンデンサ１６の２つの共振
コンデンサを有することにより、第一のスイッチング素
子１３および第二のスイッチング素子１４にターンオン
モードを発生させることなく動作させることができる。
また、第一のスイッチング素子１３および第二のスイッ
チング素子１４の両端の電圧変化(ｄＶCE／ｄｔ)を緩や
かにすることができるので、スイッチング素子の損失と
ノイズを大幅に低減することができる。 【００１８】なお、第一の共振コンデンサ１８および第
二の共振コンデンサ１６は、図４(a)のように直流電源
１１の高電位側に接続しても、図４(b)のように高電位
側・低電位側の両方に接続しても、また、図５〜図１０
に示すようにそれらの組み合わせで使用しても同様の効
果を有するものである。なお図４(b)に示す構成にすれ
ば、電源異常で直流電源１１の電圧が急峻に増加した異
常時には特に有効に作用する。つまり、２つに分けた第
一の共振コンデンサ１８と第二の共振コンデンサ１６に
よって直流電源１１の電圧を分割でき、第一のスイッチ
ング素子１３または第二のスイッチング素子１４に偏っ
て電圧が印加されることを防止でき、過電圧保護が行え
るものである。 【００１９】以下、本発明の第二の手段の実施例の構成
について、図１１を参照しながら説明する。１１は直流
電源、１２は直流電源１１を高周波電源に変えるインバ
ータ回路で、前記実施例と同様のものである。２０はイ
ンバータ回路１２を制御する制御回路である。本実施例
では制御回路２０は、第一のスイッチング素子１３のス
イッチング動作状態を検知する動作状態検知手段２１を
備えている。動作状態検知手段２１として、本実施例で
は第２のスイッチング素子１４のターンオフ電流を検知
するターンオフ電流検知回路を使用している。また、駆
動部１９は前記実施例と同様のものである。 【００２０】以下本実施例の動作について、図１２を参
照して説明する。通常の動作については、前記実施例と
同様である。前記実施例では、入力を小さくするために
導通比Ｔ2／Ｔ1を図２（ａ）の状態よりさらに小さくし
た場合には、図１２の動作波形に示すように第１のスイ
ッチング素子１３にターンオンモードが発生する可能性
が存在する。この点本実施例では、ターンオンモードを
発生させずに入力可変範囲を大幅に広げることができる
ものである。つまり、動作状態検知手段２１が第二のス
イッチング素子１４のターンオフ電流を検知して、間接
的に第一のスイッチング素子１３のスイッチング動作状
態を検知している。このため駆動部１９は、第二のスイ
ッチング素子１４のターンオフ電流が所定値以下となっ
て、第一のスイッチング素子１３にターンオンモードが
発生すると判断すると、インバータ回路１２を制御し
て、発振・停止を交互に繰り返し、発振時間と停止時間
との時間比を変えている。つまり、入力電力（平均値）
を可変するデューティ制御に切り換えるものである。従
って、第一のスイッチング素子１３にターンオンモード
を発生させずに入力可変範囲を大幅に広げることができ
る。 【００２１】以上のように本実施例の誘導加熱調理器
は、制御回路２０にインバータ回路１２の動作状態を検
知する動作状態検知手段２１を備えることによって、第
一のスイッチング素子１３のスイッチング動作状態を検
知でき、誘導加熱調理器の入力電力を小さくして行った
時に特に有効に作用するものである。つまり、第一のス
イッチング素子１３にターンオンモードが発生する前
に、インバータ回路１２の入力電力制御をデューティー
制御に切り換えて、入力電力を周波数一定のままで、し
かも第一のスイッチング素子１３にターンオンモードを
発生させずに充分小さくでき、入力電力の可変範囲を大
幅に広くできる。 【００２２】 【発明の効果】本発明の第一の手段によれば、直流電源
と、インバータ回路と、制御回路とを備え、前記インバ
ータ回路は、前記直流電源に接続される逆電流阻止形の
第一のスイッチング素子と逆電流導通形の第二のスイッ
チング素子の直列接続回路と、前記第一のスイッチング
素子と第二のスイッチング素子の少なくとも一方に並列
に接続される第一の共振コンデンサと、前記第一のスイ
ッチング素子と前記第二のスイッチング素子の一方に並
列に接続される加熱コイルと第二の共振コンデンサの直
列接続回路とにより構成され、前記制御回路は、あらか
じめ設定される一定周波数で前記第一のスイッチング素
子と前記第二のスイッチング素子とを交互に導通させ、
かつその導通比を可変することでインバータ回路の出力
電力制御を行うとともに前記第二のスイッチング素子の
オンは前記第二のスイッチング素子に逆導通の電流が流
れている時に行う誘導加熱調理器とすることによって、
２つのスイッチング素子のスイッチング損失を小さくで
き、また発生するノイズも大幅に低減することができる
ものである。

【図面の簡単な説明】 【図１】本発明の第一の手段の一実施例である誘導加熱
調理器の回路図 【図２】同誘導加熱調理器のインバータ回路の動作を説
明する図 【図３】同導通比と入力電力との関係を示す図 【図４】本発明の第一の手段の第二の実施例である誘導
加熱調理器の回路図 【図５】同第三の実施例である回路図 【図６】同第四の実施例である回路図 【図７】同第五の実施例である回路図 【図８】同第六の実施例である回路図 【図９】同第七の実施例である回路図 【図１０】同第八の実施例である回路図 【図１１】本発明の第二の手段の実施例である誘導加熱
調理器の回路図 【図１２】同インバータ回路の動作を説明する図 【図１３】従来の誘導加熱調理器の回路図 【図１４】同インバータ回路の動作を説明する図 【図１５】同導通比と入力電力との関係を示す図 【符号の説明】 １１ 直流電源 １２ インバータ回路 １３ 第一のスイッチング素子 １４ 第二のスイッチング素子 １５ 加熱コイル １６ 第二の共振コンデンサ １７・２０ 制御回路 １８ 第一の共振コンデンサ １９ 駆動部 ２０ 制御回路 ２１ 動作状態検知手段

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 武智 充 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電 器産業株式会社内 (56)参考文献 特開 平３−119685（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−216291（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−119086（ＪＰ，Ａ) 実開 昭57−168993（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H05B 6/12

Claims (1)

1. (57)【特許請求の範囲】 【請求項１】 直流電源と、インバータ回路と、制御回
   路とを備え、前記インバータ回路は、前記直流電源に接
   続される逆電流阻止形の第一のスイッチング素子と逆電
   流導通形の第二のスイッチング素子の直列接続回路と、
   前記第一のスイッチング素子と第二のスイッチング素子
   の少なくとも一方に並列に接続される第一の共振コンデ
   ンサと、前記第一のスイッチング素子と前記第二のスイ
   ッチング素子の一方に並列に接続される加熱コイルと第
   二の共振コンデンサの直列接続回路とにより構成され、
   前記制御回路は、あらかじめ設定される一定周波数で前
   記第一のスイッチング素子と前記第二のスイッチング素
   子とを交互に導通させ、かつその導通比を可変すること
   でインバータ回路の出力電力制御を行うとともに前記第
   二のスイッチング素子のオンは前記第二のスイッチング
   素子に逆導通の電流が流れている時に行う誘導加熱調理
   器。