JP3334274B2 - インバータ装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は誘導加熱や電子レンジ用
電源などに使用されるインバータ装置に関するものであ
る。

【０００２】

【従来の技術】近年、この種のインバータ装置には、制
御範囲の拡大・高効率化・ハイパワー化・小形化・低騒
音化などが求められている。

【０００３】以下、従来のインバータ装置について図１
２に基づいて説明する。図１２は誘導加熱調理器におけ
るインバータ装置の例で、Ｅは直流電源、１は逆導通形
のスイッチング素子、２は共振コイル、３は共振コンデ
ンサ、４は前記スイッチング素子１を周期的に導通遮断
する制御回路、５は前記共振コイル２に磁気結合した鍋
である。前記スイッチング素子１が周期的に導通遮断す
ると共振コイル２に高周波電流が流れ、鍋５が誘導加熱
される。

【０００４】図１３は図１２の従来例の動作を説明する
動作波形図である。ＶSW、ＩSWはそれぞれ前記スイッチ
ング素子１の電圧、電流である。期間ｔ0〜ｔ1は前記ス
イッチング素子１が導通しておりＩSWすなわち前記共振
コイル２の電流は単調に増加する。時刻ｔ1で前記スイ
ッチング素子１を遮断すると前記共振コイル２と前記共
振コンデンサ３の共振状態となり、期間ｔ1〜ｔ2でＶSW
は図１３のような共振の弧を描いて上昇、下降する。Ｖ
SWが時刻ｔ2で再び零に達すると前記スイッチング素子
１が自動的に逆導通して時刻ｔ0の状態に戻り発振が継
続する。このようにターンオフ、ターンオン時に共振に
よる零電圧スイッチングが実現されるので比較的前記ス
イッチング１のスイッチング損失が小さい。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の構成では、 （１）インバータの電力を絞ったときに、ＶSWの共振振
幅が小さくなるので時刻ｔ2で再び零に達することがで
きなくなるので、ＶSW＞０の状態で強制的にターンオン
しなければならない。すなわち、電力可変の低電力時に
零電圧ターンオンが実現できなくなるので、スイッチン
グ損失が増大する。従って、十分な低電力まで可変制御
することができず、効率が低下し、前記スイッチング素
子１の冷却のために装置が大きくなり、冷却ファンの強
化のために騒音が大きくなる。（２） 前記スイッチング素子１のスイッチング損失をよ
り低減するためにはＶSWの立ち上がり・立ち下がりを緩
やかにすればよい。しかしこれを実現するために共振コ
ンデンサ３の容量を大きくするとＶSWの共振振幅が低下
して、上記（１）で述べたのと同じ理由で零電圧ターン
オンが実現できなくなるので、スイッチング損失がかえ
って増大する。従って十分な低損失化が実現できないの
で、高効率化・小形化・低騒音化が十分に得られない。

【０００６】本発明は上記従来の課題を解決するもの
で、制御範囲が広く、高効率、ハイパワー、小形、低騒
音のインバータ装置を提供することを目的とする。

【０００７】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明の手段は、直流電源に直列に接続した共振コイ
ルとスイッチング素子と、前記共振コイルまたはスイッ
チング素子に並列に接続した共振コンデンサと、前記ス
イッチング素子に接続し周期的に導通遮断させる制御手
段と、前記スイッチング素子の遷移タイミングを検知す
るタイミング検知手段と、前記タイミング検知手段に接
続したインピーダンス指令手段を有し、前記共振コンデ
ンサは可変インピーダンス型のものを用い前記インピー
ダンス指令手段に接続し、前記スイッチング素子のター
ンオフ直後またはターンオン直前の若干の期間、前記共
振コンデンサのキャパシタンスを周期的に大きくするよ
うに制御するものである。

【０００８】

【作用】上記手段によれば、ターンオフ、ターンオンの
遷移時にＶSWの変化を緩やかにし、しかもＶSWの共振振
幅は十分に確保できるので零電圧スイッチングが維持で
きる。従って、高効率、小形、低騒音のインバータ装置
を提供することができる。

【０００９】

【実施例】（参考例１） 以下、本発明の第１の参考例について図面を参照しなが
ら説明する。

【００１０】図１は本参考例の誘導加熱用インバータ装
置を示している。６は可変インピーダンス型の共振コイ
ルで例えば制御巻線を有する可飽和リアクトルなどで構
成される。７はスイッチング素子、８は前記共振コイル
６に並列に接続した共振コンデンサ、９は前記スイッチ
ング素子７に接続し周期的に導通遮断させる制御手段、
１０は前記スイッチング素子７の電圧を検知する共振振
幅検知手段で前記スイッチング素子７の共振電圧のピー
ク値を分圧・ホールドした直流電圧を出力する。１１は
前記共振振幅検知手段１０の出力に接続したインピーダ
ンス指令手段で、前記共振振幅検知手段の出力が所定の
値以下のときは前記共振コイル６のインダクタンスを大
きくするように制御する。１２は直流電源、１３は誘導
加熱の負荷となる鍋である。

【００１１】図１のインバータの動作波形は図１３に示
すものと同じ波形となる。ＶSW、ＩSWはそれぞれは前記
スイッチング素子７の電圧、電流である。図１でインバ
ータの電力を絞るために動作周波数を高くするとＶSWの
共振振幅が小さくなり、前記共振振幅検知手段の出力電
圧が小さくなる。さらに前記共振振幅が小さくなると前
記出力電圧が所定の値に到達するので前記インピーダン
ス指令手段１１は前記共振コイル６のインダクタンスを
大きくする。共振回路の電圧振幅はコイルのインダクタ
ンスが大きくコンデンサのキャパシタンスが小さいほど
大きくなるので、ＶSWの共振振幅が大きくなって、時刻
ｔ２でＶSWが零に到達することが確保される。従って、
ターンオン時の零電圧スイッチングが維持される。

【００１２】以上のように構成されたインバータ装置
は、電力可変の低電力時も零電圧スイッチングが維持で
きスイッチング素子７のスイッチング損失が小さい。従
って制御範囲の広い、高効率、小形、低騒音のインバー
タ装置を得ることができる。

【００１３】なお、本参考例では、スイッチング素子の
電圧を検知したが、スイッチング素子の電流、共振コイ
ルの電圧、電流、共振コンデンサの電圧、電流のいずれ
か一つあるいは複数の組合せで検知してもよいことは明
らかである。

【００１４】（参考例２） 次に本発明の第２の参考例について図面を参照しながら
説明する。

【００１５】図２は本参考例の誘導加熱用インバータ装
置を示している。１４は直流電源、１５は可変インピー
ダンス型の共振コイル、１６はスイッチング素子、１７
は前記共振コイル１５に並列に接続した共振コンデン
サ、１８は前記スイッチング素子１６に接続し周期的に
導通遮断させる制御手段である。１９は前記直流電源１
４からの入力電力を検知する入力電力検知手段で、カレ
ントトランス２０を用いて前記直流電源１４からの電流
の平均値に比例した電圧を出力する。２１は前記入力電
流検知手段１９の出力に接続したインピーダンス指令手
段で、前記入力電力検知手段１９の出力が所定の値以下
のときは前記共振コイルのインダクタンスを大きくす
る。

【００１６】図２のインバータの動作波形は図１３に示
すものと同じ波形となる。ＶSW、ＩSWはそれぞれは前記
スイッチング素子１６の電圧、電流である。図２でイン
バータの電力を絞ると、前記入力電力検知手段の出力電
圧が小さくなる。さらに小さくなって前記出力電圧が所
定の値に到達すると前記インピーダンス指令手段２１は
前記共振コイル１５のインダクタンスを大きくし、ＶSW
の共振振幅が大きくなって、零電圧スイッチングが維持
される。

【００１７】以上のように構成されたインバータ装置
は、電力可変の低電力時も零電圧スイッチングが維持で
きスイッチング素子１６のスイッチング損失が小さい。
従って制御範囲の広い、高効率、小形、低騒音のインバ
ータ装置を得ることができる。

【００１８】（参考例３） 次に本発明の第３の参考例について図面を参照しながら
説明する。

【００１９】図３は本参考例の誘導加熱用インバータ装
置を示している。２２は直流電源、２３は可変インピー
ダンス型の共振コイル、２４はスイッチング素子、２５
は前記共振コイル２３に並列に接続した共振コンデン
サ、２６は前記スイッチング素子２４に接続し周期的に
導通遮断させる制御手段である。２７は前記スイッチン
グ素子の逆電流のピーク値を検知する逆電流検知手段
で、カレントトランス２８で検出した前記スイッチング
素子２４の電流を整流・ホールドして、前記逆電流に比
例した電圧を出力する。２９は前記逆電流検知手段に接
続したインピーダンス指令手段で、前記逆電流検知手段
２７の出力が所定の値以下のときは前記共振コイル２３
のインダクタンスを大きくする。３０は誘導加熱の負荷
となる鍋である。

【００２０】図３のインバータの動作波形は図１３に示
すものと同じ波形となる。ＶSW、ＩSWはそれぞれは前記
スイッチング素子２４の電圧、電流である。図３でイン
バータの電力を絞るとＶSWの共振振幅が小さくなり前記
スイッチング２４の逆電流のピーク値ｉDが小さくなる
ので、前記逆電流検知手段２７の出力が小さくなる。

【００２１】さらに前記共振振幅が小さくなると前記出
力電圧が所定の値に到達するので前記インピーダンス指
令手段２９は前記共振コイル２３のインダクタンスを大
きくし、ＶSWの共振振幅が大きくなって、零電圧スイッ
チングが維持される。容易にわかるように前記逆電流が
存在していることとターンオン時に零電圧スイッチング
ができることとは必要十分の関係にあるので、前記第１
の参考例、第２の参考例のように検知した情報と零電圧
スイッチングの相関誤差がなく確実な制御ができる。

【００２２】以上のように構成されたインバータ装置
は、電力可変の低電力時も零電圧スイッチングを正確に
維持することができスイッチング素子２４のスイッチン
グ損失が小さい。従ってより制御範囲の広い、高効率、
小形、低騒音のインバータ装置を得ることができる。

【００２３】なお、本参考例では、カレントトランスで
スイッチング素子の逆電流を検知したが抵抗で検知して
もよい。また前記共振コンデンサ２５の容量をＣ、電圧
をＶCとするとＩSW＝−Ｃ・ｄＶC/ｄｔの関係があるの
でターンオン時のｄＶC／ｄｔでｉDを間接的に検知して
もよい。

【００２４】（参考例４） 次に本発明の第４の参考例について図面を参照しながら
説明する。

【００２５】図４は本参考例の誘導加熱用インバータ装
置を示している。３１は可変インピーダンス型の共振コ
イルで誘導加熱の負荷となる鍋３２と磁気結合してい
る。３３はスイッチング素子、３４は前記共振コイル３
１に並列に接続した共振コンデンサ、３５は前記スイッ
チング素子３３に接続し周期的に導通遮断させる制御手
段である。３６は前記スイッチング素子３３のターンオ
ン時の電圧を検知するターンオン電圧検知手段で、タイ
マー回路や前記制御手段３５の信号などで前記スイッチ
ング素子３３のターンオンタイミングをとらえてそのと
きのＶSWに比例した電圧を出力する。３７は前記ターン
オン電圧検知手段３６の出力に接続したインピーダンス
指令手段で、前記出力が所定の値以上のとき前記共振コ
イルのインダクタンスを大きくする。３８は直流電源で
ある。

【００２６】図４のインバータの動作波形は図１３に示
すものと同じ波形となる。ＶSW、ＩSWはそれぞれは前記
スイッチング素子３３の電圧、電流である。図４で前記
スイッチング素子３３がターンオン時に零電圧スイッチ
ングしているときは逆並列ダイオード３９に電流が流れ
るのでＶSWはわずかに負になる。インバータの電力を絞
るとＶSWの共振振幅が小さくなり、やがて前記スイッチ
ング３３のターンオン時の電圧が正になるので、前記タ
ーンオン電圧検知手段３６の出力が大きくなって所定の
値に到達するので前記インピーダンス指令手段３７は前
記共振コイル３１のインダクタンスを大きくし、ＶSWの
共振振幅が大きくなって、零電圧スイッチングが維持さ
れる。この手段ではターンオン時のＶSWを直接検知する
ので、前記第１の参考例、第２の参考例のように検知し
た情報と零電圧スイッチングの相関誤差がなく確実な制
御ができる。

【００２７】以上のように構成されたインバータ装置
は、電力可変の低電力時も零電圧スイッチングを正確に
維持することができスイッチング素子３３のスイッチン
グ損失が小さい。従ってより制御範囲の広い、高効率、
小形、低騒音のインバータ装置を得ることができる。

【００２８】以上の第１〜第４の参考例において、共振
コイルに可変インピーダンス型のものを使用した例で説
明したが、共振コンデンサにいわゆるバリアブルコンデ
ンサをサーボモータ駆動などキャパシタンスを可変制御
できる可変インピーダンス型のものを使用して、共振コ
イルのインダクタンスを大きくするかわりにキャパシタ
ンスを小さくしてもよく、共振コイル、共振コンデンサ
とも可変インピーダンス型として組み合わせて用いても
よいことは、インダクタンスが大きくキャパシタンスが
小さい程、共振電圧が大きくなることから明らかであ
る。

【００２９】（参考例５） 次に、本発明の第５の参考例について図面を参照しなが
ら説明する。

【００３０】図５は本参考例の誘導加熱用インバータ装
置を示している。４０は直流電源、４１は共振コイルで
誘導加熱の負荷となる鍋４２と磁気結合している。４３
はスイッチング素子、４４は前記共振コイル４１に並列
に接続した可変インピーダンス型の共振コンデンサでキ
ャパシタンスを可変制御することができる。４５は前記
スイッチング素子４３に接続し周期的に導通遮断させる
制御手段である。４６は前記直流電源４０からの入力電
力を検知する入力電力検知手段でカレントトランス４７
で検知した前記直流電源４０からの入力電流を整流・平
均することで入力電力に比例した電圧を出力する。４８
は前記スイッチング素子を導通遮断する周波数すなわち
インバータの動作周波数を検知する動作周波数検知手段
で、前記制御手段４５が前記スイッチング４３を導通遮
断する信号をいわゆるＦ／Ｖ変換するなどで前記周波数
に比例した電圧を出力する。４９は前記入力電力検知手
段４６と前記動作周波数検知手段４８に接続したインピ
ーダンス指令手段で、前記動作周波数検知手段４８の出
力が前記入力電力検知手段４６の出力より大きいときは
前記共振コンデンサ４４のキャパシタンスを大きくする
ように制御する。

【００３１】例えば前記鍋４０の種類が変わるなど負荷
変動で前記共振コイル４１のインダクタンスが減少して
入力電力のわりにインバータの動作周波数が高くなる
と、前記入力電力検知手段４６の出力より前記動作周波
数検知手段４８の出力が大きくなって前記インピーダン
ス指令手段４９は前記共振コンデンサ４４のキャパシタ
ンスを大きくする。従って、インバータの動作周波数が
低減される。

【００３２】以上のように構成されたインバータ装置
は、負荷変動によるインバータの動作周波数の増大を防
ぐことができるので、前記スイッチング素子４３のスイ
ッチング損失の増大を防ぐことができ、高効率、小形、
低騒音のインバータ装置を得ることができる。

【００３３】（参考例６） 以下、本発明の第６の参考例について図面を参照しなが
ら説明する。

【００３４】図６は本参考例の誘導加熱用インバータ装
置を示している。５０は直流電源、５１は共振コイルで
誘導加熱の負荷となる鍋５２と磁気結合している。５３
はスイッチング素子、５４は前記共振コイル５１に並列
に接続した可変インピーダンス型の共振コンデンサ、５
５は前記スイッチング素子５３に接続し周期的に導通遮
断させる制御手段、５６は前記共振コイル５１と前記共
振コンデンサ５４の共振周波数を検知する共振周波数検
知手段で、前記スイッチング素子５３の遮断期間の逆数
に比例した電圧を出力する。５７は前記共振周波数検知
手段５６に接続したインピーダンス指令手段で、前記共
振周波数検知手段５６の出力が所定の値以上のとき前記
共振コンデンサのキャパシタンスを大きくするように制
御する。

【００３５】図６のインバータの動作波形は図１３に示
すものと同じ波形となる。ＶSW、ＩSWはそれぞれは前記
スイッチング素子５３の電圧、電流である。例えば前記
鍋５２の種類が変わるなど負荷変動で前記共振コイル５
１のインダクタンスが減少して、前記共振コイル５１と
前記共振コンデンサ５４の共振周波数が高くなると、図
１４のオフ期間ｔ1〜ｔ2は共振期間であるのでこれが短
くなる。前記共振周波数検知手段５６はｔ2−ｔ1の逆
数、すなわち前記共振周波数に比例した電圧を出力する
ので、これが大きくなって、所定の値に達すると、前記
インピーダンス指令手段５７は前記共振コンデンサ５４
のキャパシタンスを大きくする。従って、前記共振周波
数が低減されて、インバータの動作周波数が低減され
る。前記共振周波数はインバータの入力電力に関わらず
略一定であるから、この手段によれば前記第５の手段の
ように入力電力で補正しなくてもよく、構成が簡単にな
る。

【００３６】以上のように構成されたインバータ装置
は、簡単な構成で負荷変動によるインバータの動作周波
数の増大を防ぐことができるので、前記スイッチング素
子５３のスイッチング損失の増大を防ぐことができ、高
効率、小形、低騒音のインバータ装置を得ることができ
る。

【００３７】なお、本参考例では、スイッチング素子の
電圧で共振周波数を検知したが、スイッチング素子の電
流で検知してもよく、制御手段５５がスイッチング素子
５３を遮断する信号を検知してもよい。要は共振周波数
と相関のあるインバータ中の任意の物理量で共振周波数
を検知すればよい。

【００３８】第５、第６の参考例において、共振コンデ
ンサに可変インピーダンス型のものを使用した例で説明
したが、共振コイルに可変インピーダンス型のものを使
用して、共振コンデンサのキャパシタンスを大きくする
かわりに共振コイルのインダクタンスを小さくしてもよ
く、共振コイル、共振コンデンサとも可変インピーダン
ス型として組み合わせて用いてもよいことは明らかであ
る。

【００３９】（参考例７） 次に本発明の第７の参考例について図面を参照しながら
説明する。

【００４０】図７（ａ）は本参考例の誘導加熱用インバ
ータ装置を示している。５８は直流電源、５９は共振コ
イルで誘導加熱の負荷となる鍋６０と磁気結合してい
る。６１はスイッチング素子、６２は前記共振コイル５
９に並列に接続した可変インピーダンス型の共振コンデ
ンサ、６３は前記スイッチング素子６１に接続し周期的
に導通遮断させる制御手段である。６４は前記スイッチ
ング素子６１の電圧を検知するスイッチング素子電圧検
知手段で前記スイッチング素子６１の電圧のピーク値Ｖ
SWPに比例した電圧を出力する。６５は前記スイッチン
グ素子電圧検知手段６４に接続したインピーダンス指令
手段で、前記スイッチング素子電圧検知手段６４の出力
が所定の値ＶHより大きいときは前記共振コンデンサ６
２のキャパシタンスＣを大きくするように制御する。

【００４１】例えば鍋６０の種類など負荷変動で前記共
振コイル５９の等価抵抗が小さくなると、共振電圧が大
きくなるので前記スイッチング素子６１の電圧のピーク
値ＶSWPが大きくなる。前記スイッチング素子電圧検知
手段６４の出力電圧が大きくなり、所定の値より大きく
なると前記インピーダンス指令手段で前記共振コンデン
サ６２のキャパシタンスＣを大きくする。前記共振電圧
は共振コンデンサのキャパシタンスが大きいほど小さく
なるから、前記スイッチング素子６１の電圧の増大が抑
えられ、前記スイッチング素子６１の耐圧を越さないよ
うにすることができる。以上の動作を図７（ｂ）に示
す。通常の負荷では前記キャパシタンスＣと前記ピーク
値ＶSWPは図の負荷Ａの一点鎖線ような特性を示し点ａ
で動作する。ところが前記等価抵抗が小さくなるような
負荷では図の負荷Ｂのような特性を示し、Ｃが図のＣ0
のままでは点ｂで動作するのでＶSWPが非常に高くなっ
てしまうので前記スイッチング素子６１を保護するため
に入力電力を下げなければならない。図７（ａ）のイン
バータでは図７（ｂ）のＣ（ＶSWP）のように前記キャ
パシタンスＣを制御するので負荷Ｂの場合でもＶSWPの
低い点ｂ2で動作する。

【００４２】以上のように構成されたインバータ装置
は、負荷変動があってもスイッチング素子の耐圧で入力
電力が制限されないので、ハイパワーのものが得られ
る。

【００４３】なお、本参考例では、スイッチング素子の
電圧を直接検知したが、スイッチング素子の電流、共振
コイルの電圧、電流、共振コンデンサの電圧、電流など
で間接的に検知してもよいことはもちろんである。

【００４４】（参考例８） 次に、本発明の第８の手段の参考例について図面を参照
しながら説明する。

【００４５】図８（ａ）は本参考例の誘導加熱用インバ
ータ装置を示している。６６は直流電源、６７は共振コ
イルで誘導加熱の負荷となる鍋６８と磁気結合してい
る。６９はスイッチング素子、７０は前記共振コイル６
７に並列に接続した可変インピーダンス型の共振コンデ
ンサ、７１は前記スイッチング素子６９に接続し周期的
に導通遮断させる制御手段、７２は前記スイッチング素
子６８の逆電流期間ＴDを検知する逆期間検知手段で、
カレントトランス７３で前記スイッチング素子６９の電
流を検出、整流して計時することで、前記逆電流期間に
比例した電圧を出力する。７４はインピーダンス指令手
段で、前記逆期間検知手段７２で検知した逆電流期間Ｔ
Dが所定の値ＴHより大きいときは前記共振コンデンサ７
０のキャパシタンスＣを大きくするように制御する。

【００４６】図８（ａ）のインバータの動作波形は図１
３と同じ波形となる。ＶSW、ＩSWはそれぞれは前記スイ
ッチング素子６９の電圧、電流である。前記鍋６８の種
類による負荷変動で前記共振コイル６７の等価抵抗が小
さくなると、前記共振コイル６７と共振コンデンサ７０
の共振電圧が大きくなって、図１３のｉDが大きくな
る。従って、図１３の逆電流期間ＴDが大きくなって所
定の値ＴHを越える。ここで前記インピーダンス指令手
段７４は前記共振コンデンサ７０のキャパシタンスＣを
大きくするので、前記共振電圧が小さくなって、ＶSWの
ピーク値ＶSWPが小さくなる。以上の動作を図８（ｂ）
に示す。通常の負荷では前記キャパシタンスＣと前記逆
電流期間ＴDは図左半分の負荷Ａの一点鎖線ような特性
を示し点Ａで動作する。このときのＶSWPは図右半分の
負荷Ａの一点鎖線上の点ａである。ところが前記等価抵
抗が小さくなるような負荷では図左半分のの負荷Ｂのよ
うな特性を示し、Ｃが図のＣ0のままでは点Ｂ1で動作す
るので図右半分の点ｂ1になりＶSWPが非常に高くなって
しまうので前記スイッチング素子６９を保護するために
入力電力を下げなければならない。図８（ａ）のインバ
ータでは図８（ｂ）のＣ（ＴD）のように前記キャパシ
タンスＣを制御するので負荷Ｂの場合でも点Ｂ2で動作
するので図右半分の点ｂ2になり低いＶSWPで動作する。

【００４７】以上のように構成されたインバータ装置
は、負荷変動があっても前記スイッチング素子６９の電
圧の増大が抑えられ、前記スイッチング素子６９の耐圧
を越さないようにすることができるので、スイッチング
素子の耐圧で入力電力が制限されず、ハイパワーのもの
が得られる。

【００４８】なお、本参考例では、逆電流期間を検知す
るのにカレントトランスを用いたが抵抗を用いてもよ
い。

【００４９】また、第１〜第４、第６〜第８の参考例
で、インピーダンス指令手段の動作する所定の値は、固
定されたものでなくインバータの状態や使用者の設定な
どに応じて変化させてもよいことはもちろんである。

【００５０】（実施例１） 次に、本発明の第１の実施例について図面を参照しなが
ら説明する。

【００５１】図９は本実施例の誘導加熱用インバータ装
置を示している。７５は直流電源、７６は共振コイルで
誘導加熱の負荷となる鍋７７と磁気結合している。７８
はスイッチング素子、７９は前記共振コイル７６に並列
に接続した可変インピーダンス型の共振コンデンサ、８
０は前記スイッチング素子７８に接続し周期的に導通遮
断させる制御手段、８１は前記スイッチング素子７８の
遷移タイミングを検知するタイミング検知手段、８２は
前記タイミング検知手段８１に接続したインピーダンス
指令手段で前記スイッチング素子７８のターンオフ直後
またはターンオン直前の若干の期間、前記共振コンデン
サ７９のキャパシタンスＣを大きくする。

【００５２】前記スイッチング素子７８のスイッチング
損失をより低減するためにはターンオフ時のＶSW立ち上
がり、ターンオン時のＶSW立ち下がりを緩やかにすれば
よいが、そのために共振コンデンサ７９の容量を定常的
に大きくするとＶSWの共振振幅が低下して零電圧ターン
オンが実現できなくなり、スイッチング損失がかえって
増大する。図９のインバータでは動作タイミングに合わ
せて前記共振コンデンサ７９のキャパシタンスを変化さ
せることでこの問題を解決して前記スイッチング素子７
８の損失を十分に小さくする。

【００５３】図１０は本実施例のインバータ装置の動作
を説明する動作波形図である。図でＣは前記共振コンデ
ンサ７９のキャパシタンス、ＶSW、ＩSWはそれぞれ前記
スイッチング素子７８の電圧、電流である。時刻ｔ0〜
ｔ1は前記スイッチング素子７８が導通しており、ＩSW
すなわち前記共振コイル７６の電流は一様に増加する。
時刻ｔ1で前記スイッチング素子７９をターンオフする
と同時にＣを通常のＣ0からＣ1まで増加させる。これは
前記タイミング検知手段８１でＶSW＞０になったことを
検知して前記インピーダンス指令手段８２で行う。ＶSW
が増大して所定の値Ｖ0に達した時刻Ｔ1でＣをＣ0に戻
す。期間ｔ1〜Ｔ1ではＣが大きいのでＶSWの立ち上がり
が緩やかで前記スイッチング素子７８のターンオフ損失
が小さい。次に再びＶSWがＶ0に達した時刻Ｔ2でＣをＣ
0からＣ1に増加させ、時刻ｔ2で前記スイッチング素子
７８がターンオンすると同時にＣをＣ0に戻す。期間Ｔ1
〜Ｔ2ではＣが大きくないのでＶSWの十分な共振振幅が
得られ、零電圧スイッチングが確保される。期間Ｔ2〜
ｔ2ではＣが大きいのでＶSWの立ち下がりが緩やかで前
記スイッチング素子７８のターンオン損失が小さい。

【００５４】以上のように構成された本実施例のインバ
ータ装置は、ターンオフ、ターンオンの遷移時にＶSWの
変化を緩やかにしてスイッチング損失を低減し、しかも
ＶSWの共振振幅は十分に確保できるので零電圧スイッチ
ングが維持できる。従って、高効率、小形、低騒音のイ
ンバータ装置を得ることができる。

【００５５】なお、本実施例では、タイミングを前記ス
イッチング素子７８の電圧で検知したが、前記制御手段
８０の信号と計時回路で行うなど任意の方法を用いるこ
とができるのは明かである。また、図１０のＣの破線の
ように期間Ｔ1〜Ｔ2期間以外全部Ｃを大きくしておいて
も、また任意の値にしておいても何ら支障がないことは
前記スイッチング素子７８が導通している間は前記共振
コンデンサ７９が前記直流電源７５に直接接続された形
になるのでインバータの動作に影響を与えないことから
容易にわかる。ターンオフ時、ターンオン時のＣの大き
さは同じＣ1でなく値を変えてもよいし、いずれかのみ
Ｃを大きくしても効果を得ることができる。さらに、図
１０ではＣをステップ状に変えたが連続的に変化させて
もよい。要はターンオフ後またはターンオン前の適当な
期間、前記共振コンデンサ７９のキャパシタンスを大き
くすればよい。

【００５６】（参考例９） 次に、本発明の第９の参考例について図面を参照しなが
ら説明する。

【００５７】図１１（ａ）は本参考例の誘導加熱用イン
バータ装置を示している。８３は直流電源、８４は可変
インピーダンス型の共振コイルで誘導加熱の負荷となる
鍋８５と磁気結合している。８６はスイッチング素子、
８７は前記共振コイル８４に並列に接続した共振コンデ
ンサ、８８は前記スイッチング素子８６に接続し周期的
に導通遮断させる制御手段、８９は前記直流電源８３か
らの入力電力を検知する入力電力検知手段でカレントト
ランス９０で前記直流電源８３からの入力電流を検出、
整流・平均して前記入力電力に比例した電圧を出力す
る。９１は前記入力電力検知手段８９に接続した誤差検
出手段で前記入力電力検知手段８９の出力と入力電力設
定信号の誤差増幅を行う。９２は前記誤差検出手段に接
続したインピーダンス指令手段で、前期入力電力が入力
電力設定信号で設定した所定の値になるように、前記共
振コイル８４のインダクタンスを帰還制御する。

【００５８】図１１（ｂ）は図１１（ａ）の動作を説明
する特性図である。インバータを一定周波数で動作させ
た場合、前記共振コイル８４のインダクタンスＬと入力
電力Ｐは図１１（ｂ）のような関係にある。ここで目的
の入力電力ＰSに制御するためにはインダクタンスを負
荷１の場合にはＬ1に、負荷２の場合にはＬ2にする必要
がある。図１１（ａ）のインバータは前記誤差検出手段
９１の信号が零に近付くように前記インダクタンスＬが
帰還制御されるから、図１１（ｂ）のように負荷に種類
がある場合でも負荷１、負荷２に応じてそれぞれＬ1、
Ｌ2に制御され、目的の電力を得ることができる。

【００５９】以上のように構成されたインバータ装置
は、インバータの電力可変を共振コイルのインダクタン
スを帰還制御して変化させることによって行なうことが
できる。従って、周波数を変化させないで必要な可変制
御を行なうことができるので、隣接するインバータとの
干渉音がなく、低騒音のインバータ装置を得ることがで
きる。

【００６０】なお、本参考例では、入力電力をカレント
トランスで検出したが抵抗を用いてもよく、共振コイル
の電流などインバータ中の入力電力と相関のある任意の
物理量を用いることができる。また、可変インピーダン
ス型共振コイルのかわりにキャパシタンスを可変できる
共振コンデンサを用いてもよい。この場合キャパシタン
スＣが大きくなるほど回路インピーダンスが低下するの
で入力電力が大きくなる。また、可変インピーダンス型
の共振コイルと共振コンデンサを組み合わせて用いても
よい。さらに、前記制御手段８８は周波数一定制御でな
く、ある程度可変できるようにして、周波数可変による
電力制御と周波数一定での電力制御を組み合わせて用い
てもよい。

【００６１】以上の実施例又は参考例において、電源は
電池で構成したが交流電源を整流平滑して用いてもよ
く、平滑せずに脈流で用いてもよく、任意の直流電源を
もちいることができる。また、スイッチング素子として
バイポーラトランジスタで説明したが、ＭＯＳＦＥＴ、
ＩＧＢＴ、ＧＴＯサイリスタなどどのようなスイッチン
グ素子を用いてもよい。共振コンデンサの位置は共振コ
イルと並列の場合で説明したが、スイッチング素子と並
列に接続しても、両方を組み合わせてもよい。共振コイ
ルは誘導加熱の加熱コイルの場合で説明したが、電子レ
ンジなどで使用されるマグネトロン電源用の高周波トラ
ンスや超音波発生のための共振コイルなどでもよい。さ
らに第２、第５の参考例では、カレントトランスで入力
電力を検知したが抵抗で検知してもよい。また共振コイ
ル電流の平均値を検知してもよく、通常インバータの制
御手段に含まれる入力電力設定電圧を利用してもよい。
要はインバータ中の入力電力と相関のある任意の物理量
を利用して入力電力を検知すればよい。

【００６２】

【発明の効果】以上のように本発明は、ターンオフ、タ
ーンオンの遷移時にＶSW（スイッチン グ素子に加わる電
圧）の変化を緩やかにし、しかもＶSWの共振振幅は十分
に確保できるので零電圧スイッチングが維持でき、高効
率、小形、低騒音のインバータ装置を提供することがで
きる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の参考例におけるインバータ装置
の構成図

【図２】本発明の第２の参考例におけるインバータ装置
の構成図

【図３】本発明の第３の参考例におけるインバータ装置
の構成図

【図４】本発明の第４の参考例におけるインバータ装置
の構成図

【図５】本発明の第５の参考例におけるインバータ装置
の構成図

【図６】本発明の第６の参考例におけるインバータ装置
の構成図

【図７】（ａ）本発明の第７の参考例におけるインバー
タ装置の構成図（ｂ）同装置の動作を説明する特性図

【図８】（ａ）本発明の第８の参考例におけるインバー
タ装置の構成図（ｂ）同装置の動作を説明する特性図

【図９】本発明の第１の実施例におけるインバータ装置
の構成図

【図１０】同装置の動作を説明する動作波形図

【図１１】（ａ）本発明の第９の参考例におけるインバ
ータ装置の構成図 （ｂ）同装置の動作を説明する特性図

【図１２】従来のインバータ装置の構成図

【図１３】同装置の動作を説明する動作波形図

【符号の説明】

６ 共振コイル ７ スイッチング素子 ８ 共振コンデンサ ９ 制御手段 １０ 共振振幅検知手段 １１ インピーダンス指令手段 １２ 直流電源

フロントページの続き (72)発明者 弘田 泉生 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電 器産業株式会社内 審査官 佐々木 訓 (56)参考文献 特開 平４−340368（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−162681（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−79779（ＪＰ，Ａ) 特開 昭55−11653（ＪＰ，Ａ) 特開 昭57−156680（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−134779（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−12380（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−98590（ＪＰ，Ａ) 実開 平４−81396（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 7/48 - 7/98 H05B 6/12

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電源に直列に接続した共振コイルと
   スイッチング素子と、前記共振コイルまたはスイッチン
   グ素子に並列に接続した共振コンデンサと、前記スイッ
   チング素子に接続し周期的に導通遮断させる制御手段
   と、前記スイッチング素子の遷移タイミングを検知する
   タイミング検知手段と、前記タイミング検知手段に接続
   したインピーダンス指令手段を有し、前記共振コンデン
   サは可変インピーダンス型のものを用い前記インピーダ
   ンス指令手段に接続し、前記スイッチング素子のターン
   オフ直後またはターンオン直前の若干の期間、前記共振
   コンデンサのキャパシタンスを周期的に大きくするイン
   バータ装置。