JPH05326128A - 高周波インバータ - Google Patents
高周波インバータInfo
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- JPH05326128A JPH05326128A JP4125851A JP12585192A JPH05326128A JP H05326128 A JPH05326128 A JP H05326128A JP 4125851 A JP4125851 A JP 4125851A JP 12585192 A JP12585192 A JP 12585192A JP H05326128 A JPH05326128 A JP H05326128A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 本発明は簡単な構成で、電力と周波数を容易
に独立制御することができる高周波インバータを提供す
ることを目的としている。 【構成】 直流電源１１と、この直流電源に接続した高
周波磁界を発生する共振コイル６と、この共振コイルに
接続した共振コンデンサ７と、この共振コイルと共振コ
ンデンサを駆動する逆阻止スイッチング素子９および逆
導通スイッチング素子８と、前記逆阻止スイッチング素
子と逆導通スイッチング素子を制御する制御回路１０を
備え、前記直流電源の正方向出力電流が順電流となる方
向に前記逆導通スイッチング素子と前記逆阻止スイッチ
ング素子を配置したものである。
に独立制御することができる高周波インバータを提供す
ることを目的としている。 【構成】 直流電源１１と、この直流電源に接続した高
周波磁界を発生する共振コイル６と、この共振コイルに
接続した共振コンデンサ７と、この共振コイルと共振コ
ンデンサを駆動する逆阻止スイッチング素子９および逆
導通スイッチング素子８と、前記逆阻止スイッチング素
子と逆導通スイッチング素子を制御する制御回路１０を
備え、前記直流電源の正方向出力電流が順電流となる方
向に前記逆導通スイッチング素子と前記逆阻止スイッチ
ング素子を配置したものである。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は一般家庭で使用される誘
導加熱調理器などに用いられる高周波インバータに関す
るものである。
導加熱調理器などに用いられる高周波インバータに関す
るものである。
【０００２】
【従来の技術】近年、この種の高周波インバータに対し
ては、複数口化など並列使用等による負荷対応範囲の拡
大や、ノイズの低減などが求められている。
ては、複数口化など並列使用等による負荷対応範囲の拡
大や、ノイズの低減などが求められている。
【０００３】以下、従来の誘導加熱調理器用の高周波イ
ンバータの構成について図１３に基づいて説明する。１
は高周波磁界を発生して図示していない上部に載置した
鍋等の負荷を加熱する共振コイルである。２は共振コイ
ル１に並列に接続された共振コンデンサである。３は共
振コイル１と共振コンデンサ２とを作動させる逆導通ス
イッチング素子で、バイポーラトランジスタに逆並列に
接続されたダイオードで構成している。４は前記逆導通
スイッチング素子３を制御する制御回路である。５は直
流電源で、前記共振コイル１と逆導通スイッチング素子
３の直列回路に電力を供給している。
ンバータの構成について図１３に基づいて説明する。１
は高周波磁界を発生して図示していない上部に載置した
鍋等の負荷を加熱する共振コイルである。２は共振コイ
ル１に並列に接続された共振コンデンサである。３は共
振コイル１と共振コンデンサ２とを作動させる逆導通ス
イッチング素子で、バイポーラトランジスタに逆並列に
接続されたダイオードで構成している。４は前記逆導通
スイッチング素子３を制御する制御回路である。５は直
流電源で、前記共振コイル１と逆導通スイッチング素子
３の直列回路に電力を供給している。
【０００４】以上の構成で、制御回路４は逆導通スイッ
チング素子３を周期的に導通・遮断して、共振コイル１
に高周波電流を流し、共振コイル１より発生する高周波
磁界によって負荷を誘導加熱するものである。
チング素子３を周期的に導通・遮断して、共振コイル１
に高周波電流を流し、共振コイル１より発生する高周波
磁界によって負荷を誘導加熱するものである。
【０００５】図１４は、この高周波インバータの逆導通
スイッチング素子３の動作波形を示している。ＶSW・Ｉ
SWは、それぞれ逆導通スイッチング素子３の電圧・電流
を示している。Ｔ1は逆導通スイッチング素子３が導通
している期間を示しており、これを変化させることによ
って高周波インバータの入力電力を可変制御する。
スイッチング素子３の動作波形を示している。ＶSW・Ｉ
SWは、それぞれ逆導通スイッチング素子３の電圧・電流
を示している。Ｔ1は逆導通スイッチング素子３が導通
している期間を示しており、これを変化させることによ
って高周波インバータの入力電力を可変制御する。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら前記従来
の構成では、図１４に示しているＶSWのように、スイッ
チング素子責務の小さい零電圧スイッチングを行うため
に、期間ｔ1〜ｔ2が共振コイル１と共振コンデンサ２の
共振周期で固定されている。従って入力電力を制御する
ため導通期間Ｔ1を変化させると、発振周期Ｔ0が連動し
て変化せざるを得ないものである。この電力と動作周波
数を独立して制御できないということは、産業・民生応
用上、次のような問題となるものである。 （１）複数口の誘導加熱調理器や、大形の負荷を加熱す
るため誘導加熱装置を並列に使用する場合、隣合う加熱
コイルの誘導加熱周波数が異なると、その差の周波数が
可聴域に入って、干渉雑音として聞こえる。 （２）よく知られているように、小さい負荷や非磁性負
荷は高い周波数が、大きい負荷や磁性負荷は低い周波数
が適するなど、加熱用途や負荷に応じて最適の加熱周波
数域が存在する。前記従来の構成では、この最適周波数
域で目的の電力を得ることができない場合がある。この
場合は、負荷対応範囲を狭くするか、非効率的な加熱を
行わざるを得ないものである。 （３）動作周波数範囲が広いため、ノイズフィルタがそ
れをカバーしきれず、電源に漏れるノイズが大きくな
る。またテレビの赤外線リモコンの変調周波数など、特
定周波数で周辺機器に妨害を及ぼす場合、その周波数を
避けて使用することが困難である。
の構成では、図１４に示しているＶSWのように、スイッ
チング素子責務の小さい零電圧スイッチングを行うため
に、期間ｔ1〜ｔ2が共振コイル１と共振コンデンサ２の
共振周期で固定されている。従って入力電力を制御する
ため導通期間Ｔ1を変化させると、発振周期Ｔ0が連動し
て変化せざるを得ないものである。この電力と動作周波
数を独立して制御できないということは、産業・民生応
用上、次のような問題となるものである。 （１）複数口の誘導加熱調理器や、大形の負荷を加熱す
るため誘導加熱装置を並列に使用する場合、隣合う加熱
コイルの誘導加熱周波数が異なると、その差の周波数が
可聴域に入って、干渉雑音として聞こえる。 （２）よく知られているように、小さい負荷や非磁性負
荷は高い周波数が、大きい負荷や磁性負荷は低い周波数
が適するなど、加熱用途や負荷に応じて最適の加熱周波
数域が存在する。前記従来の構成では、この最適周波数
域で目的の電力を得ることができない場合がある。この
場合は、負荷対応範囲を狭くするか、非効率的な加熱を
行わざるを得ないものである。 （３）動作周波数範囲が広いため、ノイズフィルタがそ
れをカバーしきれず、電源に漏れるノイズが大きくな
る。またテレビの赤外線リモコンの変調周波数など、特
定周波数で周辺機器に妨害を及ぼす場合、その周波数を
避けて使用することが困難である。
【０００７】本発明はこのような従来の課題を解決する
もので、簡単な構成で、電力と周波数を容易に独立制御
することができる高周波インバータを提供することを第
一の目的としている。また前記第一の目的を達成する第
二・第三・第四・第五の手段を提供することを、第二・
第三・第四・第五の目的とするものである。
もので、簡単な構成で、電力と周波数を容易に独立制御
することができる高周波インバータを提供することを第
一の目的としている。また前記第一の目的を達成する第
二・第三・第四・第五の手段を提供することを、第二・
第三・第四・第五の目的とするものである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】第一の目的を達成するた
めの本発明の第一の手段は、直流電源と、この直流電源
に接続した高周波磁界を発生する共振コイルと、この共
振コイルに接続した共振コンデンサと、この共振コイル
と共振コンデンサを駆動する逆阻止スイッチング素子お
よび逆導通スイッチング素子と、前記逆阻止スイッチン
グ素子と逆導通スイッチング素子を制御する制御回路を
備え、前記直流電源の正方向出力電流が順電流となる方
向に前記逆導通スイッチング素子と前記逆阻止スイッチ
ング素子を配置した高周波インバータとするものであ
る。
めの本発明の第一の手段は、直流電源と、この直流電源
に接続した高周波磁界を発生する共振コイルと、この共
振コイルに接続した共振コンデンサと、この共振コイル
と共振コンデンサを駆動する逆阻止スイッチング素子お
よび逆導通スイッチング素子と、前記逆阻止スイッチン
グ素子と逆導通スイッチング素子を制御する制御回路を
備え、前記直流電源の正方向出力電流が順電流となる方
向に前記逆導通スイッチング素子と前記逆阻止スイッチ
ング素子を配置した高周波インバータとするものであ
る。
【０００９】第二の目的を達成するための本発明の第二
の手段は、直流電源と、この直流電源に接続した高周波
磁界を発生する共振コイルと、この共振コイルに接続し
た共振コンデンサと、この共振コイルと共振コンデンサ
を駆動する逆阻止スイッチング素子および逆導通スイッ
チング素子と、前記逆阻止スイッチング素子と逆導通ス
イッチング素子を制御する制御回路を備え、前記直流電
源の正方向出力電流が順電流となる方向に前記逆導通ス
イッチング素子を配置し、逆電流となる方向に前記逆阻
止スイッチング素子を配置した高周波インバータとする
ものである。
の手段は、直流電源と、この直流電源に接続した高周波
磁界を発生する共振コイルと、この共振コイルに接続し
た共振コンデンサと、この共振コイルと共振コンデンサ
を駆動する逆阻止スイッチング素子および逆導通スイッ
チング素子と、前記逆阻止スイッチング素子と逆導通ス
イッチング素子を制御する制御回路を備え、前記直流電
源の正方向出力電流が順電流となる方向に前記逆導通ス
イッチング素子を配置し、逆電流となる方向に前記逆阻
止スイッチング素子を配置した高周波インバータとする
ものである。
【００１０】また第三の目的を達成するための本発明の
第三の手段は、直流電源と、この直流電源に接続した高
周波磁界を発生する共振コイルと、この共振コイルに接
続した共振コンデンサと、この共振コイルと共振コンデ
ンサを駆動する第一の逆阻止スイッチング素子・第二の
逆阻止スイッチング素子と、前記第一・第二の逆阻止ス
イッチング素子を制御する制御回路を備え、前記直流電
源の正方向出力電流が順電流となる方向に前記第一・第
二の逆阻止スイッチング素子を配置した高周波インバー
タとするものである。
第三の手段は、直流電源と、この直流電源に接続した高
周波磁界を発生する共振コイルと、この共振コイルに接
続した共振コンデンサと、この共振コイルと共振コンデ
ンサを駆動する第一の逆阻止スイッチング素子・第二の
逆阻止スイッチング素子と、前記第一・第二の逆阻止ス
イッチング素子を制御する制御回路を備え、前記直流電
源の正方向出力電流が順電流となる方向に前記第一・第
二の逆阻止スイッチング素子を配置した高周波インバー
タとするものである。
【００１１】第四の目的を達成するための本発明の第四
の手段は、直流電源と、この直流電源に接続した高周波
磁界を発生する共振コイルと、この共振コイルに接続し
た共振コンデンサと、この共振コイルと共振コンデンサ
を駆動する第一の逆阻止スイッチング素子・第二の逆阻
止スイッチング素子と、前記第一・第二の逆阻止スイッ
チング素子を制御する制御回路を備え、前記直流電源の
正方向出力電流が順電流となる方向に前記第一の逆素子
スイッチング素子を配置し、逆電流となる方向に前記第
二の逆阻止スイッチング素子を配置した高周波インバー
タとするものである。
の手段は、直流電源と、この直流電源に接続した高周波
磁界を発生する共振コイルと、この共振コイルに接続し
た共振コンデンサと、この共振コイルと共振コンデンサ
を駆動する第一の逆阻止スイッチング素子・第二の逆阻
止スイッチング素子と、前記第一・第二の逆阻止スイッ
チング素子を制御する制御回路を備え、前記直流電源の
正方向出力電流が順電流となる方向に前記第一の逆素子
スイッチング素子を配置し、逆電流となる方向に前記第
二の逆阻止スイッチング素子を配置した高周波インバー
タとするものである。
【００１２】さらに第五の目的を達成するための本発明
の第五の手段は、前記本発明の第一の手段・同第二の手
段・同第三の手段あるいは同第四の手段の構成に加え、
制御回路は、発振周期を設定する周波数設定回路と、パ
ワーを設定する設定回路と、装置の入力電力または出力
電力を検知する電力検知回路と、前記パワー設定回路の
出力と電力検知回路の出力とを受けて、この誤差に応じ
て発振１周期に対するスイッチング素子の導通比を前記
発振器に指令する誤差増幅器と、前記誤差増幅器の出力
と周波数設定回路の出力に応じた発振周期の信号を発生
する発振器を有する高周波インバータとするものであ
る。
の第五の手段は、前記本発明の第一の手段・同第二の手
段・同第三の手段あるいは同第四の手段の構成に加え、
制御回路は、発振周期を設定する周波数設定回路と、パ
ワーを設定する設定回路と、装置の入力電力または出力
電力を検知する電力検知回路と、前記パワー設定回路の
出力と電力検知回路の出力とを受けて、この誤差に応じ
て発振１周期に対するスイッチング素子の導通比を前記
発振器に指令する誤差増幅器と、前記誤差増幅器の出力
と周波数設定回路の出力に応じた発振周期の信号を発生
する発振器を有する高周波インバータとするものであ
る。
【００１３】
【作用】本発明の第一の手段は、１周期中のスイッチン
グ素子の導通比を可変して、動作周期を一定にした状態
で電力を制御するものである。つまり、電力と動作周波
数を独立に制御できる高周波インバータとして作用す
る。
グ素子の導通比を可変して、動作周期を一定にした状態
で電力を制御するものである。つまり、電力と動作周波
数を独立に制御できる高周波インバータとして作用す
る。
【００１４】また本発明の第二の手段は、本発明の第一
の手段による作用に加え、逆阻止スイッチング素子に印
可される逆電圧を小さくして、逆耐圧の低い素子の使用
を可能とするもので、より安価な高周波インバータとし
て作用する。
の手段による作用に加え、逆阻止スイッチング素子に印
可される逆電圧を小さくして、逆耐圧の低い素子の使用
を可能とするもので、より安価な高周波インバータとし
て作用する。
【００１５】本発明の第三の手段は、小形・高効率な高
周波インバータとして作用するものである。つまり、第
一の逆阻止スイッチング素子の電流を有効に電力として
利用し、スイッチング素子の電流を軽減してスイッチン
グ素子の損失を低減するものである。
周波インバータとして作用するものである。つまり、第
一の逆阻止スイッチング素子の電流を有効に電力として
利用し、スイッチング素子の電流を軽減してスイッチン
グ素子の損失を低減するものである。
【００１６】本発明の第四の手段は、さらに安価で小形
・高効率な高周波インバータとして作用するものであ
る。つまり、第二の逆阻止スイッチング素子に印可され
る逆電圧が小さくなり、逆耐圧の低い素子を使用できる
ものである。
・高効率な高周波インバータとして作用するものであ
る。つまり、第二の逆阻止スイッチング素子に印可され
る逆電圧が小さくなり、逆耐圧の低い素子を使用できる
ものである。
【００１７】さらに本発明の第五の手段は、容易に目的
の周波数及び電力で動作させることができるので、最適
加熱周波数を追随しながら目的の電力で加熱するなど制
御性の良い高周波インバータとして作用するものであ
る。
の周波数及び電力で動作させることができるので、最適
加熱周波数を追随しながら目的の電力で加熱するなど制
御性の良い高周波インバータとして作用するものであ
る。
【００１８】
【実施例】以下本発明の第一の手段の実施例について、
図１を参照しながら説明する。６は直流電源１１に接続
した高周波磁界を発生する共振コイルで、本実施例では
この上に載置している鍋を誘導加熱する。７はこの共振
コイル６に並列に接続し、共振回路を構成している共振
コンデンサである。８は共振コイル６に直列に接続した
逆導通スイッチング素子で、本実施例ではバイポーラト
ランジスタと逆並列ダイオードで構成している。９は共
振コンデンサ７に並列に接続した逆阻止スイッチング素
子で、本実施例ではバイポーラトランジスタと直列ダイ
オードで構成している。１０は、逆阻止スイッチング素
子９と逆導通スイッチング素子８を制御する制御回路で
ある。制御回路１０の出力ＶD1・ＶD2は、逆導通スイッ
チング素子８及び前記逆阻止スイッチング素子９のゲー
トＧ1・Ｇ2に接続されており、これらの導通・遮断を制
御している。本実施例では、逆導通スイッチング素子８
と逆阻止スイッチング素子９は、直流電源１１の正方向
出力電流ＩSが、順電流ＩSW1・ＩSW2となる図のような
方向に配置している。
図１を参照しながら説明する。６は直流電源１１に接続
した高周波磁界を発生する共振コイルで、本実施例では
この上に載置している鍋を誘導加熱する。７はこの共振
コイル６に並列に接続し、共振回路を構成している共振
コンデンサである。８は共振コイル６に直列に接続した
逆導通スイッチング素子で、本実施例ではバイポーラト
ランジスタと逆並列ダイオードで構成している。９は共
振コンデンサ７に並列に接続した逆阻止スイッチング素
子で、本実施例ではバイポーラトランジスタと直列ダイ
オードで構成している。１０は、逆阻止スイッチング素
子９と逆導通スイッチング素子８を制御する制御回路で
ある。制御回路１０の出力ＶD1・ＶD2は、逆導通スイッ
チング素子８及び前記逆阻止スイッチング素子９のゲー
トＧ1・Ｇ2に接続されており、これらの導通・遮断を制
御している。本実施例では、逆導通スイッチング素子８
と逆阻止スイッチング素子９は、直流電源１１の正方向
出力電流ＩSが、順電流ＩSW1・ＩSW2となる図のような
方向に配置している。
【００１９】以下本実施例の動作について説明する。制
御回路１０が逆導通スイッチング素子８と逆阻止スイッ
チング素子９を周期的に導通・遮断して、共振コイル６
に高周波の交流電流を流している。この結果、共振コイ
ル６には高周波交流磁界が発生し、この上に載置されて
いる鍋等の負荷が誘導加熱されるものである。
御回路１０が逆導通スイッチング素子８と逆阻止スイッ
チング素子９を周期的に導通・遮断して、共振コイル６
に高周波の交流電流を流している。この結果、共振コイ
ル６には高周波交流磁界が発生し、この上に載置されて
いる鍋等の負荷が誘導加熱されるものである。
【００２０】以下、図２を用いてその動作を説明する。
ＶSW1・ＩSW1は、それぞれ逆導通スイッチング素子８の
電圧・電流を、ＶSW2・ＩSW2はそれぞれ逆阻止スイッチ
ング素子９の電圧・電流を、ＩLは共振コイル６の電流
を示している。またＴ1・Ｔ2は、それぞれ逆導通スイッ
チング素子８・逆阻止スイッチング素子９が導通してい
る期間を示している。
ＶSW1・ＩSW1は、それぞれ逆導通スイッチング素子８の
電圧・電流を、ＶSW2・ＩSW2はそれぞれ逆阻止スイッチ
ング素子９の電圧・電流を、ＩLは共振コイル６の電流
を示している。またＴ1・Ｔ2は、それぞれ逆導通スイッ
チング素子８・逆阻止スイッチング素子９が導通してい
る期間を示している。
【００２１】期間ｔ0〜ｔ1は、制御回路１０が逆導通ス
イッチング素子８を導通制御している。このため、共振
コイル６には直流電源１１の電圧ＶSが印可された状態
となり、ＩL（＝ＩSW1）は増大する。時刻ｔ1で、制御
回路１０は逆導通スイッチング素子８を遮断する。この
ため、ＩLは共振コンデンサ７に流れ込みＬＣ共振状態
となる。この共振状態となった結果、ＶSW1は期間ｔ1〜
ｔ2のように共振の弧を描いて緩やかに上昇して一旦電
源電圧ＶSを通過した後、上昇・下降して再びＶSに達す
る。ＶSW2＝ＶS−ＶSW1であるから、ＶSW2は負の共振の
弧を描いた後時刻ｔ2で零に達する。
イッチング素子８を導通制御している。このため、共振
コイル６には直流電源１１の電圧ＶSが印可された状態
となり、ＩL（＝ＩSW1）は増大する。時刻ｔ1で、制御
回路１０は逆導通スイッチング素子８を遮断する。この
ため、ＩLは共振コンデンサ７に流れ込みＬＣ共振状態
となる。この共振状態となった結果、ＶSW1は期間ｔ1〜
ｔ2のように共振の弧を描いて緩やかに上昇して一旦電
源電圧ＶSを通過した後、上昇・下降して再びＶSに達す
る。ＶSW2＝ＶS−ＶSW1であるから、ＶSW2は負の共振の
弧を描いた後時刻ｔ2で零に達する。
【００２２】制御回路１０は次いで、時刻ｔ2の前、Ｖ
SW2が負の期間中に、逆阻止スイッチング素子９を構成
するバイポーラトランジスタを導通制御する。こうする
と時刻ｔ2で逆阻止スイッチング素子９は自然に導通
し、ＩSW2＝−ＩLが流れる。この状態は、共振コイル６
を逆阻止スイッチング素子９で短絡した状態に等しいの
で、共振コイル６の電流ＩLはほとんど減衰せずに維持
される。
SW2が負の期間中に、逆阻止スイッチング素子９を構成
するバイポーラトランジスタを導通制御する。こうする
と時刻ｔ2で逆阻止スイッチング素子９は自然に導通
し、ＩSW2＝−ＩLが流れる。この状態は、共振コイル６
を逆阻止スイッチング素子９で短絡した状態に等しいの
で、共振コイル６の電流ＩLはほとんど減衰せずに維持
される。
【００２３】時刻ｔ3で、制御回路１０は逆阻止スイッ
チング素子９を遮断する。このため共振コイル６の電流
ＩLは、再び共振コンデンサ７に流れ込み、期間ｔ3〜ｔ
4のようにＬＣ共振状態の緩やかな変化でＶSW1が下降す
る。時刻ｔ4でＶSW1が零に達して、時刻ｔ0の状態に戻
り発振が継続する。
チング素子９を遮断する。このため共振コイル６の電流
ＩLは、再び共振コンデンサ７に流れ込み、期間ｔ3〜ｔ
4のようにＬＣ共振状態の緩やかな変化でＶSW1が下降す
る。時刻ｔ4でＶSW1が零に達して、時刻ｔ0の状態に戻
り発振が継続する。
【００２４】以上のように本実施例の高周波インバータ
は、逆阻止スイッチング素子９の導通時間Ｔ2を変化さ
せることによって、零電圧スイッチングを維持した状態
で、逆導通スイッチング素子８の遮断期間ｔ1〜ｔ4を自
由に変えることができるものである。
は、逆阻止スイッチング素子９の導通時間Ｔ2を変化さ
せることによって、零電圧スイッチングを維持した状態
で、逆導通スイッチング素子８の遮断期間ｔ1〜ｔ4を自
由に変えることができるものである。
【００２５】ところで高周波インバータの電力Ｐは、Ｖ
Sと、ＩSの平均値すなわちＩSW1の平均値の積である。
本実施例では、１周期Ｔ0の時間を一定に維持しておい
て、Ｔ1・Ｔ2の時間を変化させている。このためＩSW1
の平均値が変化し、電力Ｐを可変制御することができる
ものである。すなわち、逆阻止スイッチング素子９の導
通比Ｔ2／Ｔ0を増大させるときは、これに応じてＴ0が
一定になるようにＴ1を減小させるとＩSW1が小さくなる
ものである。さらに加えて、Ｔ1／Ｔ0が小さくなるので
ＩSW1の平均値も小さくなり、電力Ｐが減少する。この
様子を図３に示している。 このように本実施例の高周
波インバータは、周波数を一定に維持した状態で電力を
自由に可変制御することができる。また、容易に類推で
きるように、電力を一定に維持した状態で周波数を自由
に可変制御することもできる。すなわち、周波数と電力
を独立に可変制御することができる。さらにスイッチン
グ素子の零電圧スイッチングが維持されているので責務
が小さく、発生するノイズも小さいものである。
Sと、ＩSの平均値すなわちＩSW1の平均値の積である。
本実施例では、１周期Ｔ0の時間を一定に維持しておい
て、Ｔ1・Ｔ2の時間を変化させている。このためＩSW1
の平均値が変化し、電力Ｐを可変制御することができる
ものである。すなわち、逆阻止スイッチング素子９の導
通比Ｔ2／Ｔ0を増大させるときは、これに応じてＴ0が
一定になるようにＴ1を減小させるとＩSW1が小さくなる
ものである。さらに加えて、Ｔ1／Ｔ0が小さくなるので
ＩSW1の平均値も小さくなり、電力Ｐが減少する。この
様子を図３に示している。 このように本実施例の高周
波インバータは、周波数を一定に維持した状態で電力を
自由に可変制御することができる。また、容易に類推で
きるように、電力を一定に維持した状態で周波数を自由
に可変制御することもできる。すなわち、周波数と電力
を独立に可変制御することができる。さらにスイッチン
グ素子の零電圧スイッチングが維持されているので責務
が小さく、発生するノイズも小さいものである。
【００２６】次に本発明の第二の手段の実施例につい
て、図４を参照しながら説明する。１２・１３・１４・
１５・１６・１７は、共振コイル・共振コンデンサ・逆
導通スイッチング素子・逆阻止スイッチング素子・制御
回路・直流電源で前記実施例と同様のものである。本実
施例では、逆導通スイッチング素子１４は直流電源１７
の正方向出力電流ＩSが順電流ＩSWとなるような方向
に、逆阻止スイッチング素子１５はＩSが逆電流となる
方向に配置している。
て、図４を参照しながら説明する。１２・１３・１４・
１５・１６・１７は、共振コイル・共振コンデンサ・逆
導通スイッチング素子・逆阻止スイッチング素子・制御
回路・直流電源で前記実施例と同様のものである。本実
施例では、逆導通スイッチング素子１４は直流電源１７
の正方向出力電流ＩSが順電流ＩSWとなるような方向
に、逆阻止スイッチング素子１５はＩSが逆電流となる
方向に配置している。
【００２７】以下本実施例の動作について説明する。本
実施例の誘導加熱調理器用の高周波インバータも、前記
実施例と同様、逆導通スイッチング素子８と逆阻止スイ
ッチング素子９を周期的に導通・遮断して、共振コイル
６に高周波の交流電流を流し、発生する高周波交流磁界
によって、この上に載置されている鍋等の負荷を誘導加
熱するものである。
実施例の誘導加熱調理器用の高周波インバータも、前記
実施例と同様、逆導通スイッチング素子８と逆阻止スイ
ッチング素子９を周期的に導通・遮断して、共振コイル
６に高周波の交流電流を流し、発生する高周波交流磁界
によって、この上に載置されている鍋等の負荷を誘導加
熱するものである。
【００２８】以下、図５を用いてインバータの動作を説
明する。ＶSW1・ＩSW1は、それぞれ逆導通スイッチング
素子１４の電圧・電流を、ＶSW2・ＩSW2はそれぞれ逆阻
止スイッチング素子１５の電圧・電流を、ＩLは共振コ
イル１２の電流を示している。またＴ1・Ｔ2は、それぞ
れ逆導通スイッチング素子１４・逆阻止スイッチング素
子１５が導通している期間を示している。
明する。ＶSW1・ＩSW1は、それぞれ逆導通スイッチング
素子１４の電圧・電流を、ＶSW2・ＩSW2はそれぞれ逆阻
止スイッチング素子１５の電圧・電流を、ＩLは共振コ
イル１２の電流を示している。またＴ1・Ｔ2は、それぞ
れ逆導通スイッチング素子１４・逆阻止スイッチング素
子１５が導通している期間を示している。
【００２９】制御回路１６は期間ｔ0〜ｔ1で、逆導通ス
イッチング素子１４を導通制御する。逆導通スイッチン
グ素子１４が導通すると、共振コイル１２に直流電源１
７の電圧ＶSが印可された状態となり、ＩL（＝ＩSW1）
は増大していく。次いで時刻ｔ1で、逆導通スイッチン
グ素子１４を遮断する。逆導通スイッチング素子１４が
遮断されれば、ＩLは共振コンデンサ１３に流れ込みＬ
Ｃ共振状態となる。このため期間ｔ1〜ｔ2のように、Ｖ
SW1が緩やかに上昇して電源電圧ＶSに到達する。またＶ
SW2＝ＶS−ＶSW1であるから、時刻ｔ2でＶSW2は−ＶSか
ら零に達する。このとき時刻ｔ2の前、ＶSW2が負の期間
中に、逆阻止スイッチング素子１５を構成するバイポー
ラトランジスタを導通させると、時刻ｔ2で逆阻止スイ
ッチング素子１５は自然に導通しＩSW2（＝ＩL）が流れ
る。この状態は、共振コイル１２を逆阻止スイッチング
素子１５で短絡した状態と等しいため、共振コイル１２
の電流ＩLはほとんど減衰せずに維持される。次いで時
刻ｔ3で、逆阻止スイッチング素子１５を遮断する。逆
阻止スイッチング素子１５を遮断すると、共振コイル１
２の電流ＩLは再び前記共振コンデンサ１３に流れ込ん
でＬＣ共振状態となる。従って期間ｔ3〜ｔ4のように、
ＶSW1は共振の弧を描いて上昇・下降し、時刻ｔ4で零に
達して、時刻ｔ0の状態に戻り発振が継続する。
イッチング素子１４を導通制御する。逆導通スイッチン
グ素子１４が導通すると、共振コイル１２に直流電源１
７の電圧ＶSが印可された状態となり、ＩL（＝ＩSW1）
は増大していく。次いで時刻ｔ1で、逆導通スイッチン
グ素子１４を遮断する。逆導通スイッチング素子１４が
遮断されれば、ＩLは共振コンデンサ１３に流れ込みＬ
Ｃ共振状態となる。このため期間ｔ1〜ｔ2のように、Ｖ
SW1が緩やかに上昇して電源電圧ＶSに到達する。またＶ
SW2＝ＶS−ＶSW1であるから、時刻ｔ2でＶSW2は−ＶSか
ら零に達する。このとき時刻ｔ2の前、ＶSW2が負の期間
中に、逆阻止スイッチング素子１５を構成するバイポー
ラトランジスタを導通させると、時刻ｔ2で逆阻止スイ
ッチング素子１５は自然に導通しＩSW2（＝ＩL）が流れ
る。この状態は、共振コイル１２を逆阻止スイッチング
素子１５で短絡した状態と等しいため、共振コイル１２
の電流ＩLはほとんど減衰せずに維持される。次いで時
刻ｔ3で、逆阻止スイッチング素子１５を遮断する。逆
阻止スイッチング素子１５を遮断すると、共振コイル１
２の電流ＩLは再び前記共振コンデンサ１３に流れ込ん
でＬＣ共振状態となる。従って期間ｔ3〜ｔ4のように、
ＶSW1は共振の弧を描いて上昇・下降し、時刻ｔ4で零に
達して、時刻ｔ0の状態に戻り発振が継続する。
【００３０】以上のように本実施例の高周波インバータ
は、前記実施例と同様、逆阻止スイッチング素子１５の
導通時間Ｔ2を変化させることによって、零電圧スイッ
チングを維持した状態で、逆導通スイッチング素子１４
の遮断期間ｔ1〜ｔ4を自由に変えることができる。従っ
て、前記図３のように周期Ｔ0を一定に維持して、逆阻
止スイッチング素子１５の導通比Ｔ2／Ｔ0を変化させる
ことによって電力Ｐを可変制御することができる。ま
た、電力を一定に維持した状態で周波数を自由に可変制
御することもできる。すなわち、周波数と電力を独立に
可変制御することができる。さらにスイッチング素子の
零電圧スイッチングが維持されているので責務が小さ
く、発生するノイズも小さい。
は、前記実施例と同様、逆阻止スイッチング素子１５の
導通時間Ｔ2を変化させることによって、零電圧スイッ
チングを維持した状態で、逆導通スイッチング素子１４
の遮断期間ｔ1〜ｔ4を自由に変えることができる。従っ
て、前記図３のように周期Ｔ0を一定に維持して、逆阻
止スイッチング素子１５の導通比Ｔ2／Ｔ0を変化させる
ことによって電力Ｐを可変制御することができる。ま
た、電力を一定に維持した状態で周波数を自由に可変制
御することもできる。すなわち、周波数と電力を独立に
可変制御することができる。さらにスイッチング素子の
零電圧スイッチングが維持されているので責務が小さ
く、発生するノイズも小さい。
【００３１】本実施例では特に、前記実施例に比べて、
逆阻止スイッチングの逆電圧が小さくなるものである。
すなわち、図１の構成では、図２のＶSW2よりわかるよ
うに逆阻止スイッチング素子の逆電圧がＬＣ共振電圧の
ピーク値−ＶSWPになっている。時刻ｔ4で共振電圧が再
びＶSに到達するためには、ＶSWP＞ＶSであることが必
要である。この点、図５のＶSW2に示される本実施例の
逆阻止スイッチング素子１５の逆電圧−ＶSは、図１の
逆阻止スイッチング素子９の逆電圧より小さく、しかも
負荷や設定周波数・設定電力の影響を受けないものであ
る。従って本実施例では、逆耐圧の小さい安価な素子を
使用することができる。またＩＧＢＴなどでは逆耐圧を
有するので、図１・図４の構成のような直列ダイオード
なしで逆阻止スイッチング素子を構成することができ
る。また一般に逆耐圧を小さくすると、高速になる性質
が知られており、高速のＩＧＢＴを用いて、損失の小さ
い高周波インバータを提供することができる。
逆阻止スイッチングの逆電圧が小さくなるものである。
すなわち、図１の構成では、図２のＶSW2よりわかるよ
うに逆阻止スイッチング素子の逆電圧がＬＣ共振電圧の
ピーク値−ＶSWPになっている。時刻ｔ4で共振電圧が再
びＶSに到達するためには、ＶSWP＞ＶSであることが必
要である。この点、図５のＶSW2に示される本実施例の
逆阻止スイッチング素子１５の逆電圧−ＶSは、図１の
逆阻止スイッチング素子９の逆電圧より小さく、しかも
負荷や設定周波数・設定電力の影響を受けないものであ
る。従って本実施例では、逆耐圧の小さい安価な素子を
使用することができる。またＩＧＢＴなどでは逆耐圧を
有するので、図１・図４の構成のような直列ダイオード
なしで逆阻止スイッチング素子を構成することができ
る。また一般に逆耐圧を小さくすると、高速になる性質
が知られており、高速のＩＧＢＴを用いて、損失の小さ
い高周波インバータを提供することができる。
【００３２】次に本発明の第三の手段の実施例について
図６を参照しながら説明する。１８は共振コイル、１９
は共振コンデンサである。２０は第一の逆阻止スイッチ
ング素子、２１は第二の逆阻止スイッチング素子で、本
実施例ではバイポーラトランジスタと直列ダイオードで
構成している。２２は制御回路である。制御回路２２の
出力ＶD1・ＶD2は、第一の逆阻止スイッチング素子２０
及び第二の逆阻止スイッチング素子２１のゲートＧ1・
Ｇ2に接続されており、これらの導通・遮断を制御して
いる。また本実施例では、直流電源２３の正方向出力電
流ＩSが順電流ＩS W1・ＩSW2となるような方向に、第一
の逆阻止スイッチング素子２０及び第二の逆阻止スイッ
チング素子２１を配置している。
図６を参照しながら説明する。１８は共振コイル、１９
は共振コンデンサである。２０は第一の逆阻止スイッチ
ング素子、２１は第二の逆阻止スイッチング素子で、本
実施例ではバイポーラトランジスタと直列ダイオードで
構成している。２２は制御回路である。制御回路２２の
出力ＶD1・ＶD2は、第一の逆阻止スイッチング素子２０
及び第二の逆阻止スイッチング素子２１のゲートＧ1・
Ｇ2に接続されており、これらの導通・遮断を制御して
いる。また本実施例では、直流電源２３の正方向出力電
流ＩSが順電流ＩS W1・ＩSW2となるような方向に、第一
の逆阻止スイッチング素子２０及び第二の逆阻止スイッ
チング素子２１を配置している。
【００３３】以下本実施例の動作について説明する。本
実施例の高周波インバータは、第一の逆阻止スイッチン
グ素子２０と第二の逆阻止スイッチング素子２１を周期
的に導通・遮断することによって、共振コイル１８に高
周波交流電流を流し、発生する高周波交流磁界によって
共振コイル１８上に載置している鍋を誘導加熱するもの
である。以下、図７を用いてその動作を説明する。Ｖ
SW1・ＩSW1は、それぞれ第一の逆阻止スイッチング素子
２０の電圧・電流を、ＶSW2・ＩSW2はそれぞれ第二の逆
阻止スイッチング素子２１の電圧・電流を、ＩLは共振
コイル１８の電流を示している。またＴ1・Ｔ2は、それ
ぞれ第一の逆阻止スイッチング素子２０・第二の逆阻止
スイッチング素子２１が導通している期間を示してい
る。
実施例の高周波インバータは、第一の逆阻止スイッチン
グ素子２０と第二の逆阻止スイッチング素子２１を周期
的に導通・遮断することによって、共振コイル１８に高
周波交流電流を流し、発生する高周波交流磁界によって
共振コイル１８上に載置している鍋を誘導加熱するもの
である。以下、図７を用いてその動作を説明する。Ｖ
SW1・ＩSW1は、それぞれ第一の逆阻止スイッチング素子
２０の電圧・電流を、ＶSW2・ＩSW2はそれぞれ第二の逆
阻止スイッチング素子２１の電圧・電流を、ＩLは共振
コイル１８の電流を示している。またＴ1・Ｔ2は、それ
ぞれ第一の逆阻止スイッチング素子２０・第二の逆阻止
スイッチング素子２１が導通している期間を示してい
る。
【００３４】期間ｔ0〜ｔ1で、制御回路２２は第一の逆
阻止スイッチング素子２０を導通制御している。このた
め、共振コイル１８には直流電源２３の電圧ＶSが印可
され、ＩL（＝ＩSW1）は増大していく。次いで時刻ｔ1
で、逆阻止スイッチング素子２０を遮断する。逆阻止ス
イッチング素子２０が遮断されると、ＩLは共振コンデ
ンサ１９に流れ込みＬＣ共振状態となる。従ってＶSW1
は、期間ｔ1〜ｔ2のように共振の弧を描いて緩やかに上
昇して、一旦電源電圧ＶSを通過した後、上昇・下降し
て再びＶSに達する。また、ＶSW2＝ＶS−ＶSW1であるか
らＶSW2は負の共振の弧を描いた後、時刻ｔ2で零に達す
る。このとき制御回路２２は、時刻ｔ2の前、ＶSW2が負
の期間中に第二の逆阻止スイッチング素子２１を構成す
るバイポーラトランジスタを導通制御する。こうすると
時刻ｔ2で第二の逆阻止スイッチング素子２１は自然に
導通し、ＩSW2（＝−ＩL）が流れる。この状態は共振コ
イル１８を、第二の逆阻止スイッチング素子２１で短絡
したことと等価な状態であるため、共振コイル１８に流
れる電流ＩLはほとんど減衰せずに維持される。次いで
制御回路２２は、時刻ｔ3で第二の逆阻止スイッチング
素子２１を遮断する。第二の逆阻止スイッチング素子２
１が遮断されると、共振コイル１８の電流ＩLは再び共
振コンデンサ１９に流れ込む。こうしてＶSW1は、期間
ｔ3〜ｔ4のようにＬＣ共振状態の緩やかな変化で下降
し、零を通過した後、共振の弧を描いて下降・上昇し
て、時刻ｔ4で再び零に達する。こうして、時刻ｔ0の状
態に戻り発振が継続する。
阻止スイッチング素子２０を導通制御している。このた
め、共振コイル１８には直流電源２３の電圧ＶSが印可
され、ＩL（＝ＩSW1）は増大していく。次いで時刻ｔ1
で、逆阻止スイッチング素子２０を遮断する。逆阻止ス
イッチング素子２０が遮断されると、ＩLは共振コンデ
ンサ１９に流れ込みＬＣ共振状態となる。従ってＶSW1
は、期間ｔ1〜ｔ2のように共振の弧を描いて緩やかに上
昇して、一旦電源電圧ＶSを通過した後、上昇・下降し
て再びＶSに達する。また、ＶSW2＝ＶS−ＶSW1であるか
らＶSW2は負の共振の弧を描いた後、時刻ｔ2で零に達す
る。このとき制御回路２２は、時刻ｔ2の前、ＶSW2が負
の期間中に第二の逆阻止スイッチング素子２１を構成す
るバイポーラトランジスタを導通制御する。こうすると
時刻ｔ2で第二の逆阻止スイッチング素子２１は自然に
導通し、ＩSW2（＝−ＩL）が流れる。この状態は共振コ
イル１８を、第二の逆阻止スイッチング素子２１で短絡
したことと等価な状態であるため、共振コイル１８に流
れる電流ＩLはほとんど減衰せずに維持される。次いで
制御回路２２は、時刻ｔ3で第二の逆阻止スイッチング
素子２１を遮断する。第二の逆阻止スイッチング素子２
１が遮断されると、共振コイル１８の電流ＩLは再び共
振コンデンサ１９に流れ込む。こうしてＶSW1は、期間
ｔ3〜ｔ4のようにＬＣ共振状態の緩やかな変化で下降
し、零を通過した後、共振の弧を描いて下降・上昇し
て、時刻ｔ4で再び零に達する。こうして、時刻ｔ0の状
態に戻り発振が継続する。
【００３５】以上のように、本実施例の高周波インバー
タは前記各実施例と同様、周期Ｔ0を一定に維持して、
第二の逆阻止スイッチング素子２１の導通比Ｔ2／Ｔ0を
変化させ、電力Ｐを可変制御することができる。また電
力を一定に維持した状態で、周波数を自由に可変制御す
ることもできる。すなわち、周波数と電力を独立に可変
制御することができる。さらにスイッチング素子は、零
電圧スイッチングが維持されているので責務が小さく、
発生するノイズも小さいものである。
タは前記各実施例と同様、周期Ｔ0を一定に維持して、
第二の逆阻止スイッチング素子２１の導通比Ｔ2／Ｔ0を
変化させ、電力Ｐを可変制御することができる。また電
力を一定に維持した状態で、周波数を自由に可変制御す
ることもできる。すなわち、周波数と電力を独立に可変
制御することができる。さらにスイッチング素子は、零
電圧スイッチングが維持されているので責務が小さく、
発生するノイズも小さいものである。
【００３６】特に本実施例の高周波インバータは、ＩS
（＝ＩSW1）が負になることがなく、スイッチング素子
の電流を電力として有効に利用することができ、スイッ
チング素子の損失を低減することができる。なんとなれ
ば、高周波インバータの電力ＰはＶSと、ＩSの平均値す
なわちＩSW1の平均値の積であるから、本発明の第一の
手段の実施例である図１の構成のようにＩSW1が負にな
るとそれに応じて正方向の電流を増加しなければなら
ず、逆導通スイッチング素子８の損失はそれだけ大きく
なるからである。
（＝ＩSW1）が負になることがなく、スイッチング素子
の電流を電力として有効に利用することができ、スイッ
チング素子の損失を低減することができる。なんとなれ
ば、高周波インバータの電力ＰはＶSと、ＩSの平均値す
なわちＩSW1の平均値の積であるから、本発明の第一の
手段の実施例である図１の構成のようにＩSW1が負にな
るとそれに応じて正方向の電流を増加しなければなら
ず、逆導通スイッチング素子８の損失はそれだけ大きく
なるからである。
【００３７】次に本発明の第四の手段の実施例につい
て、図８を参照しながら説明する。２４、２５は共振コ
イルと共振コンデンサである。２６、２７は前記共振コ
イル２４と共振コンデンサ２５を駆動する第一の逆阻止
スイッチング素子と第二の逆阻止スイッチング素子で、
本実施例ではバイポーラトランジスタと直列ダイオード
で構成している。２８は前記第一の逆阻止スイッチング
素子２６・第二の逆阻止スイッチング素子２７を制御す
る制御回路である。制御回路２８の出力ＶD1・Ｖ D2は、
第一の逆阻止スイッチング素子２６及び第二の逆阻止ス
イッチング素子２７のゲートＧ1・Ｇ2に接続されてお
り、これらの導通・遮断を制御している。ここで本実施
例では、直流電源２９の正方向出力電流ＩSが順電流Ｉ
SW1となる図のような方向に第一の逆阻止スイッチング
素子２６を、またＩSが逆電流となる図のような方向に
第二の逆阻止スイッチング素子２７を配置している。
て、図８を参照しながら説明する。２４、２５は共振コ
イルと共振コンデンサである。２６、２７は前記共振コ
イル２４と共振コンデンサ２５を駆動する第一の逆阻止
スイッチング素子と第二の逆阻止スイッチング素子で、
本実施例ではバイポーラトランジスタと直列ダイオード
で構成している。２８は前記第一の逆阻止スイッチング
素子２６・第二の逆阻止スイッチング素子２７を制御す
る制御回路である。制御回路２８の出力ＶD1・Ｖ D2は、
第一の逆阻止スイッチング素子２６及び第二の逆阻止ス
イッチング素子２７のゲートＧ1・Ｇ2に接続されてお
り、これらの導通・遮断を制御している。ここで本実施
例では、直流電源２９の正方向出力電流ＩSが順電流Ｉ
SW1となる図のような方向に第一の逆阻止スイッチング
素子２６を、またＩSが逆電流となる図のような方向に
第二の逆阻止スイッチング素子２７を配置している。
【００３８】以下本実施例の動作について図９に基づい
て説明する。ＶSW1・ＩSW1は、それぞれ第一の逆阻止ス
イッチング素子２６の電圧・電流を、ＶSW2・ＩSW2は、
第二の逆阻止スイッチング素子２７の電圧・電流を、Ｉ
Lは共振コイル２４の電流を示している。またＴ1・Ｔ2
は、第一の逆阻止スイッチング素子２６・第二の逆阻止
スイッチング素子２７が導通している期間を示してい
る。
て説明する。ＶSW1・ＩSW1は、それぞれ第一の逆阻止ス
イッチング素子２６の電圧・電流を、ＶSW2・ＩSW2は、
第二の逆阻止スイッチング素子２７の電圧・電流を、Ｉ
Lは共振コイル２４の電流を示している。またＴ1・Ｔ2
は、第一の逆阻止スイッチング素子２６・第二の逆阻止
スイッチング素子２７が導通している期間を示してい
る。
【００３９】期間ｔ0〜ｔ1で、制御回路２８は第一の逆
阻止スイッチング素子２６を導通制御する。第一の逆阻
止スイッチング素子２６が導通すれば、共振コイル２４
に直流電源２９の電圧ＶSが印可され、ＩL（＝ＩSW1）
は増大していく。次いで時刻ｔ1で、第一の逆阻止スイ
ッチング素子２６を遮断する。第一の逆阻止スイッチン
グ素子２６が遮断されると、ＩLは共振コンデンサ２５
に流れ込み、ＬＣ共振状態となる。従ってＶSW1は、期
間ｔ1〜ｔ2に示しているように緩やかに上昇して、電源
電圧ＶSに到達する。またＶSW2は、ＶSW2＝ＶS−ＶSW1
であるから時刻ｔ2でＶSW2は−ＶSから零に達する。次
いで制御回路２８は、時刻ｔ2の前、ＶSW 2が負の期間中
に、第二の逆阻止スイッチング素子２７を構成するバイ
ポーラトランジスタを導通制御する。バイポーラトラン
ジスタがこのタイミングで導通すると、時刻ｔ2で第二
の逆阻止スイッチング素子２７は自然に導通し、ＩSW2
（＝ＩL）が流れる。この状態は共振コイル２４を第二
の逆阻止スイッチング素子２７で短絡したと等価な状態
であるので、共振コイル２４の電流ＩLはほとんど減衰
せずに維持される。また時刻ｔ3で制御回路２８は第二
の逆阻止スイッチング素子２７を遮断制御している。第
二の逆阻止スイッチング素子２７が遮断されると、共振
コイル２４の電流ＩLは、再び共振コンデンサ２５に流
れ込んでＬＣ共振状態になる。従って、ＶSW1は期間ｔ3
〜ｔ4のように共振の弧を描いて上昇・下降し、零を通
過した後、負の共振の弧を描いて時刻ｔ4で再び零に達
して、時刻ｔ0の状態に戻り発振が継続する。
阻止スイッチング素子２６を導通制御する。第一の逆阻
止スイッチング素子２６が導通すれば、共振コイル２４
に直流電源２９の電圧ＶSが印可され、ＩL（＝ＩSW1）
は増大していく。次いで時刻ｔ1で、第一の逆阻止スイ
ッチング素子２６を遮断する。第一の逆阻止スイッチン
グ素子２６が遮断されると、ＩLは共振コンデンサ２５
に流れ込み、ＬＣ共振状態となる。従ってＶSW1は、期
間ｔ1〜ｔ2に示しているように緩やかに上昇して、電源
電圧ＶSに到達する。またＶSW2は、ＶSW2＝ＶS−ＶSW1
であるから時刻ｔ2でＶSW2は−ＶSから零に達する。次
いで制御回路２８は、時刻ｔ2の前、ＶSW 2が負の期間中
に、第二の逆阻止スイッチング素子２７を構成するバイ
ポーラトランジスタを導通制御する。バイポーラトラン
ジスタがこのタイミングで導通すると、時刻ｔ2で第二
の逆阻止スイッチング素子２７は自然に導通し、ＩSW2
（＝ＩL）が流れる。この状態は共振コイル２４を第二
の逆阻止スイッチング素子２７で短絡したと等価な状態
であるので、共振コイル２４の電流ＩLはほとんど減衰
せずに維持される。また時刻ｔ3で制御回路２８は第二
の逆阻止スイッチング素子２７を遮断制御している。第
二の逆阻止スイッチング素子２７が遮断されると、共振
コイル２４の電流ＩLは、再び共振コンデンサ２５に流
れ込んでＬＣ共振状態になる。従って、ＶSW1は期間ｔ3
〜ｔ4のように共振の弧を描いて上昇・下降し、零を通
過した後、負の共振の弧を描いて時刻ｔ4で再び零に達
して、時刻ｔ0の状態に戻り発振が継続する。
【００４０】以上のように、本実施例の高周波インバー
タは前記各実施例と同様、周期Ｔ0を一定に維持して、
第二の逆阻止スイッチング素子２１の導通比Ｔ2／Ｔ0を
変化させ、電力Ｐを可変制御することができる。また電
力を一定に維持した状態で、周波数を自由に可変制御す
ることもできる。すなわち、周波数と電力を独立に可変
制御することができる。さらにスイッチング素子は、零
電圧スイッチングが維持されているので責務が小さく、
発生するノイズも小さいものである。また、本発明の第
三の手段と同様に、ＩS（＝ＩSW1）が負になることがな
いので、スイッチング素子の電流を電力として有効に利
用することができ、損失を低減することができる。
タは前記各実施例と同様、周期Ｔ0を一定に維持して、
第二の逆阻止スイッチング素子２１の導通比Ｔ2／Ｔ0を
変化させ、電力Ｐを可変制御することができる。また電
力を一定に維持した状態で、周波数を自由に可変制御す
ることもできる。すなわち、周波数と電力を独立に可変
制御することができる。さらにスイッチング素子は、零
電圧スイッチングが維持されているので責務が小さく、
発生するノイズも小さいものである。また、本発明の第
三の手段と同様に、ＩS（＝ＩSW1）が負になることがな
いので、スイッチング素子の電流を電力として有効に利
用することができ、損失を低減することができる。
【００４１】特に本実施例では、前記本発明の第三の手
段の実施例に比べて、第二の逆阻止スイッチング素子２
７の逆電圧が小さいものである。すなわち、図６で示し
た本発明の第三の手段の実施例の場合は、図７のＶSW2
よりわかるように第二の逆阻止スイッチング素子２１の
逆電圧がＬＣ共振電圧のピーク値−ＶSWP1になってい
る。容易にわかるようにＶSWP1＞ＶSWP2であるので、図
９のＶSW2に示される図８の第二の逆阻止スイッチング
素子２７の逆電圧−ＶSWP2は、図６の第二の逆阻止スイ
ッチング素子２１の逆電圧−ＶSWP1より小さい。従って
本実施例の構成によれば、逆耐圧の小さい安価な素子を
使用することができる。また高速のＩＧＢＴを用いて、
損失の小さい高周波インバータを提供することができ
る。
段の実施例に比べて、第二の逆阻止スイッチング素子２
７の逆電圧が小さいものである。すなわち、図６で示し
た本発明の第三の手段の実施例の場合は、図７のＶSW2
よりわかるように第二の逆阻止スイッチング素子２１の
逆電圧がＬＣ共振電圧のピーク値−ＶSWP1になってい
る。容易にわかるようにＶSWP1＞ＶSWP2であるので、図
９のＶSW2に示される図８の第二の逆阻止スイッチング
素子２７の逆電圧−ＶSWP2は、図６の第二の逆阻止スイ
ッチング素子２１の逆電圧−ＶSWP1より小さい。従って
本実施例の構成によれば、逆耐圧の小さい安価な素子を
使用することができる。また高速のＩＧＢＴを用いて、
損失の小さい高周波インバータを提供することができ
る。
【００４２】なお前記各実施例においては、加熱コイル
は直流電源の正側に接続したが、負側に接続してもよ
い。図１０は本発明の第一の手段の第二の実施例で、加
熱コイルを直流電源の負側に接続している。本実施例で
は、３０は加熱コイル、３１は逆導通スイッチング素
子、３２は逆阻止スイッチング素子、３３は共振コンデ
ンサ、３４は制御回路、３５は直流電源である。
は直流電源の正側に接続したが、負側に接続してもよ
い。図１０は本発明の第一の手段の第二の実施例で、加
熱コイルを直流電源の負側に接続している。本実施例で
は、３０は加熱コイル、３１は逆導通スイッチング素
子、３２は逆阻止スイッチング素子、３３は共振コンデ
ンサ、３４は制御回路、３５は直流電源である。
【００４３】また前記各実施例においては、共振コンデ
ンサは共振コイルに並列に接続したが、本発明の第一の
手段・同第二の手段においては、逆導通スイッチング素
子に並列に接続してもよく、また共振コイルと逆導通ス
イッチング素子の両方に第一・第二の共振コンデンサを
それぞれ並列に接続してもよい。また本発明の第三の手
段・同第四の手段においては、第一の逆阻止スイッチン
グ素子に並列に接続してもよく、また共振コイルと逆阻
止スイッチング素子の両方に第一・第二の共振コンデン
サをそれぞれ並列に接続してもよい。
ンサは共振コイルに並列に接続したが、本発明の第一の
手段・同第二の手段においては、逆導通スイッチング素
子に並列に接続してもよく、また共振コイルと逆導通ス
イッチング素子の両方に第一・第二の共振コンデンサを
それぞれ並列に接続してもよい。また本発明の第三の手
段・同第四の手段においては、第一の逆阻止スイッチン
グ素子に並列に接続してもよく、また共振コイルと逆阻
止スイッチング素子の両方に第一・第二の共振コンデン
サをそれぞれ並列に接続してもよい。
【００４４】さらに前記各実施例においては、スイッチ
ング素子はｎｐｎバイポーラトランジスタとダイオード
で構成したが、ｎｐｎバイポーラトランジスタのかわり
にｐｎｐバイポーラトランジスタ・ＭＯＳＦＥＴ・ＩＧ
ＢＴ・ＳＩＴ・ＳＩサイリスタ・サイリスタなどを用い
てもよい。また逆阻止スイッチング素子を構成する直列
ダイオードを、実施例のようにコレクタに挿入するかわ
りにエミッタに挿入してもよい。さらに逆阻止スイッチ
ング素子として、逆阻止サイリスタ、逆耐圧の高いＩＧ
ＢＴなど、逆阻止機能のあるスイッチング素子一つで構
成してもよく、逆導通スイッチング素子として逆導通サ
イリスタ・逆導通ＩＧＢＴ・ＭＯＳＦＥＴなど逆導通機
能のあるスイッチング素子一つで構成してもよい。
ング素子はｎｐｎバイポーラトランジスタとダイオード
で構成したが、ｎｐｎバイポーラトランジスタのかわり
にｐｎｐバイポーラトランジスタ・ＭＯＳＦＥＴ・ＩＧ
ＢＴ・ＳＩＴ・ＳＩサイリスタ・サイリスタなどを用い
てもよい。また逆阻止スイッチング素子を構成する直列
ダイオードを、実施例のようにコレクタに挿入するかわ
りにエミッタに挿入してもよい。さらに逆阻止スイッチ
ング素子として、逆阻止サイリスタ、逆耐圧の高いＩＧ
ＢＴなど、逆阻止機能のあるスイッチング素子一つで構
成してもよく、逆導通スイッチング素子として逆導通サ
イリスタ・逆導通ＩＧＢＴ・ＭＯＳＦＥＴなど逆導通機
能のあるスイッチング素子一つで構成してもよい。
【００４５】また前記各実施例に使用している直流電源
は、交流電源を整流して形成してもよいし、各種電池を
用いてもよい。また、脈流やパルス状に直流電圧を印加
してもよいものである。
は、交流電源を整流して形成してもよいし、各種電池を
用いてもよい。また、脈流やパルス状に直流電圧を印加
してもよいものである。
【００４６】さらに前記各実施例は、誘導加熱用の高周
波インバータとして説明したが、蛍光ランプ点灯用・超
音波発生用・マグネトロン駆動電源用やスイッチング電
源用など種々の用途の高周波インバータに適用すること
ができる。
波インバータとして説明したが、蛍光ランプ点灯用・超
音波発生用・マグネトロン駆動電源用やスイッチング電
源用など種々の用途の高周波インバータに適用すること
ができる。
【００４７】次に本発明の第五の手段の実施例につい
て、図１１を参照しながら説明する。本実施例は、前記
各実施例に使用している制御回路に関するものである。
３６は制御回路で、発振周期を設定する周波数設定回路
３７と、パワーを設定する設定回路３８と、装置の入力
電力または出力電力を検知する電力検知回路３９と、前
記パワー設定回路の出力と電力検知回路の出力とを受け
て、この誤差に応じて発振１周期に対するスイッチング
素子の導通比を前記発振器に指令する誤差増幅器４０
と、前記誤差増幅器４０の出力と周波数設定回路３７の
出力に応じた発振周期の信号を発生する発振器４１を有
している。
て、図１１を参照しながら説明する。本実施例は、前記
各実施例に使用している制御回路に関するものである。
３６は制御回路で、発振周期を設定する周波数設定回路
３７と、パワーを設定する設定回路３８と、装置の入力
電力または出力電力を検知する電力検知回路３９と、前
記パワー設定回路の出力と電力検知回路の出力とを受け
て、この誤差に応じて発振１周期に対するスイッチング
素子の導通比を前記発振器に指令する誤差増幅器４０
と、前記誤差増幅器４０の出力と周波数設定回路３７の
出力に応じた発振周期の信号を発生する発振器４１を有
している。
【００４８】発振器４１の出力は、制御回路３６の出力
ＶD1・ＶD2となっている。周波数設定回路３７は、この
発振器４１に接続されており、その発振周期Ｔ0を指令
している。また誤差増幅器４０は、パワー設定回路３８
と電力検知回路３９と発振器４１に接続されており、パ
ワー設定回路３８の指令する電力と電力検知回路３９の
出力する高周波インバータの電力Ｐの誤差に応じて、発
振周期に対するスイッチング素子の導通比Ｔ2／Ｔ0を前
記発振器４１に指令している。
ＶD1・ＶD2となっている。周波数設定回路３７は、この
発振器４１に接続されており、その発振周期Ｔ0を指令
している。また誤差増幅器４０は、パワー設定回路３８
と電力検知回路３９と発振器４１に接続されており、パ
ワー設定回路３８の指令する電力と電力検知回路３９の
出力する高周波インバータの電力Ｐの誤差に応じて、発
振周期に対するスイッチング素子の導通比Ｔ2／Ｔ0を前
記発振器４１に指令している。
【００４９】以下本実施例の動作について説明する。本
実施例の制御回路３６は、周波数設定回路３７で設定さ
れた周波数で動作し、同時にパワー設定回路で設定され
た電力になるように、スイッチング素子の導通比Ｔ2／
Ｔ0を帰還制御しているものである。
実施例の制御回路３６は、周波数設定回路３７で設定さ
れた周波数で動作し、同時にパワー設定回路で設定され
た電力になるように、スイッチング素子の導通比Ｔ2／
Ｔ0を帰還制御しているものである。
【００５０】図１２は、本実施例の制御回路を用いた高
周波インバータの動作を説明する動作特性図である。い
ま本発明の第一の手段から同第四の手段の各実施例の高
周波インバータが、周波数１／ａ4、導通比Ｔ2／Ｔ0＝
ｂ2で動作していたとする。この場合は高周波インバー
タは、図１２のＢで示される動作点で動作しており、電
力Ｐはｐ1になっている。ここで、周波数を１／ａ3に変
化させると、動作点は図１２のＣに移り、電力Ｐは図１
２のｐ2に変化する。この場合本実施例の制御回路３６
を用いれば、周波数設定回路３７で周波数を１／ａ4か
ら１／ａ3に変化させたとき、パワー設定回路で設定し
た電力ｐ1が維持されように、Ｔ2／Ｔ0が図１２のｂ2か
らｂ1まで帰還制御される。従って、周波数と電力の設
定を容易に行うことができる。
周波インバータの動作を説明する動作特性図である。い
ま本発明の第一の手段から同第四の手段の各実施例の高
周波インバータが、周波数１／ａ4、導通比Ｔ2／Ｔ0＝
ｂ2で動作していたとする。この場合は高周波インバー
タは、図１２のＢで示される動作点で動作しており、電
力Ｐはｐ1になっている。ここで、周波数を１／ａ3に変
化させると、動作点は図１２のＣに移り、電力Ｐは図１
２のｐ2に変化する。この場合本実施例の制御回路３６
を用いれば、周波数設定回路３７で周波数を１／ａ4か
ら１／ａ3に変化させたとき、パワー設定回路で設定し
た電力ｐ1が維持されように、Ｔ2／Ｔ0が図１２のｂ2か
らｂ1まで帰還制御される。従って、周波数と電力の設
定を容易に行うことができる。
【００５１】尚、電力検知回路３９としては、カレント
トランスなどを用いて検出したＩSとＶSの積を演算して
用いてもよいし、簡易的に検出したＩSをそのまま用い
てもよい。また、共振コイルの電流または電圧を検出し
て用いてもよいし、それらの積を演算して用いてもよ
い。
トランスなどを用いて検出したＩSとＶSの積を演算して
用いてもよいし、簡易的に検出したＩSをそのまま用い
てもよい。また、共振コイルの電流または電圧を検出し
て用いてもよいし、それらの積を演算して用いてもよ
い。
【００５２】
【発明の効果】本発明の第一の手段は、直流電源と、こ
の直流電源に接続した高周波磁界を発生する共振コイル
と、この共振コイルに並列に接続した共振コンデンサ
と、この共振コンデンサに並列に接続した逆阻止スイッ
チング素子と、前記共振コイルに直列に接続した逆導通
スイッチング素子と、前記逆阻止スイッチング素子と逆
導通スイッチング素子を制御する制御回路を備え、前記
直流電源の正方向出力電流が順電流となる方向に前記逆
導通スイッチング素子と前記逆阻止スイッチング素子を
配置した高周波インバータとして、簡単な構成で、電力
と周波数を容易に独立制御することができる高周波イン
バータを提供することができるものである。
の直流電源に接続した高周波磁界を発生する共振コイル
と、この共振コイルに並列に接続した共振コンデンサ
と、この共振コンデンサに並列に接続した逆阻止スイッ
チング素子と、前記共振コイルに直列に接続した逆導通
スイッチング素子と、前記逆阻止スイッチング素子と逆
導通スイッチング素子を制御する制御回路を備え、前記
直流電源の正方向出力電流が順電流となる方向に前記逆
導通スイッチング素子と前記逆阻止スイッチング素子を
配置した高周波インバータとして、簡単な構成で、電力
と周波数を容易に独立制御することができる高周波イン
バータを提供することができるものである。
【００５３】本発明の第二の手段は、直流電源と、この
直流電源に接続した高周波磁界を発生する共振コイル
と、この共振コイルに並列に接続した共振コンデンサ
と、この共振コンデンサに並列に接続した逆阻止スイッ
チング素子と、前記共振コイルに直列に接続した逆導通
スイッチング素子と、前記逆阻止スイッチング素子と逆
導通スイッチング素子を制御する制御回路を備え、前記
直流電源の正方向出力電流が順電流となる方向に前記逆
導通スイッチング素子を配置し、逆電流となる方向に前
記逆阻止スイッチング素子を配置した高周波インバータ
として、前記本発明の第一の手段が有している効果に加
え、逆阻止スイッチング素子に印可される逆電圧が小さ
くなるため、逆耐圧の低い素子の使用を可能とするもの
で、より安価な高周波インバータを提供できるものであ
る。
直流電源に接続した高周波磁界を発生する共振コイル
と、この共振コイルに並列に接続した共振コンデンサ
と、この共振コンデンサに並列に接続した逆阻止スイッ
チング素子と、前記共振コイルに直列に接続した逆導通
スイッチング素子と、前記逆阻止スイッチング素子と逆
導通スイッチング素子を制御する制御回路を備え、前記
直流電源の正方向出力電流が順電流となる方向に前記逆
導通スイッチング素子を配置し、逆電流となる方向に前
記逆阻止スイッチング素子を配置した高周波インバータ
として、前記本発明の第一の手段が有している効果に加
え、逆阻止スイッチング素子に印可される逆電圧が小さ
くなるため、逆耐圧の低い素子の使用を可能とするもの
で、より安価な高周波インバータを提供できるものであ
る。
【００５４】また本発明の第三の手段は、直流電源と、
この直流電源に接続した高周波磁界を発生する共振コイ
ルと、この共振コイルに並列に接続した共振コンデンサ
と、この共振コンデンサに並列に接続した第二の逆阻止
スイッチング素子と、前記共振コイルに直列に接続した
第一の逆阻止スイッチング素子と、前記第一・第二の逆
阻止スイッチング素子を制御する制御回路を備え、前記
直流電源の正方向出力電流が順電流となる方向に前記第
一・第二の逆阻止スイッチング素子を配置した高周波イ
ンバータとして、本発明の第一の手段が有する効果に加
え、特に第一の逆阻止スイッチング素子の電流を有効に
電力として利用し、スイッチング素子の電流を軽減して
スイッチング素子の損失を低減する高周波インバータを
提供できるものである。また本発明の第四の手段は、直
流電源と、この直流電源に接続した高周波磁界を発生す
る共振コイルと、この共振コイルに並列に接続した共振
コンデンサと、この共振コンデンサに並列に接続した第
二の逆阻止スイッチング素子と、前記共振コイルに直列
に接続した第一の逆阻止スイッチング素子と、前記第一
・第二の逆阻止スイッチング素子を制御する制御回路を
備え、前記直流電源の正方向出力電流が順電流となる方
向に前記第一の逆素子スイッチング素子を配置し、逆電
流となる方向に前記第二の逆阻止スイッチング素子を配
置した高周波インバータとして、第二の逆阻止スイッチ
ング素子に印可される逆電圧が小さくなり、逆耐圧の低
い素子を使用できるため、さらに安価で小形・高効率な
高周波インバータを提供できるものである。
この直流電源に接続した高周波磁界を発生する共振コイ
ルと、この共振コイルに並列に接続した共振コンデンサ
と、この共振コンデンサに並列に接続した第二の逆阻止
スイッチング素子と、前記共振コイルに直列に接続した
第一の逆阻止スイッチング素子と、前記第一・第二の逆
阻止スイッチング素子を制御する制御回路を備え、前記
直流電源の正方向出力電流が順電流となる方向に前記第
一・第二の逆阻止スイッチング素子を配置した高周波イ
ンバータとして、本発明の第一の手段が有する効果に加
え、特に第一の逆阻止スイッチング素子の電流を有効に
電力として利用し、スイッチング素子の電流を軽減して
スイッチング素子の損失を低減する高周波インバータを
提供できるものである。また本発明の第四の手段は、直
流電源と、この直流電源に接続した高周波磁界を発生す
る共振コイルと、この共振コイルに並列に接続した共振
コンデンサと、この共振コンデンサに並列に接続した第
二の逆阻止スイッチング素子と、前記共振コイルに直列
に接続した第一の逆阻止スイッチング素子と、前記第一
・第二の逆阻止スイッチング素子を制御する制御回路を
備え、前記直流電源の正方向出力電流が順電流となる方
向に前記第一の逆素子スイッチング素子を配置し、逆電
流となる方向に前記第二の逆阻止スイッチング素子を配
置した高周波インバータとして、第二の逆阻止スイッチ
ング素子に印可される逆電圧が小さくなり、逆耐圧の低
い素子を使用できるため、さらに安価で小形・高効率な
高周波インバータを提供できるものである。
【００５５】更に本発明の第五の手段は、前記本発明の
第一の手段・同第二の手段・同第三の手段または同第四
の手段の構成に加え、制御回路は、発振周期を設定する
周波数設定回路と、パワーを設定する設定回路と、装置
の入力電力または出力電力を検知する電力検知回路と、
前記パワー設定回路の出力と電力検知回路の出力とを受
けて、この誤差に応じて発振１周期に対するスイッチン
グ素子の導通比を前記発振器に指令する誤差増幅器と、
前記誤差増幅器の出力と周波数設定回路の出力に応じた
発振周期の信号を発生する発振器を有する高周波インバ
ータとして、容易に目的の周波数及び電力で動作させる
ことができるので、最適加熱周波数を保ちながら目的の
電力で加熱することができる制御性の良い高周波インバ
ータを提供することが出来るものである。
第一の手段・同第二の手段・同第三の手段または同第四
の手段の構成に加え、制御回路は、発振周期を設定する
周波数設定回路と、パワーを設定する設定回路と、装置
の入力電力または出力電力を検知する電力検知回路と、
前記パワー設定回路の出力と電力検知回路の出力とを受
けて、この誤差に応じて発振１周期に対するスイッチン
グ素子の導通比を前記発振器に指令する誤差増幅器と、
前記誤差増幅器の出力と周波数設定回路の出力に応じた
発振周期の信号を発生する発振器を有する高周波インバ
ータとして、容易に目的の周波数及び電力で動作させる
ことができるので、最適加熱周波数を保ちながら目的の
電力で加熱することができる制御性の良い高周波インバ
ータを提供することが出来るものである。
【図１】本発明の第一の手段の実施例における高周波イ
ンバータの回路図
ンバータの回路図
【図２】同高周波インバータの動作を説明する波形図
【図３】同高周波インバータの動作を説明する動作特性
図
図
【図４】本発明の第二の手段の実施例における高周波イ
ンバータの回路図
ンバータの回路図
【図５】同高周波インバータの動作を説明する波形図
【図６】本発明の第三の手段の実施例における高周波イ
ンバータの回路図
ンバータの回路図
【図７】同高周波インバータの動作を説明する波形図
【図８】本発明の第四の手段の実施例における高周波イ
ンバータの回路図
ンバータの回路図
【図９】同高周波インバータの動作を説明する波形図
【図１０】本発明の第一の手段の第二の実施例における
高周波インバータの回路図
高周波インバータの回路図
【図１１】本発明の第五の手段の実施例における高周波
インバータの制御回路のブロック図
インバータの制御回路のブロック図
【図１２】同制御回路を用いた高周波インバータの動作
を説明する動作特性図
を説明する動作特性図
【図１３】従来の高周波インバータの回路図
【図１４】同高周波インバータの動作を説明する波形図
６・１２・１８・２４・３０ 共振コイル ７・１３・１９・２５・３１ 共振コンデンサ ８・１４・３２ 逆導通スイッチング素子 ９・１５・３３ 逆阻止スイッチング素子 １０・１６・２２・２８・３４・３６ 制御回路 １１・１７・２３・２９・３５ 直流電源 １２・１８ 共振コイル １３・１９ 共振コンデンサ ２０・２６ 第一の逆阻止スイッチング素子 ２１・２７ 第二の逆阻止スイッチング素子 ３７ 周波数設定回路 ３８ パワー設定回路 ３９ 電力検知回路 ４０ 誤差増幅器 ４１ 発振器
Claims (5)
- 【請求項１】 直流電源と、この直流電源に接続した高
周波磁界を発生する共振コイルと、この共振コイルに接
続した共振コンデンサと、この共振コイルと共振コンデ
ンサを駆動する逆阻止スイッチング素子および逆導通ス
イッチング素子と、前記逆阻止スイッチング素子と逆導
通スイッチング素子を制御する制御回路を備え、前記直
流電源の正方向出力電流が順電流となる方向に前記逆導
通スイッチング素子と前記逆阻止スイッチング素子を配
置した高周波インバータ。 - 【請求項２】 直流電源と、この直流電源に接続した高
周波磁界を発生する共振コイルと、この共振コイルに接
続した共振コンデンサと、この共振コイルと共振コンデ
ンサを駆動する逆阻止スイッチング素子および逆導通ス
イッチング素子と、前記逆阻止スイッチング素子と逆導
通スイッチング素子を制御する制御回路を備え、前記直
流電源の正方向出力電流が順電流となる方向に前記逆導
通スイッチング素子を配置し、逆電流となる方向に前記
逆阻止スイッチング素子を配置した高周波インバータ。 - 【請求項３】 直流電源と、この直流電源に接続した高
周波磁界を発生する共振コイルと、この共振コイルに接
続した共振コンデンサと、この共振コイルと共振コンデ
ンサを駆動する第一の逆阻止スイッチング素子・第二の
逆阻止スイッチング素子と、前記第一・第二の逆阻止ス
イッチング素子を制御する制御回路を備え、前記直流電
源の正方向出力電流が順電流となる方向に前記第一・第
二の逆阻止スイッチング素子を配置した高周波インバー
タ。 - 【請求項４】 直流電源と、この直流電源に接続した高
周波磁界を発生する共振コイルと、この共振コイルに接
続した共振コンデンサと、この共振コイルと共振コンデ
ンサを駆動する第一の逆阻止スイッチング素子・第二の
逆阻止スイッチング素子と、前記第一・第二の逆阻止ス
イッチング素子を制御する制御回路を備え、前記直流電
源の正方向出力電流が順電流となる方向に前記第一の逆
素子スイッチング素子を配置し、逆電流となる方向に前
記第二の逆阻止スイッチング素子を配置した高周波イン
バータ。 - 【請求項５】 制御回路は、発振周期を設定する周波数
設定回路と、パワーを設定する設定回路と、装置の入力
電力または出力電力を検知する電力検知回路と、前記パ
ワー設定回路の出力と電力検知回路の出力とを受けて、
この誤差に応じて発振１周期に対するスイッチング素子
の導通比を前記発振器に指令する誤差増幅器と、前記誤
差増幅器の出力と周波数設定回路の出力に応じた発振周
期の信号を発生する発振器を有する請求項１、請求項
２、請求項３または請求項４記載の高周波インバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4125851A JPH05326128A (ja) | 1992-05-19 | 1992-05-19 | 高周波インバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4125851A JPH05326128A (ja) | 1992-05-19 | 1992-05-19 | 高周波インバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05326128A true JPH05326128A (ja) | 1993-12-10 |
Family
ID=14920515
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4125851A Pending JPH05326128A (ja) | 1992-05-19 | 1992-05-19 | 高周波インバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05326128A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004014218A (ja) * | 2002-06-05 | 2004-01-15 | Hitachi Ltd | 電磁誘導加熱装置 |
| JP2008519401A (ja) * | 2004-10-30 | 2008-06-05 | インダクトサーム・コーポレイション | スキャン誘導加熱 |
| US8466395B2 (en) | 2004-10-30 | 2013-06-18 | Inductotherm Corp. | Induction heat treatment of workpieces |
| CN109640424A (zh) * | 2018-12-18 | 2019-04-16 | 珠海格力电器股份有限公司 | 一种电磁加热系统异常检测方法、装置及可读存储介质 |
-
1992
- 1992-05-19 JP JP4125851A patent/JPH05326128A/ja active Pending
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004014218A (ja) * | 2002-06-05 | 2004-01-15 | Hitachi Ltd | 電磁誘導加熱装置 |
| JP2008519401A (ja) * | 2004-10-30 | 2008-06-05 | インダクトサーム・コーポレイション | スキャン誘導加熱 |
| US8466395B2 (en) | 2004-10-30 | 2013-06-18 | Inductotherm Corp. | Induction heat treatment of workpieces |
| KR101291598B1 (ko) * | 2004-10-30 | 2013-08-01 | 인덕터썸코포레이션 | 스캔 유도 가열 |
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