JP3060562B2 - 高周波インバータ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は一般家庭で使用される電
磁調理器や誘導加熱式炊飯器や電子レンジを構成する高
周波インバータに関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来この種の高周波インバータは図９に
ように構成されていた。図において、１は交流電源２に
接続された整流スタック３、これに接続された平滑コン
デンサ４より成る直流電源、５はトランジスタ６、逆並
列ダイオード７より成るスイッチング素子で、逆導通ス
イッチング素子である。８は共振コイル、９は共振コン
デンサ、１０は制御回路で、共振コイル８は電磁調理器
や誘導加熱式炊飯器の場合は加熱コイル、電子レンジの
場合は昇圧トランスで構成される。

【０００３】図１０は図９の従来例の動作波形を示し、
ＩCは図９に示すスイッチング素子６の電流、ＶCEはス
イッチング素子６の両端の電圧である。制御回路１０
は、１０のＱのようにスイッチング素子６の導通・遮断
を制御する。スイッチング素子６の導通期間ＴONでは、
図９に示す共振コイル８に直流電圧ＶDCが印加されてＩ
Cが増加する。スイッチング素子６をターンオフすると
共振コイル８と共振コンデンサ９で共振状態となり、Ｖ
CEは図１０のようにピークに達した後再び零になる。Ｖ
CEが零に達した時点で再びスイッチング素子６が導通し
発振が持続する。図のＴONを変化させると直流電源１か
ら高周波インバータに供給される電力、すなわち高周波
インバータの出力を可変できる。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】しかし、このような従
来の構成では、高周波インバータの出力を可変しようと
してＴONを変化させると、その動作周波数１／（ＴON+
ＴOFF）が変化してしまうため、次のような課題があ
る。(1)例えば複数バーナ電磁調理器のように１つの機
器に複数の高周波インバータを搭載した場合や、高周波
インバータを搭載した機器を近接して配置した場合に、
各インバータの動作周波数の差が可聴域（数１０Ｈｚ〜
２０ｋＨｚ）になって干渉雑音となる。(2)動作周波数
が広帯域になるため電源フィルタが高価になる。

【０００５】本発明は上記従来の課題を解決したもので
あり、干渉雑音をなくしかつ高価なフイルターを不要と
した高周波インバータを提供することを目的とする。

【０００６】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に第１の発明の高周波インバータは、直流電源に接続し
た第１のスイッチング素子と、前記第１のスイッチング
素子と前記直流電源の間に接続した共振コイルと第２の
スイッチング素子の直列回路と、前記直列回路または第
１のスイッチング素子に並列に接続した共振コンデンサ
と、前記第１のスイッチング素子及び第２のスイッチン
グ素子に接続した制御回路とを有し、前記第１のスイッ
チング素子は逆導通スイッチング素子、前記第２のスイ
ッチング素子は双方向スイッチング素子を適用したもの
である。

【０００７】第２の発明の高周波インバータは、直流電
源に接続した第１のスイッチング素子と、前記第１のス
イッチング素子と前記直流電源の間に接続した共振コイ
ルと第２のスイッチング素子の直列回路と、前記直列回
路または第１のスイッチング素子に並列に接続した共振
コンデンサと、前記第１のスイッチング素子及び第２の
スイッチング素子に接続した制御回路を有し、前記第１
のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子は
逆導通スイッチング素子を適用し、前記第１のスイッチ
ング素子と第２のスイッチング素子は同じ導通方向とな
るように接続し、前記制御回路は前記第２のスイッチン
グ素子を前記第１のスイッチング素子の遮断期間中は遮
断し、前記第１のスイッチング素子の導通期間中の一部
で遮断するようにしたものである。

【０００８】第３の発明の高周波インバータは、制御回
路が第１のスイッチング素子、第２のスイッチング素子
の逆導通期間を検出して、前記第１のスイッチング素子
の逆導通期間中から前記第２のスイッチング素子のター
ンオンまでの間に第１のスイッチング素子をターンオン
させ、前記第２のスイッチング素子の逆導通期間中に第
２のスイッチング素子をターンオフさせるものである。

【０００９】第４の発明の高周波インバータは、直流電
源に接続した第１のスイッチング素子と、前記第１のス
イッチング素子と前記直流電源の間に接続した共振コイ
ルと第２のスイッチング素子の直列回路と、前記直列回
路または第１のスイッチング素子に並列に接続した共振
コンデンサと、前記第１のスイッチング素子及び第２の
スイッチング素子に接続した制御回路とを有し、前記第
１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子
は逆導通スイッチング素子を適用し、前記第１のスイッ
チング素子と第２のスイッチング素子は逆の導通方向と
なるように接続したものである。

【００１０】第５の発明の高周波インバータは、制御回
路が第１のスイッチング素子、第２のスイッチング素子
の逆導通期間を検出して、前記第１のスイッチング素子
の逆導通期間中に第１のスイッチング素子をターンオン
させ、前記第２のスイッチング素子の逆導通期間中に第
２のスイッチング素子をターンオフさせるものである。

【００１１】

【作用】第１の発明の高周波インバータは、第１のスイ
ッチング素子として逆導通スイッチング素子、前記第２
のスイッチング素子として双方向スイッチング素子を適
用したことにより、一定周波数で電力可変を容易に行う
ことができる。

【００１２】第２の発明の高周波インバータは、第１の
スイッチング素子と第２のスイッチング素子は同じ導通
方向となるように接続し、制御回路が第２のスイッチン
グ素子を第１のスイッチング素子の遮断期間中は遮断
し、第１のスイッチング素子の導通期間中の一部で遮断
するように制御することによって、一定周波数で電力可
変をより簡単な構成で実現することができる。

【００１３】第３の発明の高周波インバータは、制御回
路が第１のスイッチング素子、第２のスイッチング素子
の逆導通期間を検出して、前記第１のスイッチング素子
の逆導通期間中から前記第２のスイッチング素子のター
ンオンまでの間に第１のスイッチング素子をターンオン
させ、前記第２のスイッチング素子の逆導通期間中に第
２のスイッチング素子をターンオフさせることにより、
電源急変や起動時に安定な動作を実現することができる
ものである。

【００１４】第４の発明の高周波インバータは、第１の
スイッチング素子及び第２のスイッチング素子は逆導通
スイッチング素子を適用し、前記第１のスイッチング素
子と第２のスイッチング素子は逆の導通方向となるよう
に接続したことにより、第２のスイッチング素子の駆動
をよりも安定かつ簡単に行うことができる。

【００１５】第５の発明の高周波インバータは、制御回
路が第１のスイッチング素子、第２のスイッチング素子
の逆導通期間を検出して、前記第１のスイッチング素子
の逆導通期間中に第１のスイッチング素子をターンオン
させ、前記第２のスイッチング素子の逆導通期間中に第
２のスイッチング素子をターンオフさせることにより、
電源急変や起動時に安定な動作を実現することができる
ものである。

【００１６】

【実施例】図１は第１の発明の高周波インバータの構成
を示し、１１は交流電源１２に接続された整流スタック
１３、これに接続された平滑コンデンサ１４より成る直
流電源、１５はトランジスタＱ1、逆並列ダイオードＤ1
より成る第１のスイッチング素子で、逆導通スイッチン
グ素子である。１６は共振コイル、１７は共振コンデン
サ、１８は制御回路である。１９は第２のスイッチング
素子で、逆方向に直列接続されたトランジスタ２０、２
１、ダイオード２２、２３より成る双方向スイッチング
素子である。

【００１７】図２は図１の高周波インバータの動作波形
を示し、ＩQD1は図１の第１のスイッチング素子１５の
電流、ＶQD1は第１のスイッチング素子１５の両端の電
圧である。ＱD1は制御回路１８によって制御される第１
のスイッチング素子１５の導通・遮断を示す。ＩQ2は図
１の第２のスイッチング素子１９の電流、ＶQ2は第２の
スイッチング素子１９の両端の電圧である。Ｑ2は制御
回路１８によって制御される第２のスイッチング素子１
９の導通・遮断を示す。

【００１８】時刻ｔ0〜ｔ1では第１のスイッチング素子
１５、第２のスイッチング素子１９共、導通している。
このとき共振コイル１６に図１の直流電圧Ｅが印加され
ており、ＩQD1＝ＩQ2は増加して時刻ｔ1で零に達する。

【００１９】時刻ｔ1〜ｔ2では第２のスイッチング素子
１９は遮断しており、ＩQD1、ＩQ2共、零になる。共振
コイルの電流が零になるのでその両端の電圧も零にな
り、１のスイッチング素子１５は導通しているのでＶQ2
＝Ｅになる。容易に分かるようにこの、ＩQD1＝０、ＩQ
2＝０、ＶQD1＝０、ＶQ2＝Ｅの状態は図２の遮断期間Ｔ
OFF1の大きさに関わらず保持される。従ってＴOFF1は自
由に設定することができる。

【００２０】時刻ｔ2〜ｔ3では第１のスイッチング素子
１５、第２のスイッチング素子１９共、導通している。
このとき共振コイル１６に図１の直流電圧Ｅが印加され
ており、ＩQD1＝ＩQ2は増加する。

【００２１】時刻ｔ3〜ｔ4では第１のスイッチング素子
１５は遮断、第２のスイッチング素子１９は導通してお
り、共振コイル１６、共振コンデンサ１７の共振状態と
なって、ＶQD1は共振的に増加、ＩQ2はピークに達した
後、時刻ｔ4で再び零に達する。時刻ｔ4でＶQD1はピー
ク値ＶPになる。

【００２２】時刻ｔ4〜ｔ5では、第１のスイッチング素
子１５、第２のスイッチング素子１９共、遮断してい
る。従って時刻ｔ4の共振コンデンサ１７の電圧−ＶP＋
Ｅは保持される状態になり、ＶQD1＝ＶPに保持される。
また共振コイルの電圧は零であるのでＶQ2＝−ＶP＋Ｅ
に保持される。容易に分かるように原理的には、この状
態は図２の遮断期間ＴOFF2の大きさに関わらず一定に保
持される。従ってＴOFF2は自由に設定することができ
る。

【００２３】時刻ｔ5〜ｔ6では第１のスイッチング素子
１５は遮断、第２のスイッチング素子１９は導通してお
り、共振コイル１６、共振コンデンサ１７の共振状態と
なって、ＶQD1は共振的に減少、零に達する。時刻ｔ6で
第１のスイッチング素子１５が導通し、最初の時刻ｔ0
の状態にもどり発振が持続する。

【００２４】以上の動作で第１のスイッチング素子は電
圧零でターンオン、ターンオフ、すなわち零電圧スイッ
チングしており、第２のスイッチング素子は電流零でタ
ーンオン、ターンオフすなわち零電流スイッチングして
いるので、スイッチング素子責務が小さく、低損失、低
ノイズである。

【００２５】図２のＴONを変化させると直流電源１１か
ら高周波インバータに供給される電力すなわち高周波イ
ンバータの出力を可変させることができる。このとき、
ＴONの増加に応じてＴOFF1またはＴOFF2を減少させる方
向に制御して、周期Ｔ0を一定に保つ。従って、動作周
波数１／Ｔ0を一定に保ったまま、出力を可変すること
ができる。

【００２６】図３は第２の発明の高周波インバータを示
し、２４は交流電源２５に接続された整流スタック２
６、これに接続された平滑コンデンサ２７より成る直流
電源、２８はトランジスタＱ1、逆並列ダイオードＤ1よ
り成る第１のスイッチング素子で、逆導通スイッチング
素子である。２９は共振コイル、３０は共振コンデン
サ、３１は制御回路である。３２は第２のスイッチング
素子で、トランジスタＱ2、逆並列ダイオードＤ2より成
る逆導通スイッチング素子である。前記第１のスイッチ
ング素子と前記第２のスイッチング素子は同じ導通方向
となるように接続している。

【００２７】図４は図３の高周波インバータの動作波形
を示し、ＩQD1は図３の第１のスイッチング素子２８の
電流、ＶQD1は第１のスイッチング素子２８の両端の電
圧である。ＱD1は制御回路３１によって制御される第１
のスイッチング素子２８の導通・遮断を示す。ＩQD2は
図３の第２のスイッチング素子３２の電流、ＶQD2は第
２のスイッチング素子３２の両端の電圧である。ＱD2は
制御回路３１によって制御される第２のスイッチング素
子３２の導通・遮断を示す。

【００２８】時刻ｔ0〜ｔ1では第１のスイッチング素子
２８、第２のスイッチング素子３２共、導通している。
このとき共振コイル２９に図３の直流電圧Ｅが印加され
ており、ＩQD1＝ＩQD2は増加して時刻ｔ1で零に達す
る。時刻ｔ1〜ｔ2では第２のスイッチング素子３２は遮
断しており、ＩQD1、ＩQD2共、零になる。共振コイル２
９の電流が零になるので、その両端の電圧も零になり、
第１のスイッチング素子２８は導通しているのでＶQD2
＝Ｅになる。容易に分かるようにこの、ＩQD1＝０、ＩQ
D2＝０、ＶQD1＝０、ＶQD2＝Ｅの状態は図４の遮断期間
ＴOFFの大きさに関わらず保持される。従ってＴOFFは自
由に設定することができる。

【００２９】時刻ｔ2〜ｔ3では第１のスイッチング素子
２８、第２のスイッチング素子３２共、導通している。
このとき共振コイル２９に図３の直流電圧Ｅが印加され
ており、ＩQD1＝ＩQD2は増加する。時刻ｔ3〜ｔ4では第
１のスイッチング素子２８は遮断、第２のスイッチング
素子３２は導通しており、共振コイル２９、共振コンデ
ンサ３０の共振状態となって、ＶQD1は共振的に増加、
ピークに達した後、再び零に達する。ＩQD2は零に達し
た後、負に振動する。時刻ｔ4で第１のスイッチング素
子２８が導通し、最初の時刻ｔ0の状態にもどり、発振
が持続する。

【００３０】以上の動作で、第１のスイッチング素子は
電圧零でターンオン、ターンオフ、すなわち零電圧スイ
ッチングしており、第２のスイッチング素子は電流零で
ターンオン、ターンオフすなわち零電流スイッチングし
ているので、スイッチング素子責務が小さく、低損失、
低ノイズである。

【００３１】図４のＴONを変化させると直流電源２４か
ら高周波インバータに供給される電力すなわち高周波イ
ンバータの出力を可変させることができる。このとき、
ＴONの増加に応じてＴOFFを減少させる方向に制御し
て、周期Ｔ0を一定に保つ。従って、動作周波数１／Ｔ0
を一定に保ったまま、出力を可変することができる。

【００３２】図３の構成の場合、第２のスイッチング素
子３２に逆導通スイッチング素子を適用しているので、
図４の時刻ｔ3〜ｔ4でＩQD2が零に達したところで電流
を遮断することができず逆並列ダイオードＤ2が自然に
導通してしまう。従って、図２のＴOFF2に相当する自由
に設定できる期間がないので、図１の高周波インバータ
よりもやや制御の自由度が少ない。しかし、図３の構成
では第２のスイッチング素子を構成する部品が少ないた
め安価で信頼性が高い。

【００３３】図５は第３の発明の制御回路の動作波形を
示し、Ｑ1、Ｑ2は図３のトランジスタＱ1、Ｑ2の導通
（ＯＮ）、遮断（ＯＦＦ）を示す。制御回路は、前記第
１のスイッチング素子２８及び前記第２のスイッチング
素子３２の逆導通期間を検出して、前記第１のスイッチ
ング素子２８の逆導通期間のはじまりｔ0から前記第２
のスイッチング素子のターンオンｔ2までの間にトラン
ジスタＱ1をターンオンさせる。また、前記第２のスイ
ッチング素子の逆導通期間ｔ5〜ｔ4中に第２のスイッチ
ング素子をターンオフさせる。前記第１のスイッチング
素子２８の逆導通期間の検出は、第１のスイッチング素
子２８にカレントトランスや微小抵抗を挿入して電流Ｉ
QD1を検出すれば容易に行うことができる他、第１のス
イッチング素子２８の電圧ＶQD1の零点を検出してもよ
い。また、前記第２のスイッチング素子３２の逆導通期
間の検出は、第２のスイッチング素子３２にカレントト
ランスや微小抵抗を挿入して電流ＩQD2を検出すれば容
易に行うことができる他、前記第１のスイッチング素子
２８の電圧ＶQD1のピーク点（ｄＶDQ1／ｄt＝０）を検
出してもよい。このように制御することによって、電源
の急変、インバータの起動時などにも確実に必要なスイ
ッチングタイミングを維持できる。

【００３４】図６は第４の発明の高周波インバータの構
成を示し、３３は交流電源３４に接続された整流スタッ
ク３５、これに接続された平滑コンデンサ３６より成る
直流電源、３７はトランジスタＱ1、逆並列ダイオード
Ｄ1より成る第１のスイッチング素子で、逆導通スイッ
チング素子である。３８は共振コイル、３９は共振コン
デンサ、４０は制御回路である。４１は第２のスイッチ
ング素子で、トランジスタＱ2、逆並列ダイオードＤ2よ
り成る逆導通スイッチング素子である。前記第１のスイ
ッチング素子と前記第２のスイッチング素子は逆の導通
方向となるように接続している。

【００３５】図７は図６の高周波インバータの動作波形
を示し、ＩQD1は図６の第１のスイッチング素子３７の
電流、ＶQD1は第１のスイッチング素子３７の両端の電
圧である。ＱD1は制御回路４０によって制御される第１
のスイッチング素子３７の導通・遮断を示す。ＩQD2は
図６の第２のスイッチング素子４１の電流、ＶQD2は第
２のスイッチング素子４１の両端の電圧である。ＱD2は
制御回路４０によって制御される第２のスイッチング素
子４１の導通・遮断を示す。

【００３６】時刻ｔ0〜ｔ1〜ｔ2では第１のスイッチン
グ素子３７、第２のスイッチング素子４１共、導通して
いる。このとき共振コイル３８に図６の直流電圧Ｅが印
加されており、ＩQD1＝−ＩQD2は増加して時刻ｔ1で零
に達する。

【００３７】時刻ｔ2〜ｔ3では第１のスイッチング素子
３７は遮断、第２のスイッチング素子４１は導通してお
り、共振コイル３８、共振コンデンサ３９の共振状態と
なって、ＶQD1は共振的に増加、ピーク値ＶPに達する。
このときＩQD1は零に達する。 時刻ｔ3〜ｔ4では第２
のスイッチング素子４１は遮断しており、ＩQD1、ＩQD2
共、零になる。従って共振コンデンサ２９の電圧が維持
され、ＶQD1＝ＶP、ＶQD2＝ＶP−Ｅに維持される。容易
に分かるようにこの、ＩQD1＝０、ＩQD2＝０、ＶQD1＝
ＶP、ＶQD2＝ＶP−Ｅの状態は図７の遮断期間ＴOFFの大
きさに関わらず保持される。従ってＴOFFは自由に設定
することができる。

【００３８】時刻ｔ4〜ｔ5では、第１のスイッチング素
子３７が遮断、第２のスイッチング素子４１が導通して
おり、共振コイル３８、共振コンデンサ３９の共振状態
となって、ＶQD1は共振的に減少、零に達する。ＩQD2は
正に振動する。時刻ｔ5で第１のスイッチング素子３７
が導通し、最初の時刻ｔ0の状態にもどり発振が持続す
る。

【００３９】以上の動作で、第１のスイッチング素子は
電圧零でターンオン、ターンオフ、すなわち零電圧スイ
ッチングしており、第２のスイッチング素子は電流零で
ターンオン、ターンオフすなわち零電流スイッチングし
ているので、スイッチング素子責務が小さく、低損失、
低ノイズである。

【００４０】図７のＴONを変化させると直流電源３３か
ら高周波インバータに供給される電力すなわち高周波イ
ンバータの出力を可変させることができる。このとき、
ＴONの増加に応じてＴOFFを減少させる方向に制御し
て、周期Ｔ0を一定に保つ。従って、動作周波数１／Ｔ0
を一定に保ったまま、出力を可変することができる。

【００４１】図６の構成の場合、第２のスイッチング素
子４１に逆導通スイッチング素子を適用しているので、
図４の時刻ｔ1でＩQD2が零に達したところで電流を遮断
することができず逆並列ダイオードＤ2が自然に導通し
てしまう。従って図２のＴOFF1に相当する自由に設定で
きる期間がないので、図１の高周波インバータよりもや
や制御の自由度が少ない。しかし、図６の構成では第２
のスイッチング素子を構成する部品が少ないため安価で
信頼性が高い。さらに図３の高周波インバータに比して
第２のスイッチング素子を構成するトランジスタＱ2の
エミッタが直流電源３６の出力に直接接続されるので、
エミッタ電位が安定している。従ってＱ2の駆動が容易
である。

【００４２】図８は第５の発明の制御回路の動作波形を
示し、Ｑ1、Ｑ2は図６のトランジスタＱ1、Ｑ2の導通
（ＯＮ）、遮断（ＯＦＦ）を示す。制御回路は、前記第
１のスイッチング素子３７及び前記第２のスイッチング
素子４１の逆導通期間を検出して、前記第１のスイッチ
ング素子３７の逆導通期間ｔ0〜ｔ1にトランジスタＱ1
をターンオンさせる。また、前記第２のスイッチング素
子の逆導通期間ｔ1〜ｔ2〜ｔ3にトランジスタＱ2をター
ンオフさせる。前記第１のスイッチング素子３７の逆導
通期間の検出は、第１のスイッチング素子３７にカレン
トトランスや微小抵抗を挿入して電流ＩQD1を検出すれ
ば容易に行うことができる他、第１のスイッチング素子
３７の電圧ＶQD1の零点を検出してもよい。また、前記
第２のスイッチング素子４１の逆導通期間の検出は、第
２のスイッチング素子４１にカレントトランスや微小抵
抗を挿入して電流ＩQD2を検出すれば容易に行うことが
できる他、前記第１のスイッチング素子３７にカレント
トランスや微小抵抗を挿入して電流ＩQD1を検出しても
よい。このように制御することによって、電源の急変、
インバータの起動時などにも確実に必要なスイッチング
タイミングを維持できる。

【００４３】なお、図１、図３、図６の実施例では第１
のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子をバイ
ポーラトランジスタと逆並列ダイオードで説明したが、
ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、ＳＩＴ、ＳＩサイリスタ、Ｇ
ＴＯサイリスタなど、自己ターンオフ素子であればどの
ようなスイッチング素子で構成してもよく、第２のスイ
ッチング素子では、零電流スイッチングになっているの
でサイリスタなど転流ターンオフ素子で構成してもよ
い。また直流電源は交流電源と整流スタック、平滑コン
デンサで構成したが、平滑コンデンサは高周波フィルタ
機能程度の大きさで脈流電源（不平滑電源）でもまた電
池でもよい。さらに共振コンデンサは加熱コイルと第２
のスイッチング素子の直列回路に並列接続したが、第１
のスイッチング素子に並列接続してもよく、また加熱コ
イルと第２のスイッチング素子の直列回路、及び第１の
スイッチング素子にそれぞれ１つづつ並列接続してもよ
い。

【００４４】

【発明の効果】以上の実施例より明らかなように、第１
の発明の高周波インバータは一定周波数で電力可変を容
易に行うことができるので、干渉雑音、高価なフィルタ
などの問題を解決して、高品位かつ安価な電磁調理器、
誘導加熱式炊飯器、電子レンジなどを実現することがで
きる。

【００４５】第２の発明の高周波インバータは一定周波
数で電力可変を、第１の発明よりもさらに簡単な構成で
実現することができるので、高品位かつさらに安価な電
磁調理器、誘導加熱式炊飯器、電子レンジなどを実現す
ることができる。

【００４６】第３の発明の高周波インバータは、第２の
発明よりも電源急変や起動時に安定な動作を実現するこ
とができるので、高品位かつ安価で信頼性の高い電磁調
理器、誘導加熱式炊飯器、電子レンジなどを実現するこ
とができる。

【００４７】第４の発明の高周波インバータは、第２の
スイッチング素子の駆動を、第２の発明よりも安定かつ
簡単に行うことができるので、高品位かつさらに安価で
信頼性の高い電磁調理器、誘導加熱式炊飯器、電子レン
ジなどを実現することができる。

【００４８】第５の発明の高周波インバータは、第４の
発明よりも電源急変や起動時に安定な動作を実現するこ
とができるので、高品位かつ安価でさらに信頼性の高い
電磁調理器、誘導加熱式炊飯器、電子レンジなどを実現
することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】第１の発明の一実施例を示す回路構成図

【図２】図１の一実施例の動作を説明する動作波形図

【図３】第２の発明の一実施例を示す回路構成図

【図４】図３の一実施例の動作を説明する動作波形図

【図５】第３の発明の制御回路を示す動作波形図

【図６】第４の発明の一実施例を示す回路構成図

【図７】図６の一実施例の動作を説明する動作波形図

【図８】第５の発明の制御回路を示す動作波形図

【図９】従来例を示す回路構成図

【図１０】図９の従来例の動作を説明する動作波形図

【符号の説明】

１１、２４、３３ 直流電源 １５、２８、３７ 第１のスイッチング素子 １６、２９、３８ 共振コイル １７、３０、３９ 共振コンデンサ １８、３１、４０ 制御回路 １９、３２、４１ 第２のスイッチング素子

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 武智 充 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電 器産業株式会社内 (72)発明者 小南 秀之 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電 器産業株式会社内 (56)参考文献 特開 昭63−202885（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H05B 6/12 324

Claims (5)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】直流電源に接続した第１のスイッチング素
   子と、前記第１のスイッチング素子と前記直流電源の間
   に接続した共振コイルと第２のスイッチング素子の直列
   回路と、前記直列回路または第１のスイッチング素子に
   並列に接続した共振コンデンサと、前記第１のスイッチ
   ング素子及び第２のスイッチング素子に接続した制御回
   路とを有し、前記第１のスイッチング素子は逆導通スイ
   ッチング素子、前記第２のスイッチング素子は双方向ス
   イッチング素子を適用した高周波インバータ。
2. 【請求項２】直流電源に接続した第１のスイッチング素
   子と、前記第１のスイッチング素子と前記直流電源の間
   に接続した共振コイルと第２のスイッチング素子の直列
   回路と、前記直列回路または第１のスイッチング素子に
   並列に接続した共振コンデンサと、前記第１のスイッチ
   ング素子及び第２のスイッチング素子に接続した制御回
   路を有し、前記第１のスイッチング素子及び前記第２の
   スイッチング素子は逆導通スイッチング素子を適用し、
   前記第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子
   は同じ導通方向となるように接続し、前記制御回路は前
   記第２のスイッチング素子を前記第１のスイッチング素
   子の遮断期間中は導通し、前記第１のスイッチング素子
   の導通期間中の一部で遮断する高周波インバータ。
3. 【請求項３】制御回路は、第１のスイッチング素子、第
   ２のスイッチング素子の逆導通期間を検出して、前記第
   １のスイッチング素子の逆導通期間中から前記第２のス
   イッチング素子のターンオンまでの間に第１のスイッチ
   ング素子をターンオンさせ、前記第２のスイッチング素
   子の逆導通期間中に第２のスイッチング素子をターンオ
   フさせる請求項２記載の高周波インバータ。
4. 【請求項４】直流電源に接続した第１のスイッチング素
   子と、前記第１のスイッチング素子と前記直流電源の間
   に接続した共振コイルと第２のスイッチング素子の直列
   回路と、前記直列回路または第１のスイッチング素子に
   並列に接続した共振コンデンサと、前記第１のスイッチ
   ング素子及び第２のスイッチング素子に接続した制御回
   路とを有し、前記第１のスイッチング素子及び前記第２
   のスイッチング素子は逆導通スイッチング素子を適用
   し、前記第１のスイッチング素子と第２のスイッチング
   素子は逆の導通方向となるように接続した高周波インバ
   ータ。
5. 【請求項５】制御回路は、第１のスイッチング素子、第
   ２のスイッチング素子の逆導通期間を検出して、前記第
   １のスイッチング素子の逆導通期間中に第１のスイッチ
   ング素子をターンオンさせ、前記第２のスイッチング素
   子の逆導通期間中に第２のスイッチング素子をターンオ
   フさせる請求項４記載の高周波インバータ。