JP3592458B2 - 電磁調理器 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、誘導加熱により調理物を加熱調理する電磁調理器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１３は、インバータ回路を用いた従来の電磁調理器の回路構成を示している。同図において、３１は商用電源、３２は整流ブリッジ、３３は平滑コンデンサであり、整流ブリッジ３３の正極には加熱コイル３４と共振コンデンサ３５の並列共振回路が接続され、並列共振回路の他端にトランジスタ３６のコレクタが接続されている。トランジスタ３６のエミッタは整流ブリッジ３３の負極に接続されている。トランジスタ３６にはダンパダイオード３７が並列接続されている。３８はトランジスタ３６を制御する制御回路である。このような構成のインバータ回路により、最大出力時には、約２０ｋＨｚの発振周波数で加熱コイル３４が駆動される。図１４は、インバータ回路による強出力時の動作波形、図１５は、弱出力時の動作波形である。両図において、（ａ）はトランジスタ３６の電圧、（ｂ）はトランジスタ３６の電流、（ｃ）はトランジスタ３６の駆動パルスである。図１４に示す強出力時には、約２０ｋＨｚの発振周波数（周期ｔ１ ）で駆動されるが、図１５に示す弱出力時には、発振周波数（周期ｔ２ ）が上がる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
従来の電磁調理器では、例えばシステムキッチン等に組み込むために、複数のインバータ回路を近くに置いた多口タイプにしたとき、それぞれのインバータ回路の発振周波数は、負荷の種類、出力により周波数が変化するので、干渉音（ｔ１ −ｔ２ ）が発生することがあり、耳障りになる場合があった。
【０００４】
この問題を解決するために、特開昭５８−８０２９３号公報には、それぞれのインバータ回路をＳＥＰＰ回路で構成して、第１のトランジスタと第２のトランジスタをそれぞれデューティ制御する方式が開示されている。この方式は、０〜１００％までの出力を制御できるが、大電流を遮断するのでトランジスタのスイッチング損失が大きい。
【０００５】
また、特開平５−２１１５０号公報には、第１のトランジスタと直列に接続されたダイオードと第２のトランジスタに並列に接続されたダイオードとを設け、さらに、第１、第２のトランジスタの接続点に加熱コイルと共振コンデンサを接続し、共振コンデンサには、並列にダイオードを接続した構成のインバータ回路が開示されている。このインバータ回路は、トランジスタの損失が小さく、ノイズも小さい。しかし、第２のトランジスタのエミッタ・コレクタ間に高電圧が加わり、この電圧は電力が大きくなるほど、さらに高くなる。トランジスタの高電圧化は難しいので、この従来技術は、大電力化することが難しい。
【０００６】
ここで、表１は、３ｋＷ電磁調理器、２ｋＷ電磁調理器、ガスこんろ及びハロゲンヒータの調理性能に関する試験結果を比較して示したものである。
【０００７】
【表１】
【０００８】
この表から、３ｋＷ電磁調理器は、一般に使用されているガスこんろに比べても熱効率が良く、また火力としても当然２ｋＷ電磁調理器に比べて大きく、ガスこんろを超す能力があり、例えば、中華料理などにおける調理器としても優れていることが確認された。このような試験結果からも、電磁調理器を、キッチンシステムのようにキッチンで主調理器として使用する場合、大容量化が望まれている。
【０００９】
本発明は、上記に鑑みてなされたもので、第１に、スイッチング損失及びノイズを低減することができ、第２に容易に大電力化することができ、第３に基板構造等を簡単化することができる電磁調理器を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、請求項１記載の発明は、直流電源の正・負端子間に直列に接続された単方向の第１、第２のスイッチング素子と、該第１、第２のスイッチング素子にそれぞれ逆方向に並列接続された第１、第２のダイオードと、前記第１、第２のスイッチング素子の何れか一方の両端の間に直列に接続された加熱コイル及び共振コンデンサと、該共振コンデンサに並列に接続された第３のダイオードと、前記加熱コイルおよび共振コンデンサが接続された側のスイッチング素子の両端の間に直列に接続されたスナバコンデンサ及び単方向の第３のスイッチング素子と、該第３のスイッチング素子に逆方向に並列接続された第４のダイオードとを有し、前記第１、第２のスイッチング素子は交互に導通制御を行うとともに、前記加熱コイルおよび共振コンデンサが接続された側のスイッチング素子は所定の固定された通電時間で通電し、他方のスイッチング素子は出力に応じて通電時間を可変し、前記第３のスイッチング素子は前記他方のスイッチング素子の遮断後所定時間遅れて遮断し前記加熱コイルおよび共振コンデンサが接続された側のスイッチング素子の通電後所定時間遅れて通電するように構成してなることを要旨とする。この構成により、加熱コイルおよび共振コンデンサが接続された側のスイッチング素子の通電時間は、例えば、一定周期Ｔ内において、固定されたＴ／２時間で通電し、他方のスイッチング素子の通電時間は、Ｔ／２時間内で可変することで、出力が０〜１００％の範囲で可変される。出力の制御を周波数の変化で行っていないので、干渉音の発生がなく、ノイズの発生を抑えることが可能となる。そして、高出力時にスイッチング素子に格別、高電圧を印加する方式ではないので、大電力化が容易となる。また、スナバコンデンサによりスイッチング素子遮断時のスイッチング素子電圧の変化が緩やかになり、スイッチング素子電圧が低減する。
【００１１】
請求項２記載の発明は、直流電源の正・負端子間に直列に接続された単方向の第１、第２のスイッチング素子と、該第１、第２のスイッチング素子にそれぞれ逆方向に並列接続された第１、第２のダイオードと、前記第１、第２のスイッチング素子の何れか一方の両端の間に直列に接続された加熱コイル及び共振コンデンサと、該共振コンデンサに並列に接続された第３のダイオードと、前記加熱コイルおよび共振コンデンサが接続された側のスイッチング素子の両端の間に接続されたスナバコンデンサとを有し、固定された所定の周波数で前記第１、第２のスイッチング素子は交互に導通制御を行うとともに、当該第１、第２のスイッチング素子の通電比率を出力に応じて可変し、前記加熱コイルおよび共振コンデンサが接続された側のスイッチング素子とは異なるスイッチング素子に逆方向に接続されたダイオードを介して電流が流れるように構成してなることを要旨とする。この構成により、例えば、一定周期Ｔ内において、第１、第２のスイッチング素子の通電比率を可変することで、出力が０〜１００％の範囲で可変される。前記と同様に、出力の制御を周波数の変化で行っていないので、干渉音の発生がなく、ノイズの発生を抑えることが可能となる。また、大電力化容易性及び他方のスイッチング素子の通断電時におけるスイッチング損失の低減作用が前記と同様にして行われる。
【００１２】
請求項３記載の発明は、上記請求項１又は２記載の電磁調理器において、前記スナバコンデンサに直列に電流制限用の抵抗を接続してなることを要旨とする。この構成により、第３のスイッチング素子及びスナバコンデンサに流れる電流が制限されることで、第３のスイッチング素子等の少容量化が可能となる。
【００１３】
請求項４記載の発明は、上記請求項１又は２記載の電磁調理器において、前記第１、第２のスイッチング素子のうちの何れか他方のスイッチング素子の遮断速度を前記何れか一方のスイッチング素子よりも速く、前記何れか一方のスイッチング素子の飽和電圧を前記何れか他方のスイッチング素子よりも低く設定してなることを要旨とする。この構成により、加熱コイル及び共振コンデンサが間に接続されたスイッチング素子は、他方にスイッチング素子に比べてオン電流は大きいが、遮断電流は比較的小さく、また、他方のスイッチング素子は、遮断電流は大きいが、一方のスイッチング素子に比べてオン電流は少ない。そこで、加熱コイル及び共振コンデンサが間に接続されたスイッチング素子には低飽和電圧スイッチング素子を用い、他方のスイッチング素子には遮断速度の早いスイッチング素子を用いることで、より一層の低損失化が可能となる。
【００１４】
請求項５記載の発明は、上記請求項１又は２記載の電磁調理器において、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子の接続中点に前記第３のダイオードを接続し、該第２のスイッチング素子、第３のダイオード及び前記第２のダイオードを同一放熱板に設けてなることを要旨とする。この構成により、第３のダイオードの放熱板を別に設ける必要がなくなって放熱構造が簡単となる。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
【００１６】
図１乃至図５は、本発明の第１の実施の形態を示す図である。まず、図１を用いて、本実施の形態の電磁調理器の構成を説明する。商用電源１が整流ブリッジ２に接続されている。整流ブリッジ２の正極にはチョークコイル３が直列に接続され、チョークコイル３の他端と整流ブリッジ２の負極との間に平滑用コンデンサ４が接続されている。以下、この整流ブリッジ２、チョークコイル３及び平滑用コンデンサ４を含めて、整流回路又は直流電源５と云う。整流回路５の正・負端子間には、それぞれＩＧＢＴからなる単方向の第１のスイッチング素子６と第２のスイッチング素子７が直列に接続されている。第１のスイッチング素子６及び第２のスイッチング素子７には、それぞれ第１のダイオード８及び第２のダイオード９が逆方向に並列接続されている。第１のスイッチング素子６と第２のスイッチング素子７の接続中点には、加熱コイル１０及び共振コンデンサ１１が直列に接続され、共振コンデンサ１１の他端は整流回路５の負端子に接続されている。共振コンデンサ１１には第３のダイオード１２が並列接続されている。第３のダイオード１２は、加熱コイル１０と共振コンデンサ１１の接続中点側がカソード、共振コンデンサ１１の他端側がアノードとなっている。また、第１のスイッチング素子６と第２のスイッチング素子７の接続中点には、スナバコンデンサ１３が接続され、スナバコンデンサ１３に直列に、トランジスタからなる第３のスイッチング素子１４が接続され、第３のスイッチング素子１４の他端は整流回路５の負端子に接続されている。第３のスイッチング素子１４には、第４のダイオード１５が逆方向に並列接続されている。スナバコンデンサ１３は、第１のスイッチング素子６が電流を遮断した時のスイッチング損失を低減するために設けられている。
【００１７】
１６は発振器であり、固定された所定の周波数（例えば、２０ｋＨｚ）で発振を行う。発振器１６の発振出力は、それぞれ出力端子ａ，ｂを介して、出力制御回路１７及び第２のスイッチング素子７を駆動するための第２の駆動回路１９に入力されている。出力制御回路１７の出力端子ｃは、第１のスイッチング素子６を駆動するための第１の駆動回路１８に接続されている。出力制御回路１７は、図示しないが、例えば、調理器筐体のパネルに設けられた操作スイッチに連動、あるいは回路内に設けられたマイコンなどの制御により出力パルス幅を変化する。そして、後述するように、第１の駆動回路１８を介して第１のスイッチング素子６の導通時間を可変し、出力を０〜１００％の範囲で制御するようになっている。また、出力制御回路１７の出力端子ｃと発振器１６の出力端子ｂが、第３のスイッチング素子１４のオン・オフを制御するコンデンサ導通制御回路２０に接続されている。
【００１８】
次に、上述のように構成された電磁調理器の動作を説明する。図２及び図３を用いて、強出力時動作から説明する。図２は、出力最大のときの各部の動作波形、図３は、各動作タイミングで電流がどのように流れるかを説明するための図である。発振器１６は、約２０ｋＨｚに相当する周期Ｔの間に、Ｔ／２幅のパルスを出力端子ａ，ｂから出力する（図２（ａ））。出力制御回路１７は、最大出力時にはＴ／２よりも若干短いｔ１ 時間幅のパルスを第１の駆動回路１８に与える（図２（ｂ））。第２の駆動回路１９には、発振器１６からのＴ／２幅パルスが直接与えられる（図２（ｃ））。第１、第２の駆動回路１８，１９は、各入力パルスに見合った時間幅のオンパルスを第１のスイッチング素子６、第２のスイッチング素子７にそれぞれ供給する。但し、第１のスイッチング素子６と第２のスイッチング素子７は、直列に接続されているので、公知のように、第１のスイッチング素子６と第２のスイッチング素子７の各スイッチング時間には、それぞれ若干の遅れ時間Ｔａ （デッドタイム）が持たせてある（図２（ｄ），（ｅ））。
【００１９】
ｔ１ の時間に第１のスイッチング素子６が導通すると、電流は、図３（ａ）中の矢線Ａで示すように、第１のスイッチング素子６、加熱コイル１０及び共振コンデンサ１１を流れる。ｔ１ 時間後、第１のスイッチング素子６が遮断されると、加熱コイル１０に蓄積されたエネルギーにより、図３（ｂ）中の矢線Ｂで示すように、加熱コイル１０、共振コンデンサ１１及び第２のダイオード９を介して共振電流が流れ続けて共振コンデンサ１１に充電される。この共振電流は、加熱コイル１０のエネルギーが放電されると共振コンデンサ１１に充電された電荷により反Ｂ方向に流れ始めることになるが、ｔ２ の時間が短く、共振電流が反転する前にｔ３ のタイミングとなる。ｔ３ のタイミングとなって第２のスイッチング素子７が導通すると、図３（ｃ）中の矢線Ｃ１ で示すように、共振電流が反転して加熱コイル１０、共振コンデンサ１１及び第２のスイッチング素子７を介して共振コンデンサ１１に充電された電荷が放電される。共振コンデンサ１１の電荷が放電された後も第３のダイオード１２を介して矢線Ｃ２ 方向に電流は流れ続ける。図３（ｄ）のタイミングは、第１のスイッチング素子６が導通した後においても、加熱コイル１０と共振コンデンサ１１に流れる共振電流は流れ続けることを示している。コンデンサ導通制御回路２０で制御される第３のスイッチング素子１４は、第１のスイッチング素子６が遮断された後、数μｓ遅れて遮断され、第２のスイッチング素子７が通電された後、数μｓ遅れて通電される。そのため、最大入力時には、第１のスイッチング素子６が遮断された後、第２のスイッチング素子７が通電されるまでの時間が短いので、第３のスイッチング素子１４は常時通電されることになる。図２（ｆ），（ｇ）のＶｔ１ ，Ｖｔ２ は、第１のスイッチング素子６、第２のスイッチング素子７のコレクタ・エミッタ間電圧であり、図２（ｇ）のＩＬ は加熱コイル１０の電流である。
【００２０】
図４及び図５を用いて、弱出力時動作を説明する。図４は、出力を下げたときの各部の動作波形、図５は、そのときの各動作タイミングで電流がどのように流れるかを説明するための図である。図４（ａ）のｔ１ の時間に第１のスイッチング素子６が導通する。前述と同様に電流は、図５（ａ）中の矢線Ａの方向に流れる。次のｔ２ の時間で第１、第２のスイッチング素子６，７がともに遮断されると、図５（ｂ）中の矢線Ｂ１ の方向に、加熱コイル１０と共振コンデンサ１１に共振電流が流れ続ける。共振電流が反転して反Ｂ１ 方向に電流が流れると、図５（ｃ）中の矢線Ｂ２ のように、共振コンデンサ１１、加熱コイル１０及び第１のダイオード８を介して電流が流れる。ｔ３ のタイミングとなって第２のスイッチング素子７が導通すると、図５（ｄ）に示すように、電流は矢線Ｃ１ のように流れる。ここで、第３のスイッチング素子１４は、前述のように、第１のスイッチング素子６が遮断された約３μｓ後に遮断される。そして第２のスイッチング素子７が通電した約３μｓ後に導通する。図４（ｇ），（ｈ）のＶｔ１ ，Ｖｔ２ は、第１のスイッチング素子６、第２のスイッチング素子７のコレクタ・エミッタ間電圧である。図４に示すように、第１のスイッチング素子６が導通している時には、第２のスイッチング素子７に電源電圧が加わる。しかし、次の図５（ｂ）に示すタイミングでは第２のダイオード９がオンするため、図４に示すように、第２のスイッチング素子７には電圧が加わらない。一方、共振電流が反転した図５（ｃ）のタイミングでは、第２のスイッチング素子７に電源電圧が加わることになる。このときの加熱コイル１０に流れる電流はＩＬ で示すようになる（図４（ｉ））。ところで、スナバコンデンサ１３の電荷に着目すると、図４中のＰ１ 時点で電荷が放電される。しかし、第３のスイッチング素子１４は、Ｐ１ からＰ３ の間遮断されるので、この間は電荷充電されない。このため、Ｐ３ 時点で第２のスイッチング素子７が導通する時、電荷はないので、単にコンデンサを接続した場合に発生する第２のスイッチング素子７がコンデンサの電荷を放電することによる損失をなくすことができる。このように、強出力、弱出力何れの場合においても、スイッチング時の損失を大幅に低減できる。
【００２１】
次いで、スナバコンデンサ１３の動作について説明する。スナバコンデンサ１３には、第３のスイッチング素子１４が直列に接続され、この第３のスイッチング素子１４がコンデンサ導通制御回路２０で制御されて、図４（ｄ）に示すタイミングで通断電される。第１のスイッチング素子６が断電するタイミングＰ１ では、スナバコンデンサ１３は接続された状態となっており、ｔ１ の時間、スナバコンデンサ１３は充電をされている。そこで、Ｐ１ の点では第４のダイオード１５を介してスナバコンデンサ１３の電荷が放電されることになる。このため、Ｐ１ の時点での第１のスイッチング素子６の電圧の立上がり方は、スナバコンデンサ１３の作用により緩慢になる。また、電流の切れ方は変わらず電圧変化が緩やかになるので、第１のスイッチング素子６のスイッチング損失は、スナバコンデンサ１３が接続されていないときに比べて大きく減少することになる。この時点でスナバコンデンサ１３の電荷は放電される。次に、Ｐ２ の時点では、スイッチングする素子はないので、スイッチング損失は関係ない。第２のスイッチング素子７が導通する時、この場合は、図５（ｄ）のタイミングであり、第２のスイッチング素子７の両端電圧が加わっている状態であるが、Ｂ２ の電流は小さな値であり、大きな損失とならない。Ｐ４ 時点について説明する。Ｐ４ 時点では、電流は図５（ｄ）のタイミングであり、Ｃ１ 方向に電流が流れている。そして、共振コンデンサの電圧が０になると電流はＣ２ のように流れる。この時点で、第２のスイッチング素子７を遮断して、第１のスイッチング素子６を通電するが、第１のスイッチング素子６はＰ４ 時点で通電された時点では電流が流れないのでスイッチング損失が発生しないことになる。また、第２のスイッチング素子７には、Ｃ２ に示す方向の電流が流れているが、これを遮断する時、スナバコンデンサの効果により、スイッチング損失は小さい値となる。そして、Ｐ５ のタイミングまでＤ方向の電流が流れ続け、Ｐ５ の時点で電流が反転し、図５（ａ）に示すＡ方向の電流となる。以上説明したように、本実施の形態の電磁調理器におけるインバータ回路は、従来技術に比べてスイッチング損失が非常に小さな値となる。
【００２２】
図６には、本発明の第２の実施の形態を示す。図６において前記図１との相違は、共振コンデンサ１１と第３のダイオード１２の並列回路と、加熱コイル１０との接続順が逆になっている。本実施の形態の電磁調理器の回路動作は、図１の回路の動作と全く同様であるが、第３のダイオード１２のカソードと、第２のスイッチング素子７のコレクタと、第２のダイオード９のカソードが一点Ｅで接続されることになる。ところで、スイッチング素子としては一般的にトランジスタを用いるが、トランジスタのコレクタは放熱板に接触する面であり、ダイオードのカソードは同様に放熱板に接触する面である。そこで、上記のような接続構成とすることで、３個の素子７，９，１２を同一放熱板上に設けることが可能となり、第３のダイオード１２の放熱板を別に設ける必要がないので、冷却構造が簡単となり、プリント基板を小型化することができる。
【００２３】
図７には、本発明の第３の実施の形態を示す。本実施の形態は、第２のスイッチング素子７と第２のダイオード９を同一の素子内に１個のモジュール２１として配置したものである。第２のダイオード９の持つ容量を介して電流が流れる機会は、図３に示すタイミング（ｄ）から（ａ）又は図５に示すタイミング（ｅ）から（ａ）に移る時に発生する。しかし（ｄ）又は（ｅ）のタイミングの時には、第２のダイオード９に既に電圧が加わっており、電荷が充電されている。そこで、（ａ）のタイミングとなった時に第２のダイオード９の電圧が加わっても、この第２のダイオード９の容量を介して電流が流れない。即ち、第２のダイオード９の逆回復時間は遅くて良いことになる。一般的にトランジスタと同一基板上に組み込まれたダイオードの逆回復時間は遅く、従来のハーフブリッジ回路では、逆回復時間の速いダイオードを外部に用いていたので、部品点数が多くなり、大型化するとともにコスト高になっていた。しかし、本実施の形態では、図７に示すように、第２のスイッチング素子７と第２のダイオード９を同一のシリコン基板に組み込んだ素子を用いることにより、部品点数が少くなり、小型化できるとともにコストも安くなる。また、第２のスイッチング素子７は、第１のスイッチング素子６に比べて大きな電流が流れる。しかし、遮断電流は比較的小さい。また、第１のスイッチング素子６は、前記Ｐ１ の時点で大きな電流を遮断するが第２のスイッチング素子７に比べてオン電流は少ない。そこで、第１のスイッチング素子６には第２のスイッチング素子７に比べて遮断速度の早いスイッチング素子を用い、第２のスイッチング素子７には第１のスイッチング素子６に比べて飽和電圧の小さな素子を使用することにより、より一層低損失化を行うことが可能となる。
【００２４】
図８及び図９には、本発明の第４の実施の形態を示す。本実施の形態は、第３のスイッチング素子とこれに並列に接続された第４のダイオード及び第３のスイッチング素子を制御するコンデンサ導通制御回路を取り除いた構成となっている。図９は、動作時の各部の波形を示している。上述した各実施の形態の制御方法は、第１のスイッチング素子６のみの通断電時間を可変制御する方法であったが、本実施の形態の制御方法では、周期Ｔの中で、第１のスイッチング素子６の通電時間を短くするとともに第２のスイッチング素子７の通電時間を長くするように制御する（図９（ｄ），（ｅ））。即ち、第１のスイッチング素子６と第２のスイッチング素子７の通電比率を可変制御する。これにより、加熱コイル１０の電流ＩＬ は、図９に示すように、Ｐ１ の時点で第１のスイッチング素子６が断電される。その後、第２のスイッチング素子７が通電されるので加熱コイル１０に流れている電流は、Ｐ１ からＰ２ の時間まで同一方向に流れ、Ｐ２ の時点で流れる方向が変わる。そして、Ｐ２ からＰ３ の間は、前記と同様に、共振コンデンサ１１の電荷が放電されると第３のダイオード１２を介して加熱コイル１０のエネルギーが放電する。Ｐ３ の時点で再度第１のスイッチング素子６が通電すると、Ｐ４ の時点で電流が反転して再度電流の方向が変わることになる。このように、Ｐ１ ，Ｐ３ の時点で第１、第２のスイッチング素子６，７が通断電されるが、スナバコンデンサ１３により電圧の立上がり方が緩やかとなり、スイッチング素子の損失を大幅に低減できる。また、第１のスイッチング素子６と第２のスイッチング素子７の通電幅の和は、出力の如何に関わらず、ほぼＴとなっており、スイッチング部のタイミングは常に同じ動作を行う。そこで、スナバコンデンサ１３の効果は常時同じような効果を得ることができる。
【００２５】
図１０には、本発明の第５の実施の形態を示す。本実施の形態は、上記図８の回路において、スナバコンデンサ１３に直列に抵抗２２を接続して、スナバコンデンサ１３に流れる電流を制限したものである。
【００２６】
図１１には、本発明の第６の実施の形態を示す。本実施の形態は、前記図１の回路において、上記と同様に、スナバコンデンサ１３に直列に抵抗２２を接続したものである。上記と同様に電流を制限できるので、第３のスイッチング素子１４の損失を低減できる。
【００２７】
図１２には、本発明の第７の実施の形態を示す。本実施の形態は、前記図８の回路において、加熱コイル１０の他端を整流回路５の正端子側に接続したものである。図１２と図８は、交流的には全く同様の回路であることは、周知である。
【００２８】
【発明の効果】
以上説明したように、請求項１記載の発明によれば、直流電源の正・負端子間に直列に接続された単方向の第１、第２のスイッチング素子と、該第１、第２のスイッチング素子にそれぞれ逆方向に並列接続された第１、第２のダイオードと、前記第１、第２のスイッチング素子の何れか一方の両端の間に直列に接続された加熱コイル及び共振コンデンサと、該共振コンデンサに並列に接続された第３のダイオードと、前記加熱コイルおよび共振コンデンサが接続された側のスイッチング素子の両端の間に直列に接続されたスナバコンデンサ及び単方向の第３のスイッチング素子と、該第３のスイッチング素子に逆方向に並列接続された第４のダイオードとを有し、前記第１、第２のスイッチング素子は交互に導通制御を行うとともに、前記加熱コイルおよび共振コンデンサが接続された側のスイッチング素子は所定の固定された通電時間で通電し、他方のスイッチング素子は出力に応じて通電時間を可変し、前記第３のスイッチング素子は前記他方のスイッチング素子の遮断後所定時間遅れて遮断し前記加熱コイルおよび共振コンデンサが接続された側のスイッチング素子の通電後所定時間遅れて通電するように構成したため、出力の制御を周波数の変化で行っていないので、干渉音の発生がなく、ノイズの発生を抑えることができる。高出力時にスイッチング素子に格別、高電圧を印加する方式ではないので、大電力化が容易となる。また、スナバコンデンサによりスイッチング素子遮断時のスイッチング素子電圧の変化が緩やかになり、スイッチング素子電圧を低減することができる。
【００２９】
請求項２記載の発明によれば、直流電源の正・負端子間に直列に接続された単方向の第１、第２のスイッチング素子と、該第１、第２のスイッチング素子にそれぞれ逆方向に並列接続された第１、第２のダイオードと、前記第１、第２のスイッチング素子の何れか一方の両端の間に直列に接続された加熱コイル及び共振コンデンサと、該共振コンデンサに並列に接続された第３のダイオードと、前記加熱コイルおよび共振コンデンサが接続された側のスイッチング素子の両端の間に接続されたスナバコンデンサとを有し、固定された所定の周波数で前記第１、第２のスイッチング素子は交互に導通制御を行うとともに、当該第１、第２のスイッチング素子の通電比率を出力に応じて可変し、前記加熱コイルおよび共振コンデンサが接続された側のスイッチング素子とは異なるスイッチング素子に逆方向に接続されたダイオードを介して電流が流れるように構成したため、前記と同様に、出力の制御を周波数の変化で行っていないので、干渉音の発生がなく、ノイズの発生を抑えることができる。また、前記と同様に、大電力化容易性及びスイッチング損失の低減効果を得ることができる。
【００３０】
請求項３記載の発明によれば、前記スナバコンデンサに直列に電流制限用の抵抗を接続したため、第３のスイッチング素子等を少容量とすることができる。
【００３１】
請求項４記載の発明によれば、前記第１、第２のスイッチング素子のうちの何れか他方のスイッチング素子の遮断速度を前記何れか一方のスイッチング素子よりも速く、前記何れか一方のスイッチング素子の飽和電圧を前記何れか他方のスイッチング素子よりも低く設定したため、加熱コイル及び共振コンデンサが間に接続されたスイッチング素子は、他方のスイッチング素子に比べてオン電流は大きいが、遮断電流は比較的小さく、また、他方のスイッチング素子は、遮断電流は大きいが、一方のスイッチング素子に比べてオン電流は少なくなる。このため、加熱コイル及び共振コンデンサが間に接続されたスイッチング素子には低飽和電圧スイッチング素子を用い、他方のスイッチング素子には遮断速度の早いスイッチング素子を用いることで、より一層の低損失化を可能とすることができる。
【００３２】
請求項５記載の発明によれば、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子の接続中点に前記第３のダイオードを接続し、該第２のスイッチング素子、第３のダイオード及び前記第２のダイオードを同一放熱板上に設けたため、第３のダイオードの放熱板を別に設ける必要がないことから、放熱構造を簡単にすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る電磁調理器の第１の実施の形態を示す回路図である。
【図２】上記第１の実施の形態において強出力時の各部の動作波形を示すタイミングチャートである。
【図３】上記第１の実施の形態において強出力時の各部の動作を説明するための図である。
【図４】上記第１の実施の形態において弱出力時の各部の動作波形を示すタイミングチャートである。
【図５】上記第１の実施の形態において弱出力時の各部の動作を説明するための図である。
【図６】本発明の第２の実施の形態を示す回路図である。
【図７】本発明の第３の実施の形態を示す回路図である。
【図８】本発明の第４の実施の形態を示す回路図である。
【図９】上記第４の実施の形態において動作時の各部の波形を示すタイミングチャートである。
【図１０】本発明の第５の実施の形態を示す回路図である。
【図１１】本発明の第６の実施の形態を示す回路図である。
【図１２】本発明の第７の実施の形態を示す回路図である。
【図１３】従来の電磁調理器を示す回路図である。
【図１４】上記従来技術において強出力時の動作波形を示すタイミングチャートである。
【図１５】上記従来技術において弱出力時の動作波形を示すタイミングチャートである。
【符号の説明】
５ 整流回路（直流回路）
６ 第１のスイッチング素子
７ 第２のスイッチング素子
８ 第１のダイオード
９ 第２のダイオード
１０ 加熱コイル
１１ 共振コンデンサ
１２ 第３のダイオード
１３ スナバコンデンサ
１４ 第３のスイッチング素子
１５ 第４のダイオード
２２ 抵抗
【発明の属する技術分野】
本発明は、誘導加熱により調理物を加熱調理する電磁調理器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１３は、インバータ回路を用いた従来の電磁調理器の回路構成を示している。同図において、３１は商用電源、３２は整流ブリッジ、３３は平滑コンデンサであり、整流ブリッジ３３の正極には加熱コイル３４と共振コンデンサ３５の並列共振回路が接続され、並列共振回路の他端にトランジスタ３６のコレクタが接続されている。トランジスタ３６のエミッタは整流ブリッジ３３の負極に接続されている。トランジスタ３６にはダンパダイオード３７が並列接続されている。３８はトランジスタ３６を制御する制御回路である。このような構成のインバータ回路により、最大出力時には、約２０ｋＨｚの発振周波数で加熱コイル３４が駆動される。図１４は、インバータ回路による強出力時の動作波形、図１５は、弱出力時の動作波形である。両図において、（ａ）はトランジスタ３６の電圧、（ｂ）はトランジスタ３６の電流、（ｃ）はトランジスタ３６の駆動パルスである。図１４に示す強出力時には、約２０ｋＨｚの発振周波数（周期ｔ１ ）で駆動されるが、図１５に示す弱出力時には、発振周波数（周期ｔ２ ）が上がる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
従来の電磁調理器では、例えばシステムキッチン等に組み込むために、複数のインバータ回路を近くに置いた多口タイプにしたとき、それぞれのインバータ回路の発振周波数は、負荷の種類、出力により周波数が変化するので、干渉音（ｔ１ −ｔ２ ）が発生することがあり、耳障りになる場合があった。
【０００４】
この問題を解決するために、特開昭５８−８０２９３号公報には、それぞれのインバータ回路をＳＥＰＰ回路で構成して、第１のトランジスタと第２のトランジスタをそれぞれデューティ制御する方式が開示されている。この方式は、０〜１００％までの出力を制御できるが、大電流を遮断するのでトランジスタのスイッチング損失が大きい。
【０００５】
また、特開平５−２１１５０号公報には、第１のトランジスタと直列に接続されたダイオードと第２のトランジスタに並列に接続されたダイオードとを設け、さらに、第１、第２のトランジスタの接続点に加熱コイルと共振コンデンサを接続し、共振コンデンサには、並列にダイオードを接続した構成のインバータ回路が開示されている。このインバータ回路は、トランジスタの損失が小さく、ノイズも小さい。しかし、第２のトランジスタのエミッタ・コレクタ間に高電圧が加わり、この電圧は電力が大きくなるほど、さらに高くなる。トランジスタの高電圧化は難しいので、この従来技術は、大電力化することが難しい。
【０００６】
ここで、表１は、３ｋＷ電磁調理器、２ｋＷ電磁調理器、ガスこんろ及びハロゲンヒータの調理性能に関する試験結果を比較して示したものである。
【０００７】
【表１】
この表から、３ｋＷ電磁調理器は、一般に使用されているガスこんろに比べても熱効率が良く、また火力としても当然２ｋＷ電磁調理器に比べて大きく、ガスこんろを超す能力があり、例えば、中華料理などにおける調理器としても優れていることが確認された。このような試験結果からも、電磁調理器を、キッチンシステムのようにキッチンで主調理器として使用する場合、大容量化が望まれている。
【０００９】
本発明は、上記に鑑みてなされたもので、第１に、スイッチング損失及びノイズを低減することができ、第２に容易に大電力化することができ、第３に基板構造等を簡単化することができる電磁調理器を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、請求項１記載の発明は、直流電源の正・負端子間に直列に接続された単方向の第１、第２のスイッチング素子と、該第１、第２のスイッチング素子にそれぞれ逆方向に並列接続された第１、第２のダイオードと、前記第１、第２のスイッチング素子の何れか一方の両端の間に直列に接続された加熱コイル及び共振コンデンサと、該共振コンデンサに並列に接続された第３のダイオードと、前記加熱コイルおよび共振コンデンサが接続された側のスイッチング素子の両端の間に直列に接続されたスナバコンデンサ及び単方向の第３のスイッチング素子と、該第３のスイッチング素子に逆方向に並列接続された第４のダイオードとを有し、前記第１、第２のスイッチング素子は交互に導通制御を行うとともに、前記加熱コイルおよび共振コンデンサが接続された側のスイッチング素子は所定の固定された通電時間で通電し、他方のスイッチング素子は出力に応じて通電時間を可変し、前記第３のスイッチング素子は前記他方のスイッチング素子の遮断後所定時間遅れて遮断し前記加熱コイルおよび共振コンデンサが接続された側のスイッチング素子の通電後所定時間遅れて通電するように構成してなることを要旨とする。この構成により、加熱コイルおよび共振コンデンサが接続された側のスイッチング素子の通電時間は、例えば、一定周期Ｔ内において、固定されたＴ／２時間で通電し、他方のスイッチング素子の通電時間は、Ｔ／２時間内で可変することで、出力が０〜１００％の範囲で可変される。出力の制御を周波数の変化で行っていないので、干渉音の発生がなく、ノイズの発生を抑えることが可能となる。そして、高出力時にスイッチング素子に格別、高電圧を印加する方式ではないので、大電力化が容易となる。また、スナバコンデンサによりスイッチング素子遮断時のスイッチング素子電圧の変化が緩やかになり、スイッチング素子電圧が低減する。
【００１１】
請求項２記載の発明は、直流電源の正・負端子間に直列に接続された単方向の第１、第２のスイッチング素子と、該第１、第２のスイッチング素子にそれぞれ逆方向に並列接続された第１、第２のダイオードと、前記第１、第２のスイッチング素子の何れか一方の両端の間に直列に接続された加熱コイル及び共振コンデンサと、該共振コンデンサに並列に接続された第３のダイオードと、前記加熱コイルおよび共振コンデンサが接続された側のスイッチング素子の両端の間に接続されたスナバコンデンサとを有し、固定された所定の周波数で前記第１、第２のスイッチング素子は交互に導通制御を行うとともに、当該第１、第２のスイッチング素子の通電比率を出力に応じて可変し、前記加熱コイルおよび共振コンデンサが接続された側のスイッチング素子とは異なるスイッチング素子に逆方向に接続されたダイオードを介して電流が流れるように構成してなることを要旨とする。この構成により、例えば、一定周期Ｔ内において、第１、第２のスイッチング素子の通電比率を可変することで、出力が０〜１００％の範囲で可変される。前記と同様に、出力の制御を周波数の変化で行っていないので、干渉音の発生がなく、ノイズの発生を抑えることが可能となる。また、大電力化容易性及び他方のスイッチング素子の通断電時におけるスイッチング損失の低減作用が前記と同様にして行われる。
【００１２】
請求項３記載の発明は、上記請求項１又は２記載の電磁調理器において、前記スナバコンデンサに直列に電流制限用の抵抗を接続してなることを要旨とする。この構成により、第３のスイッチング素子及びスナバコンデンサに流れる電流が制限されることで、第３のスイッチング素子等の少容量化が可能となる。
【００１３】
請求項４記載の発明は、上記請求項１又は２記載の電磁調理器において、前記第１、第２のスイッチング素子のうちの何れか他方のスイッチング素子の遮断速度を前記何れか一方のスイッチング素子よりも速く、前記何れか一方のスイッチング素子の飽和電圧を前記何れか他方のスイッチング素子よりも低く設定してなることを要旨とする。この構成により、加熱コイル及び共振コンデンサが間に接続されたスイッチング素子は、他方にスイッチング素子に比べてオン電流は大きいが、遮断電流は比較的小さく、また、他方のスイッチング素子は、遮断電流は大きいが、一方のスイッチング素子に比べてオン電流は少ない。そこで、加熱コイル及び共振コンデンサが間に接続されたスイッチング素子には低飽和電圧スイッチング素子を用い、他方のスイッチング素子には遮断速度の早いスイッチング素子を用いることで、より一層の低損失化が可能となる。
【００１４】
請求項５記載の発明は、上記請求項１又は２記載の電磁調理器において、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子の接続中点に前記第３のダイオードを接続し、該第２のスイッチング素子、第３のダイオード及び前記第２のダイオードを同一放熱板に設けてなることを要旨とする。この構成により、第３のダイオードの放熱板を別に設ける必要がなくなって放熱構造が簡単となる。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
【００１６】
図１乃至図５は、本発明の第１の実施の形態を示す図である。まず、図１を用いて、本実施の形態の電磁調理器の構成を説明する。商用電源１が整流ブリッジ２に接続されている。整流ブリッジ２の正極にはチョークコイル３が直列に接続され、チョークコイル３の他端と整流ブリッジ２の負極との間に平滑用コンデンサ４が接続されている。以下、この整流ブリッジ２、チョークコイル３及び平滑用コンデンサ４を含めて、整流回路又は直流電源５と云う。整流回路５の正・負端子間には、それぞれＩＧＢＴからなる単方向の第１のスイッチング素子６と第２のスイッチング素子７が直列に接続されている。第１のスイッチング素子６及び第２のスイッチング素子７には、それぞれ第１のダイオード８及び第２のダイオード９が逆方向に並列接続されている。第１のスイッチング素子６と第２のスイッチング素子７の接続中点には、加熱コイル１０及び共振コンデンサ１１が直列に接続され、共振コンデンサ１１の他端は整流回路５の負端子に接続されている。共振コンデンサ１１には第３のダイオード１２が並列接続されている。第３のダイオード１２は、加熱コイル１０と共振コンデンサ１１の接続中点側がカソード、共振コンデンサ１１の他端側がアノードとなっている。また、第１のスイッチング素子６と第２のスイッチング素子７の接続中点には、スナバコンデンサ１３が接続され、スナバコンデンサ１３に直列に、トランジスタからなる第３のスイッチング素子１４が接続され、第３のスイッチング素子１４の他端は整流回路５の負端子に接続されている。第３のスイッチング素子１４には、第４のダイオード１５が逆方向に並列接続されている。スナバコンデンサ１３は、第１のスイッチング素子６が電流を遮断した時のスイッチング損失を低減するために設けられている。
【００１７】
１６は発振器であり、固定された所定の周波数（例えば、２０ｋＨｚ）で発振を行う。発振器１６の発振出力は、それぞれ出力端子ａ，ｂを介して、出力制御回路１７及び第２のスイッチング素子７を駆動するための第２の駆動回路１９に入力されている。出力制御回路１７の出力端子ｃは、第１のスイッチング素子６を駆動するための第１の駆動回路１８に接続されている。出力制御回路１７は、図示しないが、例えば、調理器筐体のパネルに設けられた操作スイッチに連動、あるいは回路内に設けられたマイコンなどの制御により出力パルス幅を変化する。そして、後述するように、第１の駆動回路１８を介して第１のスイッチング素子６の導通時間を可変し、出力を０〜１００％の範囲で制御するようになっている。また、出力制御回路１７の出力端子ｃと発振器１６の出力端子ｂが、第３のスイッチング素子１４のオン・オフを制御するコンデンサ導通制御回路２０に接続されている。
【００１８】
次に、上述のように構成された電磁調理器の動作を説明する。図２及び図３を用いて、強出力時動作から説明する。図２は、出力最大のときの各部の動作波形、図３は、各動作タイミングで電流がどのように流れるかを説明するための図である。発振器１６は、約２０ｋＨｚに相当する周期Ｔの間に、Ｔ／２幅のパルスを出力端子ａ，ｂから出力する（図２（ａ））。出力制御回路１７は、最大出力時にはＴ／２よりも若干短いｔ１ 時間幅のパルスを第１の駆動回路１８に与える（図２（ｂ））。第２の駆動回路１９には、発振器１６からのＴ／２幅パルスが直接与えられる（図２（ｃ））。第１、第２の駆動回路１８，１９は、各入力パルスに見合った時間幅のオンパルスを第１のスイッチング素子６、第２のスイッチング素子７にそれぞれ供給する。但し、第１のスイッチング素子６と第２のスイッチング素子７は、直列に接続されているので、公知のように、第１のスイッチング素子６と第２のスイッチング素子７の各スイッチング時間には、それぞれ若干の遅れ時間Ｔａ （デッドタイム）が持たせてある（図２（ｄ），（ｅ））。
【００１９】
ｔ１ の時間に第１のスイッチング素子６が導通すると、電流は、図３（ａ）中の矢線Ａで示すように、第１のスイッチング素子６、加熱コイル１０及び共振コンデンサ１１を流れる。ｔ１ 時間後、第１のスイッチング素子６が遮断されると、加熱コイル１０に蓄積されたエネルギーにより、図３（ｂ）中の矢線Ｂで示すように、加熱コイル１０、共振コンデンサ１１及び第２のダイオード９を介して共振電流が流れ続けて共振コンデンサ１１に充電される。この共振電流は、加熱コイル１０のエネルギーが放電されると共振コンデンサ１１に充電された電荷により反Ｂ方向に流れ始めることになるが、ｔ２ の時間が短く、共振電流が反転する前にｔ３ のタイミングとなる。ｔ３ のタイミングとなって第２のスイッチング素子７が導通すると、図３（ｃ）中の矢線Ｃ１ で示すように、共振電流が反転して加熱コイル１０、共振コンデンサ１１及び第２のスイッチング素子７を介して共振コンデンサ１１に充電された電荷が放電される。共振コンデンサ１１の電荷が放電された後も第３のダイオード１２を介して矢線Ｃ２ 方向に電流は流れ続ける。図３（ｄ）のタイミングは、第１のスイッチング素子６が導通した後においても、加熱コイル１０と共振コンデンサ１１に流れる共振電流は流れ続けることを示している。コンデンサ導通制御回路２０で制御される第３のスイッチング素子１４は、第１のスイッチング素子６が遮断された後、数μｓ遅れて遮断され、第２のスイッチング素子７が通電された後、数μｓ遅れて通電される。そのため、最大入力時には、第１のスイッチング素子６が遮断された後、第２のスイッチング素子７が通電されるまでの時間が短いので、第３のスイッチング素子１４は常時通電されることになる。図２（ｆ），（ｇ）のＶｔ１ ，Ｖｔ２ は、第１のスイッチング素子６、第２のスイッチング素子７のコレクタ・エミッタ間電圧であり、図２（ｇ）のＩＬ は加熱コイル１０の電流である。
【００２０】
図４及び図５を用いて、弱出力時動作を説明する。図４は、出力を下げたときの各部の動作波形、図５は、そのときの各動作タイミングで電流がどのように流れるかを説明するための図である。図４（ａ）のｔ１ の時間に第１のスイッチング素子６が導通する。前述と同様に電流は、図５（ａ）中の矢線Ａの方向に流れる。次のｔ２ の時間で第１、第２のスイッチング素子６，７がともに遮断されると、図５（ｂ）中の矢線Ｂ１ の方向に、加熱コイル１０と共振コンデンサ１１に共振電流が流れ続ける。共振電流が反転して反Ｂ１ 方向に電流が流れると、図５（ｃ）中の矢線Ｂ２ のように、共振コンデンサ１１、加熱コイル１０及び第１のダイオード８を介して電流が流れる。ｔ３ のタイミングとなって第２のスイッチング素子７が導通すると、図５（ｄ）に示すように、電流は矢線Ｃ１ のように流れる。ここで、第３のスイッチング素子１４は、前述のように、第１のスイッチング素子６が遮断された約３μｓ後に遮断される。そして第２のスイッチング素子７が通電した約３μｓ後に導通する。図４（ｇ），（ｈ）のＶｔ１ ，Ｖｔ２ は、第１のスイッチング素子６、第２のスイッチング素子７のコレクタ・エミッタ間電圧である。図４に示すように、第１のスイッチング素子６が導通している時には、第２のスイッチング素子７に電源電圧が加わる。しかし、次の図５（ｂ）に示すタイミングでは第２のダイオード９がオンするため、図４に示すように、第２のスイッチング素子７には電圧が加わらない。一方、共振電流が反転した図５（ｃ）のタイミングでは、第２のスイッチング素子７に電源電圧が加わることになる。このときの加熱コイル１０に流れる電流はＩＬ で示すようになる（図４（ｉ））。ところで、スナバコンデンサ１３の電荷に着目すると、図４中のＰ１ 時点で電荷が放電される。しかし、第３のスイッチング素子１４は、Ｐ１ からＰ３ の間遮断されるので、この間は電荷充電されない。このため、Ｐ３ 時点で第２のスイッチング素子７が導通する時、電荷はないので、単にコンデンサを接続した場合に発生する第２のスイッチング素子７がコンデンサの電荷を放電することによる損失をなくすことができる。このように、強出力、弱出力何れの場合においても、スイッチング時の損失を大幅に低減できる。
【００２１】
次いで、スナバコンデンサ１３の動作について説明する。スナバコンデンサ１３には、第３のスイッチング素子１４が直列に接続され、この第３のスイッチング素子１４がコンデンサ導通制御回路２０で制御されて、図４（ｄ）に示すタイミングで通断電される。第１のスイッチング素子６が断電するタイミングＰ１ では、スナバコンデンサ１３は接続された状態となっており、ｔ１ の時間、スナバコンデンサ１３は充電をされている。そこで、Ｐ１ の点では第４のダイオード１５を介してスナバコンデンサ１３の電荷が放電されることになる。このため、Ｐ１ の時点での第１のスイッチング素子６の電圧の立上がり方は、スナバコンデンサ１３の作用により緩慢になる。また、電流の切れ方は変わらず電圧変化が緩やかになるので、第１のスイッチング素子６のスイッチング損失は、スナバコンデンサ１３が接続されていないときに比べて大きく減少することになる。この時点でスナバコンデンサ１３の電荷は放電される。次に、Ｐ２ の時点では、スイッチングする素子はないので、スイッチング損失は関係ない。第２のスイッチング素子７が導通する時、この場合は、図５（ｄ）のタイミングであり、第２のスイッチング素子７の両端電圧が加わっている状態であるが、Ｂ２ の電流は小さな値であり、大きな損失とならない。Ｐ４ 時点について説明する。Ｐ４ 時点では、電流は図５（ｄ）のタイミングであり、Ｃ１ 方向に電流が流れている。そして、共振コンデンサの電圧が０になると電流はＣ２ のように流れる。この時点で、第２のスイッチング素子７を遮断して、第１のスイッチング素子６を通電するが、第１のスイッチング素子６はＰ４ 時点で通電された時点では電流が流れないのでスイッチング損失が発生しないことになる。また、第２のスイッチング素子７には、Ｃ２ に示す方向の電流が流れているが、これを遮断する時、スナバコンデンサの効果により、スイッチング損失は小さい値となる。そして、Ｐ５ のタイミングまでＤ方向の電流が流れ続け、Ｐ５ の時点で電流が反転し、図５（ａ）に示すＡ方向の電流となる。以上説明したように、本実施の形態の電磁調理器におけるインバータ回路は、従来技術に比べてスイッチング損失が非常に小さな値となる。
【００２２】
図６には、本発明の第２の実施の形態を示す。図６において前記図１との相違は、共振コンデンサ１１と第３のダイオード１２の並列回路と、加熱コイル１０との接続順が逆になっている。本実施の形態の電磁調理器の回路動作は、図１の回路の動作と全く同様であるが、第３のダイオード１２のカソードと、第２のスイッチング素子７のコレクタと、第２のダイオード９のカソードが一点Ｅで接続されることになる。ところで、スイッチング素子としては一般的にトランジスタを用いるが、トランジスタのコレクタは放熱板に接触する面であり、ダイオードのカソードは同様に放熱板に接触する面である。そこで、上記のような接続構成とすることで、３個の素子７，９，１２を同一放熱板上に設けることが可能となり、第３のダイオード１２の放熱板を別に設ける必要がないので、冷却構造が簡単となり、プリント基板を小型化することができる。
【００２３】
図７には、本発明の第３の実施の形態を示す。本実施の形態は、第２のスイッチング素子７と第２のダイオード９を同一の素子内に１個のモジュール２１として配置したものである。第２のダイオード９の持つ容量を介して電流が流れる機会は、図３に示すタイミング（ｄ）から（ａ）又は図５に示すタイミング（ｅ）から（ａ）に移る時に発生する。しかし（ｄ）又は（ｅ）のタイミングの時には、第２のダイオード９に既に電圧が加わっており、電荷が充電されている。そこで、（ａ）のタイミングとなった時に第２のダイオード９の電圧が加わっても、この第２のダイオード９の容量を介して電流が流れない。即ち、第２のダイオード９の逆回復時間は遅くて良いことになる。一般的にトランジスタと同一基板上に組み込まれたダイオードの逆回復時間は遅く、従来のハーフブリッジ回路では、逆回復時間の速いダイオードを外部に用いていたので、部品点数が多くなり、大型化するとともにコスト高になっていた。しかし、本実施の形態では、図７に示すように、第２のスイッチング素子７と第２のダイオード９を同一のシリコン基板に組み込んだ素子を用いることにより、部品点数が少くなり、小型化できるとともにコストも安くなる。また、第２のスイッチング素子７は、第１のスイッチング素子６に比べて大きな電流が流れる。しかし、遮断電流は比較的小さい。また、第１のスイッチング素子６は、前記Ｐ１ の時点で大きな電流を遮断するが第２のスイッチング素子７に比べてオン電流は少ない。そこで、第１のスイッチング素子６には第２のスイッチング素子７に比べて遮断速度の早いスイッチング素子を用い、第２のスイッチング素子７には第１のスイッチング素子６に比べて飽和電圧の小さな素子を使用することにより、より一層低損失化を行うことが可能となる。
【００２４】
図８及び図９には、本発明の第４の実施の形態を示す。本実施の形態は、第３のスイッチング素子とこれに並列に接続された第４のダイオード及び第３のスイッチング素子を制御するコンデンサ導通制御回路を取り除いた構成となっている。図９は、動作時の各部の波形を示している。上述した各実施の形態の制御方法は、第１のスイッチング素子６のみの通断電時間を可変制御する方法であったが、本実施の形態の制御方法では、周期Ｔの中で、第１のスイッチング素子６の通電時間を短くするとともに第２のスイッチング素子７の通電時間を長くするように制御する（図９（ｄ），（ｅ））。即ち、第１のスイッチング素子６と第２のスイッチング素子７の通電比率を可変制御する。これにより、加熱コイル１０の電流ＩＬ は、図９に示すように、Ｐ１ の時点で第１のスイッチング素子６が断電される。その後、第２のスイッチング素子７が通電されるので加熱コイル１０に流れている電流は、Ｐ１ からＰ２ の時間まで同一方向に流れ、Ｐ２ の時点で流れる方向が変わる。そして、Ｐ２ からＰ３ の間は、前記と同様に、共振コンデンサ１１の電荷が放電されると第３のダイオード１２を介して加熱コイル１０のエネルギーが放電する。Ｐ３ の時点で再度第１のスイッチング素子６が通電すると、Ｐ４ の時点で電流が反転して再度電流の方向が変わることになる。このように、Ｐ１ ，Ｐ３ の時点で第１、第２のスイッチング素子６，７が通断電されるが、スナバコンデンサ１３により電圧の立上がり方が緩やかとなり、スイッチング素子の損失を大幅に低減できる。また、第１のスイッチング素子６と第２のスイッチング素子７の通電幅の和は、出力の如何に関わらず、ほぼＴとなっており、スイッチング部のタイミングは常に同じ動作を行う。そこで、スナバコンデンサ１３の効果は常時同じような効果を得ることができる。
【００２５】
図１０には、本発明の第５の実施の形態を示す。本実施の形態は、上記図８の回路において、スナバコンデンサ１３に直列に抵抗２２を接続して、スナバコンデンサ１３に流れる電流を制限したものである。
【００２６】
図１１には、本発明の第６の実施の形態を示す。本実施の形態は、前記図１の回路において、上記と同様に、スナバコンデンサ１３に直列に抵抗２２を接続したものである。上記と同様に電流を制限できるので、第３のスイッチング素子１４の損失を低減できる。
【００２７】
図１２には、本発明の第７の実施の形態を示す。本実施の形態は、前記図８の回路において、加熱コイル１０の他端を整流回路５の正端子側に接続したものである。図１２と図８は、交流的には全く同様の回路であることは、周知である。
【００２８】
【発明の効果】
以上説明したように、請求項１記載の発明によれば、直流電源の正・負端子間に直列に接続された単方向の第１、第２のスイッチング素子と、該第１、第２のスイッチング素子にそれぞれ逆方向に並列接続された第１、第２のダイオードと、前記第１、第２のスイッチング素子の何れか一方の両端の間に直列に接続された加熱コイル及び共振コンデンサと、該共振コンデンサに並列に接続された第３のダイオードと、前記加熱コイルおよび共振コンデンサが接続された側のスイッチング素子の両端の間に直列に接続されたスナバコンデンサ及び単方向の第３のスイッチング素子と、該第３のスイッチング素子に逆方向に並列接続された第４のダイオードとを有し、前記第１、第２のスイッチング素子は交互に導通制御を行うとともに、前記加熱コイルおよび共振コンデンサが接続された側のスイッチング素子は所定の固定された通電時間で通電し、他方のスイッチング素子は出力に応じて通電時間を可変し、前記第３のスイッチング素子は前記他方のスイッチング素子の遮断後所定時間遅れて遮断し前記加熱コイルおよび共振コンデンサが接続された側のスイッチング素子の通電後所定時間遅れて通電するように構成したため、出力の制御を周波数の変化で行っていないので、干渉音の発生がなく、ノイズの発生を抑えることができる。高出力時にスイッチング素子に格別、高電圧を印加する方式ではないので、大電力化が容易となる。また、スナバコンデンサによりスイッチング素子遮断時のスイッチング素子電圧の変化が緩やかになり、スイッチング素子電圧を低減することができる。
【００２９】
請求項２記載の発明によれば、直流電源の正・負端子間に直列に接続された単方向の第１、第２のスイッチング素子と、該第１、第２のスイッチング素子にそれぞれ逆方向に並列接続された第１、第２のダイオードと、前記第１、第２のスイッチング素子の何れか一方の両端の間に直列に接続された加熱コイル及び共振コンデンサと、該共振コンデンサに並列に接続された第３のダイオードと、前記加熱コイルおよび共振コンデンサが接続された側のスイッチング素子の両端の間に接続されたスナバコンデンサとを有し、固定された所定の周波数で前記第１、第２のスイッチング素子は交互に導通制御を行うとともに、当該第１、第２のスイッチング素子の通電比率を出力に応じて可変し、前記加熱コイルおよび共振コンデンサが接続された側のスイッチング素子とは異なるスイッチング素子に逆方向に接続されたダイオードを介して電流が流れるように構成したため、前記と同様に、出力の制御を周波数の変化で行っていないので、干渉音の発生がなく、ノイズの発生を抑えることができる。また、前記と同様に、大電力化容易性及びスイッチング損失の低減効果を得ることができる。
【００３０】
請求項３記載の発明によれば、前記スナバコンデンサに直列に電流制限用の抵抗を接続したため、第３のスイッチング素子等を少容量とすることができる。
【００３１】
請求項４記載の発明によれば、前記第１、第２のスイッチング素子のうちの何れか他方のスイッチング素子の遮断速度を前記何れか一方のスイッチング素子よりも速く、前記何れか一方のスイッチング素子の飽和電圧を前記何れか他方のスイッチング素子よりも低く設定したため、加熱コイル及び共振コンデンサが間に接続されたスイッチング素子は、他方のスイッチング素子に比べてオン電流は大きいが、遮断電流は比較的小さく、また、他方のスイッチング素子は、遮断電流は大きいが、一方のスイッチング素子に比べてオン電流は少なくなる。このため、加熱コイル及び共振コンデンサが間に接続されたスイッチング素子には低飽和電圧スイッチング素子を用い、他方のスイッチング素子には遮断速度の早いスイッチング素子を用いることで、より一層の低損失化を可能とすることができる。
【００３２】
請求項５記載の発明によれば、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子の接続中点に前記第３のダイオードを接続し、該第２のスイッチング素子、第３のダイオード及び前記第２のダイオードを同一放熱板上に設けたため、第３のダイオードの放熱板を別に設ける必要がないことから、放熱構造を簡単にすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る電磁調理器の第１の実施の形態を示す回路図である。
【図２】上記第１の実施の形態において強出力時の各部の動作波形を示すタイミングチャートである。
【図３】上記第１の実施の形態において強出力時の各部の動作を説明するための図である。
【図４】上記第１の実施の形態において弱出力時の各部の動作波形を示すタイミングチャートである。
【図５】上記第１の実施の形態において弱出力時の各部の動作を説明するための図である。
【図６】本発明の第２の実施の形態を示す回路図である。
【図７】本発明の第３の実施の形態を示す回路図である。
【図８】本発明の第４の実施の形態を示す回路図である。
【図９】上記第４の実施の形態において動作時の各部の波形を示すタイミングチャートである。
【図１０】本発明の第５の実施の形態を示す回路図である。
【図１１】本発明の第６の実施の形態を示す回路図である。
【図１２】本発明の第７の実施の形態を示す回路図である。
【図１３】従来の電磁調理器を示す回路図である。
【図１４】上記従来技術において強出力時の動作波形を示すタイミングチャートである。
【図１５】上記従来技術において弱出力時の動作波形を示すタイミングチャートである。
【符号の説明】
５ 整流回路（直流回路）
６ 第１のスイッチング素子
７ 第２のスイッチング素子
８ 第１のダイオード
９ 第２のダイオード
１０ 加熱コイル
１１ 共振コンデンサ
１２ 第３のダイオード
１３ スナバコンデンサ
１４ 第３のスイッチング素子
１５ 第４のダイオード
２２ 抵抗
Claims (5)
- 直流電源の正・負端子間に直列に接続された単方向の第１、第２のスイッチング素子と、該第１、第２のスイッチング素子にそれぞれ逆方向に並列接続された第１、第２のダイオードと、前記第１、第２のスイッチング素子の何れか一方の両端の間に直列に接続された加熱コイル及び共振コンデンサと、該共振コンデンサに並列に接続された第３のダイオードと、前記加熱コイルおよび共振コンデンサが接続された側のスイッチング素子の両端の間に直列に接続されたスナバコンデンサ及び単方向の第３のスイッチング素子と、該第３のスイッチング素子に逆方向に並列接続された第４のダイオードとを有し、前記第１、第２のスイッチング素子は交互に導通制御を行うとともに、前記加熱コイルおよび共振コンデンサが接続された側のスイッチング素子は所定の固定された通電時間で通電し、他方のスイッチング素子は出力に応じて通電時間を可変し、前記第３のスイッチング素子は前記他方のスイッチング素子の遮断後所定時間遅れて遮断し前記加熱コイルおよび共振コンデンサが接続された側のスイッチング素子の通電後所定時間遅れて通電するように構成してなることを特徴とする電磁調理器。
- 直流電源の正・負端子間に直列に接続された単方向の第１、第２のスイッチング素子と、該第１、第２のスイッチング素子にそれぞれ逆方向に並列接続された第１、第２のダイオードと、前記第１、第２のスイッチング素子の何れか一方の両端の間に直列に接続された加熱コイル及び共振コンデンサと、該共振コンデンサに並列に接続された第３のダイオードと、前記加熱コイルおよび共振コンデンサが接続された側のスイッチング素子の両端の間に接続されたスナバコンデンサとを有し、固定された所定の周波数で前記第１、第２のスイッチング素子は交互に導通制御を行うとともに、当該第１、第２のスイッチング素子の通電比率を出力に応じて可変し、前記加熱コイルおよび共振コンデンサが接続された側のスイッチング素子とは異なるスイッチング素子に逆方向に接続されたダイオードを介して電流が流れるように構成してなることを特徴とする電磁調理器。
- 前記スナバコンデンサに直列に電流制限用の抵抗を接続してなることを特徴とする請求項１又は２記載の電磁調理器。
- 前記第１、第２のスイッチング素子のうちの何れか他方のスイッチング素子の遮断速度を前記何れか一方のスイッチング素子よりも速く、前記何れか一方のスイッチング素子の飽和電圧を前記何れか他方のスイッチング素子よりも低く設定してなることを特徴とする請求項１又は２記載の電磁調理器。
- 前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子の接続中点に前記第３のダイオードを接続し、該第２のスイッチング素子、第３のダイオード及び前記第２のダイオードを同一放熱板上に設けてなることを特徴とする請求項１又は２記載の電磁調理器。
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