JPH0711986B2 - 電磁調理器の出力制御回路 - Google Patents
電磁調理器の出力制御回路Info
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- JPH0711986B2 JPH0711986B2 JP59263558A JP26355884A JPH0711986B2 JP H0711986 B2 JPH0711986 B2 JP H0711986B2 JP 59263558 A JP59263558 A JP 59263558A JP 26355884 A JP26355884 A JP 26355884A JP H0711986 B2 JPH0711986 B2 JP H0711986B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は電磁調理器の駆動回路に関する。
高周波の磁力線を発生させて、鋳鉄や軟鉄の鍋における
鉄損発熱を利用して調理を行うようにした電磁調理器が
商品化されている。第６図はこのような電磁調理器の駆
動回路図で、整流器１及び平滑コンデンサ２から成る電
源部を通して得られた直流電圧が加熱コイルＬに与えら
れ、このコイルと直列に結合されたコンデンサＣの他端
が、ダンパーダイオードD1、D2を備えるSEPP構成のトラ
ンジスタ対T1、T2によってスイッチング駆動されること
により、誘導加熱電流がコイルＬに流され、鍋３等の負
荷が加熱される。
鉄損発熱を利用して調理を行うようにした電磁調理器が
商品化されている。第６図はこのような電磁調理器の駆
動回路図で、整流器１及び平滑コンデンサ２から成る電
源部を通して得られた直流電圧が加熱コイルＬに与えら
れ、このコイルと直列に結合されたコンデンサＣの他端
が、ダンパーダイオードD1、D2を備えるSEPP構成のトラ
ンジスタ対T1、T2によってスイッチング駆動されること
により、誘導加熱電流がコイルＬに流され、鍋３等の負
荷が加熱される。
トランジスタT1、T2には、その負荷のLC共振周波数にほ
ぼ対応する周波数の駆動パルスが、互いに逆相で与えら
れる。SEPP回路では、トランジスタのオフ時に加わるコ
レクタ・エミッタ間電圧は、ほぼ整流出力電圧程度であ
る。一方、電磁調理器で良く用いられている単一トラン
ジスタによるスイッチング方式（この場合には負荷はLC
並列回路となる）では、トランジスタに加わる逆起電圧
は電源電圧の５〜10倍にもなる。従って電磁調理器のよ
うな高周波、大電流を扱う機器では、SEPP方式が有利で
ある。しかし負荷が共振回路であるため、それに伴う問
題点もある。
ぼ対応する周波数の駆動パルスが、互いに逆相で与えら
れる。SEPP回路では、トランジスタのオフ時に加わるコ
レクタ・エミッタ間電圧は、ほぼ整流出力電圧程度であ
る。一方、電磁調理器で良く用いられている単一トラン
ジスタによるスイッチング方式（この場合には負荷はLC
並列回路となる）では、トランジスタに加わる逆起電圧
は電源電圧の５〜10倍にもなる。従って電磁調理器のよ
うな高周波、大電流を扱う機器では、SEPP方式が有利で
ある。しかし負荷が共振回路であるため、それに伴う問
題点もある。
第７図は第６図の駆動回路に用いられる発熱量（出力）
制御回路であって、負荷回路に挿入されたコイル等の検
出素子Ｓで負荷電流ILを検出し、コントロール回路４に
て出力コントロールボリュームVRによって設定された出
力値（ワット）と検出値とを比較対照させて、ディーテ
ィコントロール回路５に第８図Ａのようなディーティ信
号を出力し、ディーティP1/Pを変え、第８図Ｂのように
負荷電流の平均値を制御して発熱量の加減を行ってい
る。この場合、例えば周期Ｐが３秒でディーティ比を50
％（1.5秒ずつオン・オフ）とすると、出力は最大時の
半分に制御される。
制御回路であって、負荷回路に挿入されたコイル等の検
出素子Ｓで負荷電流ILを検出し、コントロール回路４に
て出力コントロールボリュームVRによって設定された出
力値（ワット）と検出値とを比較対照させて、ディーテ
ィコントロール回路５に第８図Ａのようなディーティ信
号を出力し、ディーティP1/Pを変え、第８図Ｂのように
負荷電流の平均値を制御して発熱量の加減を行ってい
る。この場合、例えば周期Ｐが３秒でディーティ比を50
％（1.5秒ずつオン・オフ）とすると、出力は最大時の
半分に制御される。
しかし平均値では出力をコントロールできても、最大ピ
ーク電流値は変わらないので、大電流のピークと零との
オンオフの繰り返しにより、屋内の電灯線に結合された
電気器具に悪影響を与える。また実際の調理において
も、負荷（鍋）の熱容量が小さい場合や熱に敏感な調理
物のときには、ピーク電流時の最大入力に影響されて、
微妙な加熱制御ができない欠点があった。
ーク電流値は変わらないので、大電流のピークと零との
オンオフの繰り返しにより、屋内の電灯線に結合された
電気器具に悪影響を与える。また実際の調理において
も、負荷（鍋）の熱容量が小さい場合や熱に敏感な調理
物のときには、ピーク電流時の最大入力に影響されて、
微妙な加熱制御ができない欠点があった。
また従来の別の出力コントロール方式として、高周波の
ドライブパルスの巾を変化させる方式が提案されてい
る。即ち、第６図の駆動回路において、第９図及び第10
図のように上側トランジスタT1へのパルス入力１を一定
に保ったまま、下側のトランジスタT2へのパルス入力２
のオン巾のみを変化させ、これによって第11図のような
電流を各々トランジスタT1、T2に流して、これらの合成
電流で出力を制御している。なおトランジスタT1への入
力１を変化させないのは、負荷のLC共振周波数が固定の
ため、ドライブパルスの周期Ｔも一定にする必要がある
からである。
ドライブパルスの巾を変化させる方式が提案されてい
る。即ち、第６図の駆動回路において、第９図及び第10
図のように上側トランジスタT1へのパルス入力１を一定
に保ったまま、下側のトランジスタT2へのパルス入力２
のオン巾のみを変化させ、これによって第11図のような
電流を各々トランジスタT1、T2に流して、これらの合成
電流で出力を制御している。なおトランジスタT1への入
力１を変化させないのは、負荷のLC共振周波数が固定の
ため、ドライブパルスの周期Ｔも一定にする必要がある
からである。
この方式では、パルス入力２を零から100％まで可変し
ても50〜100％の範囲でしか周波数コントロールできな
い。更にトランジスタT2に関しては、共振周波数から外
れてスイッチングされるため、振動電流が流れて、負荷
電流波形が第11図のように乱れる。これによって不要輻
射、電灯線への妨害等が生じ、また電磁調理器内のコン
トロール系も妨害を受けるので、そのための保護回路が
必要となる。
ても50〜100％の範囲でしか周波数コントロールできな
い。更にトランジスタT2に関しては、共振周波数から外
れてスイッチングされるため、振動電流が流れて、負荷
電流波形が第11図のように乱れる。これによって不要輻
射、電灯線への妨害等が生じ、また電磁調理器内のコン
トロール系も妨害を受けるので、そのための保護回路が
必要となる。
〔発明が解決しようとする問題点〕 本発明は上述の従来技術の問題点にかんがみ、負荷電流
の断続（ディーティコントロール）によらずに、０〜10
0％まで出力を可変することができ、しかもノイズ発生
が少ない出力制御方式を提供することを目的とする。
の断続（ディーティコントロール）によらずに、０〜10
0％まで出力を可変することができ、しかもノイズ発生
が少ない出力制御方式を提供することを目的とする。
本発明の電磁調理器の出力制御回路は、コンデンサを介
して加熱コイルを駆動するSEPP構成の第１、第２のスイ
ッチング素子（トランジスタT1、T2）と、各スイッチン
グ素子と並列に接続されたダンパーダイオード（D1、D
2）と、設定出力電力に対応して可変にしたパルス巾の
オン信号で上記第１、第２のスイッチング素子を交互に
オンにする制御回路とを具備するものにおいて、上記制
御回路に、第１のスイッチング素子のオフを検出して第
２のスイッチング素子のオン信号を形成すると共に、第
２のスイッチング素子のオフを検出して第１のスイッチ
ング素子のオン信号を形成するオン信号形成回路20と、
負荷電流検出による現実の出力電力値と設定出力電力値
とを比較し、比較出力を上記オン信号形成回路に供給し
て上記各オン信号のオン巾を制御するオン巾制御回路21
とを設けたものである。
して加熱コイルを駆動するSEPP構成の第１、第２のスイ
ッチング素子（トランジスタT1、T2）と、各スイッチン
グ素子と並列に接続されたダンパーダイオード（D1、D
2）と、設定出力電力に対応して可変にしたパルス巾の
オン信号で上記第１、第２のスイッチング素子を交互に
オンにする制御回路とを具備するものにおいて、上記制
御回路に、第１のスイッチング素子のオフを検出して第
２のスイッチング素子のオン信号を形成すると共に、第
２のスイッチング素子のオフを検出して第１のスイッチ
ング素子のオン信号を形成するオン信号形成回路20と、
負荷電流検出による現実の出力電力値と設定出力電力値
とを比較し、比較出力を上記オン信号形成回路に供給し
て上記各オン信号のオン巾を制御するオン巾制御回路21
とを設けたものである。
SEPP構成の一対のスイッチング素子の一方のオフを検知
して他方のオン信号を形成し、これを交互に行うように
して、50％ディーティの可変周波数駆動で出力電力制御
を行うことにより、出力ゼロから最大出力までの全範囲
で精密且つ安定な出力制御が可能となり、また現実の出
力電圧が設定値になるように上記50％ディーティの可変
周波数駆動部に対してフィードバック制御を行うことに
より、簡単な構成で安定な回路動作が可能となる。
して他方のオン信号を形成し、これを交互に行うように
して、50％ディーティの可変周波数駆動で出力電力制御
を行うことにより、出力ゼロから最大出力までの全範囲
で精密且つ安定な出力制御が可能となり、また現実の出
力電圧が設定値になるように上記50％ディーティの可変
周波数駆動部に対してフィードバック制御を行うことに
より、簡単な構成で安定な回路動作が可能となる。
第１図は本発明の電磁調理器の出力制御回路の実施例を
示し、第２図、第３図及び第４図はその動作波形図であ
る。第１図の駆動回路部は従来の第６図と同一である。
この実施例では、SEPP回路のトランジスタ対T1、T2を互
いに逆相で且つ夫々を同一のディーティ（オン巾が同
一）で駆動し、この各オン巾Ｔを加熱コイルＬ及び共振
コンデンサＣの共振周波数T0に対して０＜Ｔ＜T0/2の範
囲でコントロールしている。これにより加熱コイルＬに
流れる電流Ｉの実効値を変化させて、出力を連続的に変
化させている。
示し、第２図、第３図及び第４図はその動作波形図であ
る。第１図の駆動回路部は従来の第６図と同一である。
この実施例では、SEPP回路のトランジスタ対T1、T2を互
いに逆相で且つ夫々を同一のディーティ（オン巾が同
一）で駆動し、この各オン巾Ｔを加熱コイルＬ及び共振
コンデンサＣの共振周波数T0に対して０＜Ｔ＜T0/2の範
囲でコントロールしている。これにより加熱コイルＬに
流れる電流Ｉの実効値を変化させて、出力を連続的に変
化させている。
出力制御の原理を第２図及び第３図で説明すると、まず
第２図Ａに示すように時点t0でトランジスタT2にコント
ロール入力２が入っていると、第２図ＢのようにT2にI
C2が流れ始め、コンデンサＣを通して加熱コイルＬに負
荷電流ILが流れる。更に、時点t1でコントロール入力２
を低レベルにすると、トランジスタT2の固有ストレージ
タイム後の時点t2でT2のコレクタ電流IC2が零となる。
この時点でコイルＬに流れていた負荷電流ILは直に零と
はならずに、コイルの蓄積エネルギーは第２図ＣのID1
のようにダンパーダイオードD1を介して放電され、時点
t3で零となる。この時にトランジスタT1に第２図Ｄに示
すコントロール入力１が入力されていると、T1がオンと
なり、第２図Ｅに示す電流IC1がコンデンサＣを通じて
負荷電流ILとして加熱コイルＬに流れる。このコントロ
ール入力１を時点t4で低レベルに戻すと、トランジスタ
T1の固有ストレージタイム後の時点t5でコレクタ電流I
C1は零となり、負荷電流ILは第２図Ｆに示すように電流
ID2としてダンパーダイオードD2の方に転流する。この
ダンパー電流IC2が零となる時点t6までに第２図Ａのコ
ントロール入力２がトランジスタT2に与えられれば、再
びT2がオンとなり、以後時点t0からの動作が繰り返され
る。
第２図Ａに示すように時点t0でトランジスタT2にコント
ロール入力２が入っていると、第２図ＢのようにT2にI
C2が流れ始め、コンデンサＣを通して加熱コイルＬに負
荷電流ILが流れる。更に、時点t1でコントロール入力２
を低レベルにすると、トランジスタT2の固有ストレージ
タイム後の時点t2でT2のコレクタ電流IC2が零となる。
この時点でコイルＬに流れていた負荷電流ILは直に零と
はならずに、コイルの蓄積エネルギーは第２図ＣのID1
のようにダンパーダイオードD1を介して放電され、時点
t3で零となる。この時にトランジスタT1に第２図Ｄに示
すコントロール入力１が入力されていると、T1がオンと
なり、第２図Ｅに示す電流IC1がコンデンサＣを通じて
負荷電流ILとして加熱コイルＬに流れる。このコントロ
ール入力１を時点t4で低レベルに戻すと、トランジスタ
T1の固有ストレージタイム後の時点t5でコレクタ電流I
C1は零となり、負荷電流ILは第２図Ｆに示すように電流
ID2としてダンパーダイオードD2の方に転流する。この
ダンパー電流IC2が零となる時点t6までに第２図Ａのコ
ントロール入力２がトランジスタT2に与えられれば、再
びT2がオンとなり、以後時点t0からの動作が繰り返され
る。
負荷電流ILは第２図ＧのようにIC2、ID1、IC1、ID2の連続
した合成波形となる。なおSEPPの中点電位VCは第２図Ｈ
に示すように、コントロール入力１及び２の立上りごと
に高レベル、低レベルに反転するディーティ50％の矩形
波となる。
した合成波形となる。なおSEPPの中点電位VCは第２図Ｈ
に示すように、コントロール入力１及び２の立上りごと
に高レベル、低レベルに反転するディーティ50％の矩形
波となる。
第３図はコントロール入力１、２のオン巾を変化させた
ときのトランジスタT2のコレクタ電流IC2、ダンパーダ
イオードD1の電流ID1及び負荷電流ILの夫々の波形図で
ある。第３図Ａはオン巾が共振周期の半分T0/2よりも十
分狭い場合で、ストレージタイムを含めてトランジスタ
T2は区間T1においてオンにされ、オフ後には負荷電流は
ダンパー電流ID1として流れる。負荷電流ILの負側は正
側と全く対称波形となる。
ときのトランジスタT2のコレクタ電流IC2、ダンパーダ
イオードD1の電流ID1及び負荷電流ILの夫々の波形図で
ある。第３図Ａはオン巾が共振周期の半分T0/2よりも十
分狭い場合で、ストレージタイムを含めてトランジスタ
T2は区間T1においてオンにされ、オフ後には負荷電流は
ダンパー電流ID1として流れる。負荷電流ILの負側は正
側と全く対称波形となる。
第３図Ｂはオン巾が共振周期の半分T0/2に近い場合で、
ほぼ正弦波の共振波形に近い負荷電流が流れる。電流の
ピーク値は第３図Ａの場合よりも格段に大きくなる。第
３図Ａ、Ｂの負荷電流の実効値IA、IBで比較すると、当
然IA＜IBであり、従ってオン巾の加減によって出力を０
〜100％まで連続可変できることがわかる。このよう
に、本方式ではトランジスタT1、T2のオン巾、即ち駆動
周波数を変化させて出力制御を行っている。なおコント
ロール入力１、２はディーティ50％になっていないが、
ダンパーダイオードD1、D2を通じて負荷電流が流れる期
間も含めると、SEPP回路の上側及び下側とで1:1の比で
交互にスイッチングが行われている。
ほぼ正弦波の共振波形に近い負荷電流が流れる。電流の
ピーク値は第３図Ａの場合よりも格段に大きくなる。第
３図Ａ、Ｂの負荷電流の実効値IA、IBで比較すると、当
然IA＜IBであり、従ってオン巾の加減によって出力を０
〜100％まで連続可変できることがわかる。このよう
に、本方式ではトランジスタT1、T2のオン巾、即ち駆動
周波数を変化させて出力制御を行っている。なおコント
ロール入力１、２はディーティ50％になっていないが、
ダンパーダイオードD1、D2を通じて負荷電流が流れる期
間も含めると、SEPP回路の上側及び下側とで1:1の比で
交互にスイッチングが行われている。
第２図Ａ、Ｂ及びＤ、Ｅに示されているように、トラン
ジスタT1（T2）は、夫々ダンパーダイオードD2（D1）に
電流が流れているときにオンさせておけば、ダンパー電
流が零になった時点でコレクタ電流が流れ始めるので、
電流の連続が保たれる。従って、LC負荷の共振周波数の
周期内で電流が断続することによって発生する有害な振
動電流は生じない。しかし一方のトランジスタT1又はT2
がオンのときに他方のトランジスタが同時にオンする
と、電源ラインから接地ラインに短絡電流が流れるか
ら、必ず一方のトランジスタ（T1）がオフになってダン
パー電流（ID2）が流れ始めてから、他方（T2）をオン
にする必要がある。ところが各トランジスタT1、T2は固
有のストレージタイムを持っていて、またこれは温度変
化及び経時変化する不確定要素であるから、コントロー
ル入力１、２の各立上りのタイミングを一義的に設定し
ておくことはできない。
ジスタT1（T2）は、夫々ダンパーダイオードD2（D1）に
電流が流れているときにオンさせておけば、ダンパー電
流が零になった時点でコレクタ電流が流れ始めるので、
電流の連続が保たれる。従って、LC負荷の共振周波数の
周期内で電流が断続することによって発生する有害な振
動電流は生じない。しかし一方のトランジスタT1又はT2
がオンのときに他方のトランジスタが同時にオンする
と、電源ラインから接地ラインに短絡電流が流れるか
ら、必ず一方のトランジスタ（T1）がオフになってダン
パー電流（ID2）が流れ始めてから、他方（T2）をオン
にする必要がある。ところが各トランジスタT1、T2は固
有のストレージタイムを持っていて、またこれは温度変
化及び経時変化する不確定要素であるから、コントロー
ル入力１、２の各立上りのタイミングを一義的に設定し
ておくことはできない。
そこでSEPP回路の中点電位VC（T1、T2の接続点の電位）
を検出して、これに基づいてコントロール入力１及び２
を形成している。
を検出して、これに基づいてコントロール入力１及び２
を形成している。
第１図において、VC検出回路10、トリガー回路11、12、
発振回路13、14、ドライブ段15、16が、オン信号形成回
路20を構成し、電流検出回路18、出力コントロール回路
19がオン巾制御回路21を構成する。
発振回路13、14、ドライブ段15、16が、オン信号形成回
路20を構成し、電流検出回路18、出力コントロール回路
19がオン巾制御回路21を構成する。
第１図において中点電位VCはVC検出回路10で検出され
る。検出波形は、第４図Ａに示すように矩形波であっ
て、トランジスタT1がオフになると、VCは電源電圧から
接地電位に反転し、逆にトランジスタT2がオフになる
と、VCは接地電位から電源電圧に反転する。なおVCの高
レベル及び低レベルの区間の夫々には、ダンパーダイオ
ードD1及びD2がオンとなっている区間も含まれている。
る。検出波形は、第４図Ａに示すように矩形波であっ
て、トランジスタT1がオフになると、VCは電源電圧から
接地電位に反転し、逆にトランジスタT2がオフになる
と、VCは接地電位から電源電圧に反転する。なおVCの高
レベル及び低レベルの区間の夫々には、ダンパーダイオ
ードD1及びD2がオンとなっている区間も含まれている。
VC検出回路10の出力はトリガー回路11、12に導出され、
第４図Ｂ、Ｃに示すトリガーパルス１及び２がVCの立上
り及び立下りに同期して形成される。これらのトリガー
パルス１、２は夫々モノマルチバイブレータ等の発振回
路13、14に与えられ、トリガーパルスに同期して第４図
Ｄ、Ｅのような所要巾のコントロール入力１、２が形成
される。即ち、トランジスタT2のオフに同期して、トラ
ンジスタT2のコントロール入力２が形成され、またトラ
ンジスタT1のオフに同期して、トランジスタT1のコント
ロール入力T1が形成される。
第４図Ｂ、Ｃに示すトリガーパルス１及び２がVCの立上
り及び立下りに同期して形成される。これらのトリガー
パルス１、２は夫々モノマルチバイブレータ等の発振回
路13、14に与えられ、トリガーパルスに同期して第４図
Ｄ、Ｅのような所要巾のコントロール入力１、２が形成
される。即ち、トランジスタT2のオフに同期して、トラ
ンジスタT2のコントロール入力２が形成され、またトラ
ンジスタT1のオフに同期して、トランジスタT1のコント
ロール入力T1が形成される。
これらのコントロール入力１、２はドライブ段15、16を
通ってトランジスタT1、T2のベースに与えられる。各コ
ントロール入力１、２は同じパルス巾で、夫々が高レベ
ルのときトランジスタT1、T2がオンとなる。そしてコン
トロール入力１、２が低レベルになってからストレージ
タイム後にオンとなっているトランジスタT1又はT2がオ
フし、このとき逆側のトランジスタをオンさせるトリガ
ーパルスが発生することになる。
通ってトランジスタT1、T2のベースに与えられる。各コ
ントロール入力１、２は同じパルス巾で、夫々が高レベ
ルのときトランジスタT1、T2がオンとなる。そしてコン
トロール入力１、２が低レベルになってからストレージ
タイム後にオンとなっているトランジスタT1又はT2がオ
フし、このとき逆側のトランジスタをオンさせるトリガ
ーパルスが発生することになる。
発振回路13、14の出力のオン巾（モノマルチバイブレー
タの準安定期間）は制御可能であり、この実施例では出
力コントロール回路19に設けられた出力コントロールボ
リュームVRによってオン巾を可変している。負荷電流
は、例えば電源回路の接地ラインに挿入された検出コイ
ル17及び電流検出回路18によって検出され、出力コント
ロール回路19に供給される。出力コントロール19では、
コントロールボリュームVRで設定された出力値と検出電
流値に対応する現実の出力値とが比較され、これらの誤
差に応じた制御電圧が形成される。この制御電圧でもっ
て発振回路13、14の出力パルスのオン巾が制御される。
タの準安定期間）は制御可能であり、この実施例では出
力コントロール回路19に設けられた出力コントロールボ
リュームVRによってオン巾を可変している。負荷電流
は、例えば電源回路の接地ラインに挿入された検出コイ
ル17及び電流検出回路18によって検出され、出力コント
ロール回路19に供給される。出力コントロール19では、
コントロールボリュームVRで設定された出力値と検出電
流値に対応する現実の出力値とが比較され、これらの誤
差に応じた制御電圧が形成される。この制御電圧でもっ
て発振回路13、14の出力パルスのオン巾が制御される。
設定出力値が現実の出力値よりも大きければ、出力コン
トロール回路19の出力電圧によって発振器13、14の出力
のコントロール入力１、２のオン巾が増加される。また
設定出力値の方が小さければ、コントロール入力１、２
のオン巾は減少される。実質的な駆動周波数は、オン巾
の２倍に各トランジスタのストレージタイムを加えた値
で定まり、設定された出力に応じて周波数が変化されて
いる。
トロール回路19の出力電圧によって発振器13、14の出力
のコントロール入力１、２のオン巾が増加される。また
設定出力値の方が小さければ、コントロール入力１、２
のオン巾は減少される。実質的な駆動周波数は、オン巾
の２倍に各トランジスタのストレージタイムを加えた値
で定まり、設定された出力に応じて周波数が変化されて
いる。
第５図は駆動回路の変形例を示し、この例では、加熱コ
イルＬと共振コンデンサＣとの直列回路をSEPPの中点と
接地ラインGNDとの間に接続している。この場合にも、
第１図と同様なコントロール回路で出力のコントロール
を行うことができる。
イルＬと共振コンデンサＣとの直列回路をSEPPの中点と
接地ラインGNDとの間に接続している。この場合にも、
第１図と同様なコントロール回路で出力のコントロール
を行うことができる。
なお以上の実施例及び変形例において、出力スイッチン
グ素子としてトランジスタを用いているが、GTO（ゲー
トターンオフ・サイリスタ）やGCS（ゲートコントロー
ルスイッチ）などのスイッチング素子を用いることがで
きる。
グ素子としてトランジスタを用いているが、GTO（ゲー
トターンオフ・サイリスタ）やGCS（ゲートコントロー
ルスイッチ）などのスイッチング素子を用いることがで
きる。
本発明によると、SEPP構成の一対のスイッチング素子の
一方のオフを検知して他方のオン信号を形成し、これを
交互に行うようにし、また設定出力電力値と現実の出力
電力値との比較により各オン信号のオン巾を制御する構
成としたから、両スイッチング素子の同時導通が無く非
常に安定な出力制御が行われると共に、ほぼ50％ディー
ティの可変周波数駆動にて出力ゼロから最大出力までの
全範囲で精密な出力電力制御が行われ、また現実の出力
電力が設定値になるように上記50％ディーティの可変周
波数駆動部に対してフィードバック制御が行われるの
で、全体として簡単な構成で精密且つ安定な出力制御、
即ち、出力ゼロから最大出力まで微妙な熱加減が可能と
なる。
一方のオフを検知して他方のオン信号を形成し、これを
交互に行うようにし、また設定出力電力値と現実の出力
電力値との比較により各オン信号のオン巾を制御する構
成としたから、両スイッチング素子の同時導通が無く非
常に安定な出力制御が行われると共に、ほぼ50％ディー
ティの可変周波数駆動にて出力ゼロから最大出力までの
全範囲で精密な出力電力制御が行われ、また現実の出力
電力が設定値になるように上記50％ディーティの可変周
波数駆動部に対してフィードバック制御が行われるの
で、全体として簡単な構成で精密且つ安定な出力制御、
即ち、出力ゼロから最大出力まで微妙な熱加減が可能と
なる。
第１図は本発明を適用した電磁調理器の出力制御回路の
回路図、第２図〜第４図は第１図の回路の動作を説明す
るための波形図、第５図は第１図の駆動回路の変形を示
す回路図である。 第６図〜第11図は従来技術を示し、第６図は駆動回路
図、第７図は出力制御のブロック図、第８図は波形図、
第９図〜第11図は出力制御方法の変形例を示す波形図で
ある。 なお図面に用いられた符号において、 ３……鍋 10……VC検出回路 11,12……トリガー回路 13,14……発振回路 15,16……ドライブ回路 17……検出コイル 18……電流検出回路 19……出力コントロール回路 20……オン信号形成回路 21……オン巾制御回路 VR……出力コントロールボリューム Ｌ……加熱コイル T1,T2……SEPPトランジスタ である。
回路図、第２図〜第４図は第１図の回路の動作を説明す
るための波形図、第５図は第１図の駆動回路の変形を示
す回路図である。 第６図〜第11図は従来技術を示し、第６図は駆動回路
図、第７図は出力制御のブロック図、第８図は波形図、
第９図〜第11図は出力制御方法の変形例を示す波形図で
ある。 なお図面に用いられた符号において、 ３……鍋 10……VC検出回路 11,12……トリガー回路 13,14……発振回路 15,16……ドライブ回路 17……検出コイル 18……電流検出回路 19……出力コントロール回路 20……オン信号形成回路 21……オン巾制御回路 VR……出力コントロールボリューム Ｌ……加熱コイル T1,T2……SEPPトランジスタ である。
Claims (1)
- 【請求項１】コンデンサを介して加熱コイルを駆動する
SEPP構成の第１、第２のスイッチング素子と、各スイッ
チング素子と並列に接続されたダンパーダイオードと、
設定出力電力に対応して可変にしたパルス巾のオン信号
で上記第１、第２のスイッチング素子を交互にオンする
制御回路とを具備する電磁調理器の出力制御回路におい
て、 上記制御回路は、第１のスイッチング素子のオフを検出
して第２のスイッチング素子のオン信号を形成すると共
に、第２のスイッチング素子のオフを検出して第１のス
イッチング素子のオン信号を形成するオン信号形成回路
と、 負荷電流検出による現実の出力電力値と設定出力電力値
とを比較し、比較出力を上記オン信号形成回路に供給し
て上記各オン信号のオン巾を制御する電力制御回路とを
具備することを特徴とする電磁調理器の出力制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59263558A JPH0711986B2 (ja) | 1984-12-13 | 1984-12-13 | 電磁調理器の出力制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59263558A JPH0711986B2 (ja) | 1984-12-13 | 1984-12-13 | 電磁調理器の出力制御回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61140093A JPS61140093A (ja) | 1986-06-27 |
| JPH0711986B2 true JPH0711986B2 (ja) | 1995-02-08 |
Family
ID=17391212
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59263558A Expired - Fee Related JPH0711986B2 (ja) | 1984-12-13 | 1984-12-13 | 電磁調理器の出力制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0711986B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2532565B2 (ja) * | 1988-04-08 | 1996-09-11 | 松下電器産業株式会社 | 誘導加熱調理器 |
| JP2722756B2 (ja) * | 1990-03-12 | 1998-03-09 | 松下電器産業株式会社 | 誘導加熱調理器 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58169790A (ja) * | 1982-03-30 | 1983-10-06 | 三洋電機株式会社 | 誘導加熱調理器 |
| JPS58198889A (ja) * | 1982-05-14 | 1983-11-18 | 松下電器産業株式会社 | 誘導加熱用インバ−タ装置 |
-
1984
- 1984-12-13 JP JP59263558A patent/JPH0711986B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61140093A (ja) | 1986-06-27 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |