JPS58198889A - 誘導加熱用インバ−タ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は負荷変動の大きい誘導加熱、特に調理器用ブリ
ッジインバータ装置に関わり、その目的は負荷変動及び
インバータ回路素子のノくラメーク変動に対し安定で、
かつ低電源電圧で起動可能なインバータ装置の制御回路
を周索な構成で提供するものである。

一般に誘導加熱調理器用インノ（−夕装置は負荷が鍋で
あるだめ、鍋材質及び鍋の有無に対し安定な動作が要求
される。又、ブリッジインノぐ一夕装置は周知のように
直流電源に直列接続されたスイッチング素子の相互接続
点より出力を得ており、このスイッチング素子を交互に
駆動している。しかし、このインバータは欠点として電
源に直列に接続されたスイッチング素子の温度上昇ある
いは大きな負荷変動があったときスイッチング素子相互
の同時導通を起こす危険性′ｆ：有している。通常この
問題に対しては素子のスイッチング時間が変動したとき
、この変動分を考慮して、駆動信号切替時にすべてのス
イッチング素子を停止する休止期間を十分な時間設ける
手段が一般的であった。

しかし十分な休止時間を設けることはインバータ装置と
して効率を低下させる要因となっていた。

本発明は上記の点に鑑みなされたもので、一対のスイッ
チング素子の一方の両端電圧の有無で、双方のスイッチ
ング素子のターンオフを検知し、一方のスイッチング素
子のターンオフ検知後、他方のスイッチング素子を駆動
させようとするものであり、又、起動電圧が非常に低い
場合は上記スイッチング素子はオーバドライブになりタ
ーンオフ時間が長くなりターンオフ検知が不確実になる
。

本発明はこの点に関しても、ターンオフ検知回路の検知
信号で基準電圧を補正し確実な検知出力を得ようとする
ものである。

以下、本発明を一実施例に従い詳述する。第１図は本発
明の全体構成を示すブロック線図、第２図は本発明第１
図の具体構成を示す電気結線図、第３図は本発明第１□
“図、第２図の動作を説明する通常動作時の波形図、第
４図は本発明第１図、第２図の低電源電圧起動動作を説
明する波形図であ５ベージ る。

第１図において構成を説明する。１は商用電源、２は全
波整流器で商用電源１を直流にしている。

３は平滑コンデンサで、以上の部品で直流電源を構成し
ている。４及び６は共振コンデンサで加熱コイル１０と
共振回路を構成している。６及び７はスイッチング素子
で本発明実施例ではトランジスタを用いており以下トラ
ンジスタと呼称する。

８及び９はダイオードで前述のトランジスタ６及び７に
それぞれ逆並列に接続されている。１ｏは加熱コイル、
１１は負荷である調理用鍋で、以上の部品でブリッジイ
ンバータを構成している。

１２は起動電圧設定抵抗で共振コンデンサ４に並列接続
されインバータ停止時のコンデンサ初期電圧を設定して
いる。１３はターンオフ検知回路でトランジスタ７の両
端電圧と平滑コンデンサ３の両端電圧を入力とし、平滑
コンデンサ３の電圧を基準電圧とし、トランジスタ７の
電圧の立上り、立下りを検知している。１４は’ＶＣＥ
検知回路でトランジスタ７のコレクタ電圧を検知し波形
を積分６　ベー／ し遅延させており、この遅延時間はトランジスタ６ある
いはγのコレクタ電圧のスイッチング時の立上り又は立
下り時間以上に設定しである。１５はＶＣ３検知回路で
平滑コンデンサ３の電圧を検知し、その出力信号は■Ｃ
Ｅ検知回路１４の出力信号により波形補正されている。

１６は電圧比較回路でＶ（Ｊ検知回路１４及びＶＣ３検
知回路１５の出力電圧全比較し、正相及び逆相出力全発
生している。

１７はタイマ回路でターンオフ検知回路１３の出力を入
力とし、ターンオフ検知回路１３の正相及び逆相出力の
立上りでタイマスフートする。１８は切替回路でタイマ
回路１７の出力信号を入力とし前述のターンオフ検知回
路１３の出力状態により２つの出力へ振り分けている。

１９及び２０はペース駆動回路で、切替回路１８の出力
を入力とし、パルス増幅し、トランジスタ６及び７のペ
ースに信号を供給している。

欠に第２図について構成を説明する。第２図においてＶ
ＣＥ検知回路１４は分圧抵抗２１及び２２による分圧回
路とコンデンサ２３による積分回路７　ベーン で構成されている。ＶＣ３検知回路１５は抵抗２５及び
２６による分圧回路と、ＶＣＥ検知回路１４の出力に接
続された抵抗２４とコンデンサ２８よりなる補正回路よ
り構成されてお９、抵抗２５゜２６による分圧出力はＶ
ＣＥ検知回路１４の分圧出力の約Ａに設定されている。

比較回路１６は正相入力と逆相入力を夫々相反するよう
接続した２つの電圧比較器２９．３０で構成されている
。タイマ回路１７はコンデンサ３３及び３６、ダイオー
ド３５及び３８で構成された立上り微分パルス発生回路
と、トランジスタ３９によるコンデンサ４２のリセット
回路、及び、抵抗４３、半固定抵抗４４で定まる基準電
圧と抵抗４１とコンデンサ４２の充電回路電圧を比較す
る電圧比較器４５で構成されている。切替回路１８はダ
イオード４７゜４８及び５０．５１によｆ）２組のＡＮ
Ｄ回路を構成しておシ、比較回路１６の出力状態により
タイマ回路１７の出力信号が２つの出力のどちらに出力
されるかが決定されるものである。

以上の構成において第１図、第２図及び第３図を掬いて
動作を説明する。図中の谷部の波形は第１図、第２図に
記号で示し、第３図の波形図と対応しである。先ず記号
の説明を行う。第３図において■ｃ３は平滑コンデンサ
３の電圧波形、ＶＣＥはトランジスタ７のコレクタ・エ
ミッタ電圧波形、ｉ（Ｈ／１１）はトランジスタ６及び
ダイオード８に流れる電流波形、１ｖｔｌＤはトランジ
スタ７及びダイオード９に流れる電流波形、ＡはＶＣＥ
検知回路１４の出力電圧波形、Ｂはｖｃ５検知回路１５
の出力電圧波形、Ｃはターンオフ検知回路１３の正相出
力、Ｃは同検知回路の逆相出力電圧波形、ＶＣ４２はタ
イマ回ｗ５１７のコンデンサ４２の電圧波形、■ｒ８ｆ
はタイマ設定基準電圧波形、Ｄは切替回路１８のトラン
ジスタ６の駆動信号波形、Ｅは同じく切替回路１８のト
ランジスタ７の駆動信号波形、ｉｎＨはトランジスタ６
のベース電流波形、ｉｎＬはトランジスタ７０ベース電
流波形である。尚、第３図は時刻ｔｏにおいて時間ｌ１
１１を拡大している。

今、時刻ｔ１　　においてトランジスタ６のベース電流
ｉＢＨのベース逆バイアス電流１１３２が終了し、９−
′−シ トランジスタロがターンオフすると、トランジスタ６に
流れていた電流ＩＣ／ｌ）は零になり、７１［１熱コイ
ル１０の両端にはトランジスタ側を負、共振コンデンサ
Ｉｎ正とする過渡電圧が発生し、ダイオード９を導通さ
せ電流が流れ始める。従って、トランジスタ７のコレク
タ電圧ＶＣＥは急激に零電位になる。そして、この時Ｖ
ＣＥ検知回路１４のコンデンサ２３は時刻ｔ１以前に充
電されておシ、前述のトランジスタ６のターンオフ、す
なわちダイオード９の導通によシ放電開始する。一方、
ＶＣ３検知回路１６の分圧出力のコンデンサ２８も抵抗
２４を通じ放電を開始する。そしてＶＣＥ検知回路１４
及びｖｃｇ検知回路１５の出力電圧が交差すると（時刻
ｔ２点）、電圧比較器２９及び３０が動作し、出力Ｃは
Ｌレベル、ＣはＨレベルになる。

出力Ｃ又はｄのどちらかの出力がＬレベルからＨレベル
になると、微分回路が作動しくこの場合はコンデンサ３
６、ダイオード３８の回路）、トランジスタ３９を瞬時
オンさせコンデンサ４２を瞬時に放電させる。このコン
デンサ４２が放電し、１ｏべ−７ 電圧比較器４６の基準電圧”ｒｅｆ　　より低くなると
、この電圧比較器４６の出力、すなわちタイマ回路１７
の出力ｉｄＨレベルになる。このとき、前述の電圧比較
器２９．３０の出力、すなわちターンオフ検知回路１３
の出力Ｃ１ｔＬレベル、ＣはＨレベルになっているので
、切替回路１８の出力りには出力が発生せず、出力Ｅｔ
Ｉ′ｉＨレベルになる。そして、この出力ＥがＨレベル
になるとベース駆動回路２０を通じ、トランジスタ７の
ベースにｔ流ｉｎｒ。

を与える。ここで、ｔｌから１２間にＶＣＥ検知回路１
４とＶｃ３検知回路の積分回路により時間遅延させてい
るが、これはトランジスタのターンオフ時間（誘導加熱
調理器に用いる素子では１μｓ弱）の間に次に素子を駆
動すると同時導通する危険性があるためである。従って
、この遅延時間は１μＳ程度あれば良いことになる。一
方、前述のトランジスタ６のターンオフによるダイオー
ド９の電流は、加熱コイル１０に蓄えられていたエネル
ギーがなくなると零になる。しかし、この時点以前に、
前述したようにトランジスタ７にベース電流ｉｎｔ１１
　べ−２ が与えられており、トランジスタ７はオン状態である。

トランジスタ７がオン状態であると、ダイオード９の電
流が終了すると連続的にトランジスタ７に電流が切替わ
りｉＥ／Ｉ）で示す電流波形となる。このとき、前述の
コンデンサ４２の電荷は瞬時放電された後、再び充電を
開始し、この電圧ＶＣ４２が基準電圧Ｖｒｅｆに達する
と、電圧比較器４５の出力はＬレベルになる。この電圧
比較器４６の出力がＬレベルになるとダイオード５ｏに
より切替回路のＥ出力はＬレベルになる（時刻１３時点
）。Ｅ出力がＨレベルからＬレベルになるとベース駆動
回路２０はベース電流ｉＢＬのベース逆バイアス電流Ｉ
Ｂ２　ｋ流し始める。（本発明ではこのベース駆動回路
１９及び２０の詳細回路を省略しているがパルストラン
ス等の駆動回路では駆動信号を解除すると逆バイアス電
圧が印刃口されることは周知である）、そして、とのよ
り２が終了すると（時刻１４時点）、トラン歩スタフは
ターンオフし、刀ｎ熱コイル１ｏの両端にはトランジス
タ側が正、共振コンデンサ側が負極性の電圧が発生し、
ダイオード８に電流が流れ始める。ダイオード８に電流
が流れ始めると、トランジスタ７のコレクタ電圧ＶＣＥ
は急激に上昇する。そして、このＶＣＥ電圧の上昇によ
りＶＣＥ検知回路１４の分圧及び積分回路は抵抗２１．
２２及びコンデンサ２３で定まる時定数で充電開始され
、ＶＣ３検知回路１５の補正用積分回路のコンデンサ２
８の電圧も上昇開始する。そして、ＶＣＥ検知回路１４
の出力電圧ＡとＶＣ３検知回路１５の出力電圧Ｂが交差
すると（時刻１５時点）、電圧比較器２９及び３ｏの出
力Ｃ及びＣは反転する。この電圧比較器２９の出力Ｃが
ＬレベルからＨレベルになるとコンデンサ４２の充電電
荷は瞬時に放電し、電圧比較器４６の出力はＨレベルに
なる。このとき、電圧比較回路１６の出力ｄはＬレベル
なので、切替回路１８は出力をＤに選択し、出力りはＨ
レベル、出力ＥはＬレベルになる。出力りがＨレベルに
なるとトランジスタ６のベース電流ｉＢＨは順バイアス
電流ＩＢ１が流れトランジスタ６をオンさせる。このト
ランジスタ６がオン状態であると、前述のダイ第１３、
、−ン ード８の電流が終了すると連続的にトランジスタ６に電
流が切替わｆ）　ｉｃ／’Ｄで示す電流波形となる。

このとき、前述のコンデンサ４２の電荷は瞬時放電され
た後、再び充電を開始しこの電圧ＶＣ４２が基準電圧■
ｒ　ｅ　ｆに達すると、電圧比較器４５の出力はＬレベ
ルになる。この電圧比較器４５の出力がＬレベルになる
と切替回路１８のダイオード４７によりＤ出力はＬレベ
ルになり、トランジスタ６のベース電流ｉＢＨにベース
逆バイアス電流ｉｎ２が流れ始める（時刻ｔ６時点）。

そして、　このＩｎ２が終了すると（時刻ｔ７時点）、
トランジスタ６はターンオフし、刀ｎ熱コイル１ｏの両
端にはトランジスタ側が負、共振コンデンサ側が正極性
の電圧が発生しダイオード９に電流が流れ始め、以下同
様の動作を繰り返すものである。

次に第４図の低電源電圧時の起動について述べる。第４
図において各部波形の記号で第３図と同一部分の波形は
同一記号で附し、説明上一部波形を省略しである。第４
図は時刻１ｏ　　から起動開始した時の波形図である。

時刻１ｏ　　時点以前はトラ１４、。

ンジスタ７のコレクタ電圧ＶＣＥは抵抗１２により、コ
ンデンサ３の電圧ＶＣ３をＶＣＥ検知回路１４の抵抗２
１．２２で分圧した直流電圧が印加されている。この時
刻ｔｏ　　時点においてトランジスタ６をターンオンさ
せると、トランジスタ７のコレクタ電圧ｖｃＥは直流電
源電圧、すなわちコンデンサ３の電圧ｖｃ３と同一にな
る。また、コレクタ電流１ｃ７ｂも流れ始める。そして
時刻ｔ１時点において、トランジスタ６０ベース電流１
１１１が終了し、逆バイアス電流ｉＢ２が流れ始めトラ
ンジスタ６はターンオフし始める。ここで、起動電圧、
すなわちコンデンサ３の電圧Ｖｃ３が低くなるとトラン
ジスタ６のコレクタ電流も小さいため、トランジスタ６
はオーバドライブとなりスイッチング時間が長くなるた
め、コレクタ電流ｉｃ／１）の立下りが遅くなる。この
結果、トランジスタ７のコレクタ電圧ＶＣＥの立下りが
ゆるやかになりターンオフ検知が出来なくなる。とのｔ
１時点でＶＣＥ検知回路１４の出力Ａはコンデンサ２３
と抵抗２１．２２の積分回路により立下り波形がゆるや
かになり、一方１６４：−ッ Ｖｃ３検知回路１５の出力ＢはＶＣＥ検知回路１４の出
力Ａにより補正され電圧は上昇しており、この時点（ｔ
ｌ）よ逆放電を開始する。この放電時定数はＶＣｓ検知
［回路１５のコンデンサ２８の方が長いため出力Ａと出
力Ｂは交差し比較回路の出力Ｃ９ごに出力が発生するも
のである。すなわち、トランジスタ６又は７のスイッチ
ング時間が長くコレクク電圧ＶＣＥ波形が緩慢な場合に
おいても、■Ｃ３検知電圧’ｚＶｃＥ検知電圧により近
い電圧迄補正すれば更に確実に検知回能である。

以上述べたように、本発明の誘導側熱用インバータ装置
によれば、ブリッジインバータの双方のスイッチング素
子のターンオフを一方のスイッチング素子の両端電圧の
立上り、立下りで検知して、ターンオフを確実に検知し
た後、タイマ回路で定唸る一定時間、スイッチング素子
全駆動する信号ヲ得、この信号を前述の一方のスイッチ
ング素子：１：１ の両端電圧がどの状態にあるかで信号切替えを行う簡素
な構成で、負荷変動、インバータ回路素子のパラメータ
変動に対して基本的に異常動作を行なわないインバータ
装置を提供できる。又、本発明のスイッチング素子のタ
ーンオフ検知回路はスイッチング素子の両端電圧と直流
電源電圧を比較し、このスイッチング素子の両端電圧信
号により直流電源電圧信号を電圧補正することにより、
低電源電圧時の起動及び、電源電圧の大幅な変動に対し
ても安定なターンオフ検知が可能である。又、本発明は
前述の信号切替にフリップフロップ等を用いず、加えて
、スイッチング素子の両端電圧信号検知、直流電源電圧
信号検知の入力部に積分回路を有しており外米インパル
ス雑音に対しても極めて安定である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の誘導刀日熱用インバータ装
置の全体構成を示す電気ブロック線図、第２図は第１図
の具体構成を示す電気回路図、第３図は同回路の動作を
説明する通常動作時の波形図、第４図は同回路のぽ電源
電圧起動動作を説明する波形図である。 １３・・・・・・ターンオフ検知回路、１４・・・・・
・ＶＣＥ検１７、。 知回路、１５・・・・・・ＶＣ３検知回路、１６・・・
・・・比較回路、１７・・・・・・タイマ回路、１８・
・・・・・切替回路。 代理人の氏名　弁理士　中　尾　敏　男　ほか１名第１
図

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. （１）直流電源に直列に接続された一対のスイッチング
   素子と、前記スイッチング素子の相互接続点に接続され
   た加熱コイルを含む負荷回路とより成るインバータ回路
   と、前記相互接続点に接続された前記スイッチング素子
   のターンオフ検知回路と、この検知回路の出力に接続さ
   れ前記スイッチング素子のターンオフ時から作動開始す
   るタイマ回路と、このタイマ回路及び前記ターンオフ検
   知回路の出力に接続された前記タイマ出力の切替回路よ
   り成り、前記スイッチング素子のターンオフ信号で前記
   スイッチング素子のベース駆動信号を切替える誘導加熱
   用インバータ装置。
2. （２）ターンオフ検知回路は、前記スイッチング素子の
   相互接続点電圧を検知し、この電圧信号を遅延させる積
   分回路を有し、この積分時間によ２、・−５ り前記スイッチング素子双方の休止時間を設定する特許
   請求の範囲第１項記載の誘導加熱用インバータ装置。
3. （３）　　ターンオフ検知回路は前記スイッチング素子
   の相互接続点電圧及び前記直流電源電圧を比較する電圧
   比較器と、前記相互接続点電圧信号によシ前記直流電源
   電圧信号を補正する積分回路を有し、安定なターンオフ
   検知を行う特許請求の範囲第１項記載の誘導加熱用イン
   バータ装置。
4. （４）インバータ回路の負荷回路は前記スイッチング素
   子の相互接続点と前記直流電源間に接続された刀ｌ熱コ
   イルと共振コンデンサの直列回路より成り、前記共振コ
   ンデンサの両端に抵抗を接続し、起動電圧設定を行う特
   許請求の範囲第１項記載の誘導加熱用インバータ装置。
5. （５）　　タイマ回路は前記ターンオフ検知回路の出力
   に接続された微分パルス発生回路とコンデンサ・抵抗充
   電回路とこのコンデンサの電圧を比較する電圧比較器で
   構成された特許請求の範囲第１項記載の誘導加熱用イン
   バータ装置。 ３ベーン