JPH0154955B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPH0154955B2 JPH0154955B2 JP56147604A JP14760481A JPH0154955B2 JP H0154955 B2 JPH0154955 B2 JP H0154955B2 JP 56147604 A JP56147604 A JP 56147604A JP 14760481 A JP14760481 A JP 14760481A JP H0154955 B2 JPH0154955 B2 JP H0154955B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- diode
- circuit
- output
- switching element
- conduction time
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 25
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 6
- 238000010438 heat treatment Methods 0.000 claims description 5
- 238000013459 approach Methods 0.000 claims description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 5
- 238000009429 electrical wiring Methods 0.000 description 3
- 230000006698 induction Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/505—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/515—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はインバータ装置のスイツチング素子の
安全動作を確保する手段に関し、その目的とする
ところはスイツチング素子に与えるターンオフ時
間をその素子自体の有するターンオフ時間より必
らず長くし、スイツチング素子のターンオフを確
実に行なわせようとするものである。
安全動作を確保する手段に関し、その目的とする
ところはスイツチング素子に与えるターンオフ時
間をその素子自体の有するターンオフ時間より必
らず長くし、スイツチング素子のターンオフを確
実に行なわせようとするものである。
一般にインバータ装置はスイツチング素子とし
てサイリスタ又はトランジスタを用いて構成す
る。しかし、電源電圧の変動あるいは負荷の急
変、さらにスイツチング自体の損失による温度上
昇により、サイリスタの場合は転流失敗、トラン
ジスタの場合は安全動作領域よりの逸脱により素
子が破壊する危険性を有している。
てサイリスタ又はトランジスタを用いて構成す
る。しかし、電源電圧の変動あるいは負荷の急
変、さらにスイツチング自体の損失による温度上
昇により、サイリスタの場合は転流失敗、トラン
ジスタの場合は安全動作領域よりの逸脱により素
子が破壊する危険性を有している。
本発明はこの点にかんがみスイツチング素子と
逆方向に導通するダイオードを接続したインバー
タ装置に於いて、前記ダイオードの導通時間を検
出し、この導通時間が予じめ定められた許容最小
時間に近づくと、前述のスイツチング素子の駆動
周期を連続的に可変しスイツチング素子の安定動
作を確保する装置を提供するものである。
逆方向に導通するダイオードを接続したインバー
タ装置に於いて、前記ダイオードの導通時間を検
出し、この導通時間が予じめ定められた許容最小
時間に近づくと、前述のスイツチング素子の駆動
周期を連続的に可変しスイツチング素子の安定動
作を確保する装置を提供するものである。
以下本発明を一実施例の電気結線図にもとづき
詳述する。第１図は本発明を誘導加熱調理器用イ
ンバータ装置に応用した実施例を示すブロツク
図、第２図は本発明第１図のブロツク図の具体回
路構成を示す電気結線図、第３図は本発明第１
図、第２図の動作を説明する波形図である。
詳述する。第１図は本発明を誘導加熱調理器用イ
ンバータ装置に応用した実施例を示すブロツク
図、第２図は本発明第１図のブロツク図の具体回
路構成を示す電気結線図、第３図は本発明第１
図、第２図の動作を説明する波形図である。
第１図に於いて、１は商用電源、２は整流器、
３はフイルタコンデンサで整流器２の出力に接続
されている。４はチヨークコイルでフイルタコン
デンサ３の一端に接続されている。５はスイツチ
ング素子で実施例ではサイリスタを用いており、
チヨークコイル４の他端とフイルタコンデンサ３
の一端に接続されている。６はダイオードでサイ
リスタ５に逆並列接続されている。７は共振コン
デンサ、８は加熱コイルで共振コンデンサ７と直
列接続されサイリスタ５の両端に接続されてい
る。９は鍋で加熱コイル８の負荷である。１０は
ダイオード導通時間検知回路で入力はサイリスタ
５のアノード端子に接続されている。１１は最小
導通時間設定回路でダイオード導通時間検知回路
１０の出力信号を入力とし、Vref入力と比較し
ている。１２はパルス幅−直流変換回路で信号入
力は最小導通時間設定回路１１の出力に、リセツ
ト入力端子はダイオード導通時間検知回路１０の
出力に夫々接続されている。１３は駆動周期可変
トリガ回路で制御入力はパルス幅−直流変換回路
１２の出力に接続され、出力はサイリスタ５のゲ
ート端子に接続されている。
３はフイルタコンデンサで整流器２の出力に接続
されている。４はチヨークコイルでフイルタコン
デンサ３の一端に接続されている。５はスイツチ
ング素子で実施例ではサイリスタを用いており、
チヨークコイル４の他端とフイルタコンデンサ３
の一端に接続されている。６はダイオードでサイ
リスタ５に逆並列接続されている。７は共振コン
デンサ、８は加熱コイルで共振コンデンサ７と直
列接続されサイリスタ５の両端に接続されてい
る。９は鍋で加熱コイル８の負荷である。１０は
ダイオード導通時間検知回路で入力はサイリスタ
５のアノード端子に接続されている。１１は最小
導通時間設定回路でダイオード導通時間検知回路
１０の出力信号を入力とし、Vref入力と比較し
ている。１２はパルス幅−直流変換回路で信号入
力は最小導通時間設定回路１１の出力に、リセツ
ト入力端子はダイオード導通時間検知回路１０の
出力に夫々接続されている。１３は駆動周期可変
トリガ回路で制御入力はパルス幅−直流変換回路
１２の出力に接続され、出力はサイリスタ５のゲ
ート端子に接続されている。
次に第２図に於いて、第１図と同一機能のもの
には同一番号を附与してある。第２図に於いて、
１４，１５，１６，１８，２２，２３，２５，２
７，２９，３１，３４，３５及び３６は抵抗器、
１７，２４，２８，３２及び３７はトランジス
タ、１９はダイオード、２０，２６，３０及び３
３はコンデンサ、２１は電圧比較器である。
には同一番号を附与してある。第２図に於いて、
１４，１５，１６，１８，２２，２３，２５，２
７，２９，３１，３４，３５及び３６は抵抗器、
１７，２４，２８，３２及び３７はトランジス
タ、１９はダイオード、２０，２６，３０及び３
３はコンデンサ、２１は電圧比較器である。
続いて第３図において、IS／Ｄはサイリスタ５
とダイオード６の電流波形、VFはサイリスタ５
とダイオード６の両端電圧波形、Vgはサイリス
タ５のゲート電圧波形、ａはダイオード導通時間
検知回路１０の出力電圧波形、ｂは最小導通時間
設定回路１１のタイミングコンデンサ２０の電圧
波形で図中のVrefは外部より与えられる直流電
圧である。ｃは最小導通時間設定回路１１の出力
電圧波形、ｄはパルス幅−直流変換回路１２の電
圧保持コンデンサ２６の電圧波形、ｅはパルス幅
−直流変換回路１２の出力電圧波形である。
とダイオード６の電流波形、VFはサイリスタ５
とダイオード６の両端電圧波形、Vgはサイリス
タ５のゲート電圧波形、ａはダイオード導通時間
検知回路１０の出力電圧波形、ｂは最小導通時間
設定回路１１のタイミングコンデンサ２０の電圧
波形で図中のVrefは外部より与えられる直流電
圧である。ｃは最小導通時間設定回路１１の出力
電圧波形、ｄはパルス幅−直流変換回路１２の電
圧保持コンデンサ２６の電圧波形、ｅはパルス幅
−直流変換回路１２の出力電圧波形である。
以上の構成において動作を説明する。第１図に
おいて商用電源１の交流電源は整流器２により直
流に整流されフイルタコンデンサ３に印加され
る。ここで、サイリスタ５のゲート端子にトリガ
信号が印加されると（第３図t0点）サイリスタ５
及びダイオード６には共振コンデンサ７と加熱コ
イル８による共振電流が流れる。このとき、サイ
リスタ５に電流の流れている期間（第３図t0〜t1
点迄）はサイリスタ５の電圧VFは正極性のオン
電圧が発生している。そして、ダイオード６に電
流が流れ始めるとVF波形は負極性のダイオード
オン電圧が発生する（第３図t1〜t3点）。このVF
波形の負電圧は第２図のトランジスタ１７により
スイツチングされ、そのコレクタ出力ａには、第
３図に示す波形が発生する。出力ａがＨレベル
（トランジスタ１７がオフ状態）になると、コン
デンサ２０は抵抗器１６及び１８を通じ充電を開
始する（第３図t1点）。そして、コンデンサ２０
の電圧が基準電圧Vref迄達すると、電圧比較器
２１の出力ｃはＬレベル（零電位）からＨレベル
に変わる（第３図t2点）。一方、出力ａ信号がＨ
レベルになると、トランジスタ３２がオンし、ト
ランジスタ３７は抵抗器３４とコンデンサ３３で
定まる時定数の微分回路により瞬時オンする。ト
ランジスタ３７の瞬時オンにより、コンデンサ２
６は放電され、ｄ点の電位は電源電位＋VCCにな
る（第３図t1点）。そして、前述の出力ｃが発生
すると、トランジスタ２４のベースには抵抗器２
２及び２３で定まる電圧が印加され、トランジス
タ２４はエミツタ抵抗器２５で定まる定電流動作
をし、コンデンサ２６に充電を開始する（第３図
ｄのt2点）。そして、出力ａの電圧がＬレベル
（トランジスタ１７がオン状態）になると、コン
デンサ２０の電荷はダイオード１９を通じて急速
に放電される。このコンデンサ２０の電荷が放電
され電位が零電位近くなると電圧比較器２１の出
力はＬレベルになり、トランジスタ２４はオフ
し、コンデンサ２６は充電を停止する（第３図t3
点）。そして、このコンデンサ２６の電荷はトラ
ンジスタ３７が次にオンする迄保持される（第３
図波形ｄのt3〜t4点迄）。コンデンサ２６の電圧
（ｄ点電圧）はエミツタホロワのトランジスタ２
８によりインピダンス変換され、その出力は抵抗
器２７及び２９とコンデンサ３０により積分され
出力ｅの波形出力となり、この電圧出力に応じた
トリガ周期が駆動周期可変トリガ回路１３により
与えられる。
おいて商用電源１の交流電源は整流器２により直
流に整流されフイルタコンデンサ３に印加され
る。ここで、サイリスタ５のゲート端子にトリガ
信号が印加されると（第３図t0点）サイリスタ５
及びダイオード６には共振コンデンサ７と加熱コ
イル８による共振電流が流れる。このとき、サイ
リスタ５に電流の流れている期間（第３図t0〜t1
点迄）はサイリスタ５の電圧VFは正極性のオン
電圧が発生している。そして、ダイオード６に電
流が流れ始めるとVF波形は負極性のダイオード
オン電圧が発生する（第３図t1〜t3点）。このVF
波形の負電圧は第２図のトランジスタ１７により
スイツチングされ、そのコレクタ出力ａには、第
３図に示す波形が発生する。出力ａがＨレベル
（トランジスタ１７がオフ状態）になると、コン
デンサ２０は抵抗器１６及び１８を通じ充電を開
始する（第３図t1点）。そして、コンデンサ２０
の電圧が基準電圧Vref迄達すると、電圧比較器
２１の出力ｃはＬレベル（零電位）からＨレベル
に変わる（第３図t2点）。一方、出力ａ信号がＨ
レベルになると、トランジスタ３２がオンし、ト
ランジスタ３７は抵抗器３４とコンデンサ３３で
定まる時定数の微分回路により瞬時オンする。ト
ランジスタ３７の瞬時オンにより、コンデンサ２
６は放電され、ｄ点の電位は電源電位＋VCCにな
る（第３図t1点）。そして、前述の出力ｃが発生
すると、トランジスタ２４のベースには抵抗器２
２及び２３で定まる電圧が印加され、トランジス
タ２４はエミツタ抵抗器２５で定まる定電流動作
をし、コンデンサ２６に充電を開始する（第３図
ｄのt2点）。そして、出力ａの電圧がＬレベル
（トランジスタ１７がオン状態）になると、コン
デンサ２０の電荷はダイオード１９を通じて急速
に放電される。このコンデンサ２０の電荷が放電
され電位が零電位近くなると電圧比較器２１の出
力はＬレベルになり、トランジスタ２４はオフ
し、コンデンサ２６は充電を停止する（第３図t3
点）。そして、このコンデンサ２６の電荷はトラ
ンジスタ３７が次にオンする迄保持される（第３
図波形ｄのt3〜t4点迄）。コンデンサ２６の電圧
（ｄ点電圧）はエミツタホロワのトランジスタ２
８によりインピダンス変換され、その出力は抵抗
器２７及び２９とコンデンサ３０により積分され
出力ｅの波形出力となり、この電圧出力に応じた
トリガ周期が駆動周期可変トリガ回路１３により
与えられる。
次に、第３図t4時点に、ダイオード導通時間が
外部条件の変動等、何らかの原因で短くなつた場
合について述べる。ダイオード６の導通時間が短
くなると、電圧比較器２１の出力ｃのパルス幅も
短くなり、従つてコンデンサ２６の充電時間も短
くなり、コンデンサ２６の電圧（ｄ点電位）は零
電位から見て高くなる（第３図t5点）。従つて積
分回路を介した出力ｅの電圧出力も高くなり駆動
周期可変トリガ回路１３のトリガ周期は長くな
る。トリガ周期が長くなると、本発明のインバー
タ回路においては共振コンデンサ７に蓄わえられ
る電荷が増えるため、次回トリガした時、（第３
図t6点）ダイオード６の導通時間は長くなり、サ
イリスタ５は確実なターンオフが行なわれる。
外部条件の変動等、何らかの原因で短くなつた場
合について述べる。ダイオード６の導通時間が短
くなると、電圧比較器２１の出力ｃのパルス幅も
短くなり、従つてコンデンサ２６の充電時間も短
くなり、コンデンサ２６の電圧（ｄ点電位）は零
電位から見て高くなる（第３図t5点）。従つて積
分回路を介した出力ｅの電圧出力も高くなり駆動
周期可変トリガ回路１３のトリガ周期は長くな
る。トリガ周期が長くなると、本発明のインバー
タ回路においては共振コンデンサ７に蓄わえられ
る電荷が増えるため、次回トリガした時、（第３
図t6点）ダイオード６の導通時間は長くなり、サ
イリスタ５は確実なターンオフが行なわれる。
以上述べたように、本発明のインバータ装置に
於いては、インバータのスイツチング素子に逆並
列接続されたダイオードの導通時間をその両端電
圧で検知し、この時間が所定の値に近ずくと、前
述のスイツチング素子の駆動周期を連続的に変化
させることにより、外部条件の変動に対し安定な
インバータ装置を提供できるものである。又、ス
イツチング素子のターンオフが危うくなると連続
的に周期を変化させるため、ダイオード導通期間
を検知して、所定時間以下になるとインバータを
停止し、以後周期的に負荷状態をチエツクすると
いつたような手段でなく常時インバータ装置の動
作が可能であるのでより広い負荷条件、電源電圧
範囲に対応できるものである。
於いては、インバータのスイツチング素子に逆並
列接続されたダイオードの導通時間をその両端電
圧で検知し、この時間が所定の値に近ずくと、前
述のスイツチング素子の駆動周期を連続的に変化
させることにより、外部条件の変動に対し安定な
インバータ装置を提供できるものである。又、ス
イツチング素子のターンオフが危うくなると連続
的に周期を変化させるため、ダイオード導通期間
を検知して、所定時間以下になるとインバータを
停止し、以後周期的に負荷状態をチエツクすると
いつたような手段でなく常時インバータ装置の動
作が可能であるのでより広い負荷条件、電源電圧
範囲に対応できるものである。
第１図は本発明の一実施例を示すインバータ装
置のブロツク図、第２図は同具体構成を示す電気
結線図、第３図は同波形図である。 ５……スイツチング素子、６……ダイオード、
１０……ダイオード導通時間検知回路、１１……
最小導通時間設定回路、１２……パルス幅−直流
変換回路、１３……駆動周期可変トリガ回路。
置のブロツク図、第２図は同具体構成を示す電気
結線図、第３図は同波形図である。 ５……スイツチング素子、６……ダイオード、
１０……ダイオード導通時間検知回路、１１……
最小導通時間設定回路、１２……パルス幅−直流
変換回路、１３……駆動周期可変トリガ回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ スイツチング素子とダイオードの逆並列回路
と、この逆並列回路に並列に接続された共振コン
デンサと加熱コイルよりなる直列共振回路で構成
されたインバータ回路を設け、前記ダイオードに
接続されたダイオード導通時間の検出手段、前記
検出手段の出力に接続され、前記ダイオードの導
通時間が前記スイツチング素子のターンオフタイ
ムより長く設定された所定値を越える値に比例し
たパルス幅信号を出力する最小導通時間設定回路
と、この設定回路の出力に接続され、前記パルス
幅信号のパルス幅の増加に応じて直流信号出力を
低下させるパルス幅−直流変換回路、およびこの
パルス幅−直流変換回路の信号出力のレベルに比
例させて前記スイツチング素子の駆動周期を変化
させる駆動周期可変トリガ回路からなり、前記ダ
イオード導通時間が前記スイツチング素子のター
ンオフ時間に近づいたとき前記駆動周期を長くす
るようにしたインバータ装置。 ２ 前記ダイオードの導通時間を検出する手段
は、前記スイツチング素子とダイオードの逆並列
回路の両端電圧に接続されたトランジスタにより
パルス出力する特許請求の範囲第１項記載のイン
バータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56147604A JPS5849087A (ja) | 1981-09-17 | 1981-09-17 | インバ−タ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56147604A JPS5849087A (ja) | 1981-09-17 | 1981-09-17 | インバ−タ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5849087A JPS5849087A (ja) | 1983-03-23 |
| JPH0154955B2 true JPH0154955B2 (ja) | 1989-11-21 |
Family
ID=15434079
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56147604A Granted JPS5849087A (ja) | 1981-09-17 | 1981-09-17 | インバ−タ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5849087A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4166259B1 (ja) * | 2007-04-05 | 2008-10-15 | 三洋電機株式会社 | モータ制御回路、ファンモータ |
| JP4997192B2 (ja) * | 2008-07-23 | 2012-08-08 | オンセミコンダクター・トレーディング・リミテッド | モータ制御装置 |
-
1981
- 1981-09-17 JP JP56147604A patent/JPS5849087A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5849087A (ja) | 1983-03-23 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4694383A (en) | Controller for a resonant converter | |
| US4004187A (en) | Push-pull inverter ballast for arc discharge lamps | |
| US4338503A (en) | Inductive heating apparatus | |
| US3365650A (en) | Static inverter having a regulated output | |
| JPS6349874B2 (ja) | ||
| US3930193A (en) | SCR inverter systems | |
| US4358654A (en) | Static power switching system for induction heating | |
| JPH0154955B2 (ja) | ||
| JPS6245794B2 (ja) | ||
| JPS6024669B2 (ja) | 断続型トランジスタ直流変換器 | |
| JPS61244271A (ja) | スイツチングレギユレ−タ | |
| JP3287062B2 (ja) | 電源回路 | |
| JPH06103987B2 (ja) | ピーク電流制御方式コンバータ | |
| JPS62293969A (ja) | 単相整流電源装置 | |
| JPS6161508B2 (ja) | ||
| CA1073965A (en) | Push-pull inverter ballast for arc discharge lamps | |
| JPH01148064A (ja) | 電源装置の保護回路 | |
| JP2773534B2 (ja) | 直流電源装置 | |
| JPS5858616A (ja) | ソフトスタ−ト回路 | |
| JPS6226157B2 (ja) | ||
| JPS61220014A (ja) | 直流電源装置 | |
| JPH10127046A (ja) | 昇圧形コンバータの制御回路 | |
| KR100202024B1 (ko) | 스위칭 모드 파워 서플라이의 전력 손실 방지 회로 | |
| JPS5918866Y2 (ja) | 電源回路 | |
| JPS6127113Y2 (ja) |