JPS6226157B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は誘導加熱用インバータ装置のスイツチ
ング素子のターンオフ動作の安定動作に関わり、
その目的とするところはインバータ回路のスイツ
チング素子の逆導通時間に相当する信号を簡素な
構成で確実に検出し、インバータ装置の制御信号
として利用しようとするものである。

一般にインバータ装置においてスイツチング素
子のターンオフのため逆方向電流を流す場合は、
スイツチング素子に逆並列にダイオードを接続す
る。そして、このダイオードの導通期間中にスイ
ツチング素子は確実にターンオフさせる必要があ
る。ここで、万一このダイオードの導通時間が負
荷変動等で短くなつた場合、スイツチング素子に
サイリスタを用いたものでは転流失敗、トランジ
スタを用いたものではトランジスタの蓄積時間に
より短絡電流が流れスイツチング素子は破壊され
る。

このため、従来このダイオードの電流期間を変
流器等で検知して所定値より逸脱するとインバー
タ装置の発振を制御するものは良く知られてい
る。しかし、変流器による検出手段は変流器個有
の特性として検知電流の正負の値が同一でないと
検知出力の基準零点が変動し検知精度が悪くなる
という欠点を有しており、又、ダイオードに直列
に微小抵抗を挿入してその電圧出力で検知する手
段も考えられるが、大電力を扱うインバータ装置
においてはこの抵抗器の損失が非常に大きくなり
好ましくない。

本発明は上記の点にかんがみ、なされたもので
インバータ装置のスイツチング素子のターンオン
もしくはターンオフ時から、共振コンデンサ電圧
の微分信号の電流零点迄がダイオード電流通電期
間にほぼ等しくなる点に着目し、この期間を検知
することによりスイツチング素子の逆導通時間を
検出しようとするものである。また、この逆導通
時間の検知信号をインバータ装置の発振周波数の
制御あるいは発振停止信号として利用しようとす
るものである。

以下本発明を一実施例の電気線図及び波形図を
用いて説明する。第１図は本発明の一実施例を示
すブロツク線図で本願実施例ではスイツチング素
子の回生時間検知信号により、この信号時間が所
定値以下になろうとするとインバータ装置の発振
周波数を連続的に可変し、前述の回生時間を所定
値近傍で一定に制御するようにしている。第２図
は本発明第１図の具体構成を示す電気結線図、第
３図は本発明第１図、第２図の動作を説明するた
めの波形図である。

第１図において、１は商用電源、２は商用電源
を入力とする全波整流器、３は全波整流器２の出
力に接続された平滑コンデンサ、４，５は平滑コ
ンデンサ３に並列関係に接続される直列接続され
た共振コンデンサ、６，７は平滑コンデンサ３に
並列関係に接続される直列接続されたトランジス
タ、８，９はトランジスタ６及び７にそれぞれ逆
並列接続されたダイオード、１０は共振コンデン
サ４，５及び、トランジスタ６，７の夫々の直列
接続点間に接続された加熱コイル、１１は加熱コ
イル１０の負荷である鍋である。１２はトランジ
スタ７のコレクタ端子及び、コンデンサ３の高電
位側端子を入力端子に接続した電圧検知回路、１
３は共振コンデンサ４，５の直列接続点を入力端
子に接続した微分回路、１４は電圧検知回路１２
及び微分回路１３の出力を入力端子に接続した論
理回路、１５は論理回路１４の出力を入力端子に
接続したタイマ回路、１６はタイマ回路１５の出
力を入力端子に接続した平滑・比較増幅回路、１
７は平滑・比較増幅回路の出力を入力端子に接続
した可変周波数駆動回路である。

次に第２図において、電圧検知回路１２はトラ
ンジスタ７のコレクタ電圧Ｖ_Q7及び平滑コンデン
サの電圧Ｖ_C3電圧信号を抵抗１８〜２１の分割回
路を介して入力に接続された電圧比較器２２で構
成されており、平滑コンデンサ３の電圧が高リツ
プルになつた場合においても確実に検知できるよ
うになつている。微分回路１３は共振コンデンサ
５の両端に接続されたコンデンサ２４とトランジ
スタ２６のベース・エミツタの直列回路で構成さ
れ、トランジスタ２６のコレクタより出力を取出
している。論理回路１４は電圧検知回路１２の出
力Ａと、微分回路１３の出力Ｂを入力に接続した
AND回路で構成されている。この論理回路１４
は特にAND回路の必要性はなく、排他的論理和
回路、ワイアードAND等でも構成できる。タイ
マー回路１５は論理回路１４の出力Ｃに接続され
た抵抗２９、コンデンサ３０の第１の積分回路
と、この積分回路に接続されたツエナダイオード
３１とトランジスタ３３のベースエミツタ回路及
びコレクタ端子に接続された抵抗３４、コンデン
サ３５による第２の積分回路で構成されている。
平滑・比較増巾回路１６は抵抗３９，４０による
分圧回路を一方の入力端子に、タイマー回路１５
の出力Ｄをダイオード３６を介して接続されたコ
ンデンサ３７、抵抗３８による平滑回路を他方の
入力端子に接続した演算増巾器より構成されてい
る。可変周波数駆動回路１７は具体構成は図示し
ていないが、平滑・比較増巾回路１６の出力Ｅの
電圧が予じめ定められた値より高くなれば発振周
波数が連続的に上昇し、逆に下れば内部の駆動発
振器の周波数で定まる周波数で駆動されるよう構
成されている。

以上の構成において動作を説明する。第３図に
動作波形図を示す。第３図の各々の波形は第１
図、第２図に示す同一記号の箇所の電圧及び電流
破形である。第１図のインバータ装置は既に良く
知られているブリツジインバータ回路であり、ス
イツチング素子にトランジスタを用いており、共
振コンデンサ４，５及び加熱コイル１０で定まる
共振周波数_０より高い周波数で駆動され、前述
の共振周波数_０から定められた周波数の上昇範
囲においては、ダイオード８又は９の電流通電時
間は長くなることが知られている。第１図におい
て商用電源１を投入すると平滑コンデンサ３には
全波整流器２を通じ直流電圧が発生する。このと
き可変周波数駆動回路１７はトランジスタ６，７
を交互に駆動する。駆動するタイミングは一方の
トランジスタをオフし、他方トランジスタの逆並
列ダイオードに電流の流れている期間にこの他方
のトランジスタをターンオンさせるようベース信
号を与えられている。このインバータ回路の各部
の波形は第３図はトランジスタ６及びダイオード
８の電流ｉ_C1、トランジスタ７及びダイオード９
の電流ｉ_C2、共振コンデンサ５の電圧波形Ｖ_C5、
トランジスタ７のコレクタ電圧Ｖ_Q7の分圧波形Ｖ
_Q7′及び、平滑コンデンサ３の電圧Ｖ_C3の分圧波
形Ｖ_C3′で示されている。第３図において_dは可
変周波数駆動回路１７の駆動周波数、_０はイン
バータの加熱コイル１０及び共振コンデンサ４及
び５で定まる共振周波数であり、駆動周波数_d
が共振周波数_０より高い場合と、共振周波数
_０に近づいた場合を図示している。

先ずインバータのダイオード電流通電期間の十
分得られている_d＞_Oの場合について説明す
る。第２図において電圧検知回路１２の電圧比較
器２２にはトランジスタ７のコレクタ電圧Ｖ_Q7の
分圧電圧Ｖ_Q7′と平滑コンデンサ３の分圧電圧Ｖ_C
３′が与えられ、その分圧比はＶ_C3′がＶ_Q7′のピー
ク値の約1/2になる様に設定されている（第３図
Ｖ_Q7′，Ｖ_C3′）。そしてこの電圧比較器２２の出
力Ｂには第３図に示す波形が発生する。一方、共
振コンデンサ５の電圧Ｖ_C5はｉ_C1及びｉ_C2の電流
の零点で電圧がピーク点に達する波形が発生して
おり、微分回路１３のコンデンサ２４には第３図
のＶ_C24で示される電流が流れ位相が90゜進み、
ｉ_C1及びｉ_C2の零点が、ｉ_C24の零点と同一時点に
なる。そして、トランジスタ２６のコレクタ端子
には第３図Ａで示す波形が発生する。このＡ波形
及びＢ波形は論理回路１４のAND回路２８に入
力され第３図に示すＣ波形が出力される。このＣ
波形の時間幅ｔ_dはｉ_C1のダイオード８の通電時
間に相当するものである。そして、Ｃ波形はタイ
マー回路１５の抵抗２９とコンデンサ３０で構成
された第１の積分回路で積分され、Ｃ波形の発生
からコンデンサ３０の電圧は上昇し、ツエナーダ
イオード３１の閾値を越えトランジスタ３３は導
通する。トランジスタ３３が導通すると第２の積
分回路のコンデンサ３５を急速に放電する（第３
図t₁時点Ｄ波形）。そして、Ｃ波形の電圧が下が
ると（第３図t₂時点）コンデンサ３５は抵抗３４
を通じ充電を開始する。すなわち、コンデンサ３
０の電圧がツエナダイオード３１の閾値に達する
迄の時間t₀〜t₁間がインバータのスイツチング素
子の逆並列ダイオードの電流通電時間の検知レベ
ルの設定値となる。そして、コンデンサ３５の充
電電圧が抵抗３４で定まる時間で上昇開始してい
る途中で次のＣ信号が発生し、再びコンデンサ３
５は放電される。このコンデンサ３５の電圧は平
滑・比較増巾回路１６の基準電圧Ｖ_refに達しな
いため、演算増巾器４１の出力Ｅは低レベルであ
り可変周波数駆動回路１７は影響されず内部発振
器の周波数でインバータを駆動する。

次にインバータのダイオード電流通電期間の短
い_d≒_Oの場合について説明する。電圧検知回
路１２の出力Ｂと、微分回路１３の出力Ａ及び、
論理回路１４の出力Ｃが発生する動作は前述と同
一であり省略する。ここで、インバータのスイツ
チング素子の逆並列ダイオードの電流通電時間が
短くなるとＣ波形の時間幅ｔ_dも短くなる。そし
て、このＣ波形の出力時間が短くなるとタイマ回
路１５のコンデンサ３０の充電電圧はツエナダイ
オード３１の閾値に達しないためトランジスタ３
３は不導通であり、そのコレクタに接続されたコ
ンデンサ３５は抵抗３４により充電されたままに
なる。そして、このコンデンサ３５の充電電圧は
平滑・比較増巾回路１６の基準電圧Ｖ_refを越え
演算増幅器４１の出力Ｅは高レベルになるため、
可変周波数駆動回路１７の発振周波数は上昇す
る。そして、インバータの発振周波数が上昇する
と、出力Ｃ波形の時間幅ｔ_dが長くなり、トラン
ジスタ３３は再び導通開始しタイマ回路１５のコ
ンデンサ３５は放電されるようになり第３図_d
＞_Oの波形図に近づく。なお第３図の_d≒_O
の場合Ｃ、Ｄ波形はこのフイードバツク制御が行
なわれるとＣ波形の時間幅ｔ_dは前述のt₀〜t₁時
間、すなわち、抵抗２９、コンデンサ３０、ツエ
ナダイオード３１で定まるタイマ時間と同一時間
で一定に制御されるものである。以上が本発明の
動作である。

なお本発明では逆並列ダイオード導通期間の一
方しか検知していないが、論理回路１４に排他的
論理和回路を用いれば両方の逆並列ダイオード導
通時間が検知できるものである。加えて本発明の
電圧検出回路は直流電源電圧とインバータのスイ
ツチング素子電圧を比較しているため平滑コンデ
ンサの小さい高リツプル直流電源に於いても検知
可能である。

以上述べたように本発明のインバータ装置によ
ればスイツチング素子の端子電圧と、共振コンデ
ンサ電圧の微分信号を比較する簡素な構成で、変
流器のように零点が変動しないため安価で高精度
のスイツチング素子の逆導通時間検知が可能であ
り、非常に安定なインバータ装置が得られる。
又、微小抵抗による検知のような電力損失も発生
せずその効果は大である。

さらに本実施例ではスイツチング素子の逆導通
時間検知出力で発振周波数を連続的に制御し、こ
の回生時間が一定になるよう制御したが、逆導通
時間検知出力が所定値より短くなつたときインバ
ータ装置を停止させたり、警報を発生させること
もできることはいうまでもない。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す誘導加熱用イ
ンバータ装置の電気回路図、第２図は第１図の具
体的な電気回路図、第３図は第１図、第２図の動
作を説明するための波形図である。 １２……電圧検知回路、１３……微分回路、１
４……論理回路、１５……タイマ回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 直流電源に直列に接続された逆導通可能な複
   数個のスイツチング素子と、前記スイツチング素
   子の直列接続点と前記直流電源端子間に接続され
   た加熱コイルと共振コンデンサの直列回路よりな
   るインバータ回路と、前記スイツチング素子の直
   列接続点に接続された電圧検知回路と、前記共振
   コンデンサに接続された微分回路、及び前記電圧
   検知回路、微分回路の夫々の出力に接続された論
   理回路と、この論理回路に接続されるインバータ
   発振制御手段より成り、前記スイツチング素子の
   スイツチング時点から、前記共振コンデンサの微
   分出力の零交差点迄の時間を前記論理回路からの
   パルス信号出力により前記スイツチング素子の逆
   導通時間を検出し、この信号により前記インバー
   タの発振周波数の可変もしくは発振・停止の制御
   を行う誘導加熱用インバータ装置。 ２ スイツチング素子の電圧検知回路は前記直流
   電源及び前記スイツチング素子のそれぞれの電圧
   を分圧した信号を比較する電圧比較器で構成され
   た特許請求の範囲第１項記載の誘導加熱用インバ
   ータ装置。 ３ 微分回路はコンデンサとトランジスタのベー
   ス・エミツタの直列回路で構成された特許請求の
   範囲第１項記載の誘導加熱用インバータ装置。