JPS6327210Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】

本考案は入力交流電源より、制御された大きさ
をもつ直流電圧又は電流を供給する電源装置に係
り、特に最大定格出力電力の範囲内で、種々の組
合せで出力電圧と出力電流を供給する電源装置に
関する。 このような電源装置は、所望の大きさの交流電
圧を与える電源変圧器、交流電圧を直流電圧に変
換して該直流電圧をフイルタ又はコンデンサに与
える整流回路および直流電圧又は電流を選択値に
維持する安定化回路を含んでいる。また安定化回
路中で発生する熱を放散するために放熱体を必要
とする。 従来、このような電源装置は１個の定格最大電
圧Vγまでのある電圧と定格最大電流Iγまでのあ
る電流との結合状態を提供しうるものであるが、
最大定格出力電力Vγ・IγはVγ，Iγの一点でのみ
生ずる（例えばVγ＝20V・Iγ＝10Aとすると
20x10＝200Wの一点のみ）。しかし実際の使用に
おいては、比較的大きな電圧又は電流まで装置が
動作しうるのを必要とする。また従来装置では、
電源トランス中に完全に分離した複数個の二次巻
線とそれに付随したフイルタコンデンサを必要と
し、それにより依然として寸法が大でまた価格が
高い欠点があつた。 本考案によれば、多数の最大定格出力電力点を
もち、その範囲内で出力電圧と出力（負荷）電流
の多数の組合せでもつて出力することができる。
定格出力電圧は負荷電流の値に応じて増減され
る。負荷電流が増大すると出力電圧を小さく、負
荷電流が小さくなると出力電圧を大きくすること
ができる。例えば、出力電力を200Wとすれば
50V×4Aの点から20V×10Aの点に至る範囲内で
出力電圧と出力電流の多数の組合せで出力でき
る。一実施例によれば、出力特性は４個の動作領
域に分割され、各領域への変化は変圧器の巻数比
を変化させて行なわれる。 安定化回路中の発生熱が放熱体の放熱能力を超
えるような値に負荷電流が増大すると、電源変圧
器の巻数比が減少される。これにより、I²Rに基
づく電源変圧器中の熱損失はほぼ一定に維持さ
れ、それにより変圧器の寸法を小さくできる。 ある値の負荷電流において変圧器の巻数比を変
化させると電源変圧器の寸法を小さくし価格を下
げることができ、また出力電圧が与えられたしき
い値以上になるまで変圧器の巻数比を最小値に維
持することによつて放熱体の寸法を小さくし価格
を下げることができる。これにより、放熱体によ
り消費されないで負荷中で消費される既知量の電
力が存在し、よつて放熱体の寸法を小さくし価格
を下げることができる。 本考案による電源装置においては、巻数比は入
力交流電圧の各半サイクルの期間中に一度だけ変
化されるので、変化した状態への調整を急速に行
うことができる。以下図面を用いて本考案を説明
する。 第１図は本考案による電源装置のブロツク図
で、この場合、変圧器の巻数比は２個の異なるレ
ベルの負荷電流と１個のレベルの負荷電圧におい
て変化される。電源装置は電源変圧器１０，整流
回路１２、フイルタキヤパシタ１４、直列制御回
路１６、電流監視抵抗器１８、出力端子２０，２
２および制御回路２４を含む。制御回路２４は定
電圧又は定電流動作をうるために直列制御回路１
６に電圧を与えるものである。制御回路２４は帰
還回路を有する通常の電圧・電流制御回路であ
り、直列制御回路１６を制御し、所望の出力電
圧、電流を得ることができる。 第２図は第１図および第３図に示した電源装置
の動作特性を示した特性線図である。電源装置の
定格出力は曲線２６で示されている。50Vの出力
電圧は出力電流が4Aになるまで一定に維持され
る。この点より、出力電流が10A（最大値）、出力
電圧が20Vになるまで定格出力電力は200ワツト
の一定電力を与える双曲線に追従する。即ち、
20V，50V間の曲線２６で示される200W境界ま
であらゆる電圧・電流の組合せで出力できる。 直列制御回路１６、電流監視抵抗器１８に生ず
る飽和電圧や、フイルタコンデンサ１４が整流回
路１２を介して充電され、出力端子２０，２２に
接続された負荷により放電される場合に該コンデ
ンサに生ずる瞬時最小リツプル値を考慮すると、
定格電圧を発生するには、フイルタコンデンサ１
４に生ずる平均電圧はいく分大きくなければなら
ない（曲線２８）。放熱体３０は最悪条件の下で
直列制御回路１６中に発生した熱を放散できなけ
ればならない。前記最悪条件とは変圧器１０に印
加される入力交流電圧が大きく、そして出力端子
２０，２２間が短絡されたときである。放熱体３
０の実効放熱能力はワツトに変換すると、双曲線
３２で表わされる。放熱体３０の放熱能力は電源
装置の出力電力よりも大きい。何故ならば、前者
は入力交流電圧の高電圧状態により定まり、後者
は入力交流電圧の低電圧状態により定まるからで
ある。 一実施例において、コンデンサ１４を充電する
ために印加される電圧は出力電流と入力交流電圧
との関数として変化される。また他の実施例にお
いて、出力電流、入力交流電圧および出力電圧の
関数として変化される。第１図、第３図および第
２図に示されている構成は後者のものである。あ
らゆる場合において、入力低交流電圧において定
格電圧を供給するためにコンデンサ１４の平均電
圧は常に曲線２８の上にある必要がある。そして
且つ平均電圧は放熱体３０の放熱能力を越えるこ
とにより直列制御回路１６が破壊しないように曲
線３２の下にある必要がある。 この条件を前提として、電源装置の各部の詳細
を述べる前に全体の動作を説明する。所望の出力
電圧は例えば制御回路２４中の抵抗器を手動で制
御することにより調整される。出力電圧が曲線
（破線）３４によつて表わされる電圧よりも小さ
いとき、コンデンサ１４に印加される電圧は負荷
電流の大きさには無関係に最小値に維持される。
しかしながら、出力電圧が曲線３４で示される値
をいつたん越えると、コンデンサ１４に印加され
る電圧は中間の低値に増大され、そして負荷電流
がさらに減少するにつれてその点よりさらに増大
される。階段波形３６は最も低い入力交流電圧
（例えば電源電圧の変動による）における動作を
示している。出力電流が減少して9.1Aに達する
と、電圧は中間の高値に高められる。そして電流
がさらに減少して約5.6Aになると電圧はその最
高値に上昇される。点を施した階段波３８は高入
力交流電圧状態の下での動作を示している。この
場合には、電圧の増大はより小さな電流において
生じる。即ち、9.1Aではなく6.2Aで、5.6Aでは
なくて4.2Aで生ずる。しかしながら、どちらの
階段波の最低部も曲線２８の上部にあり、そして
最上部は曲線３２の下にある。 第１図に示した電源装置を、説明のために２個
の部分に分割する。即ち、フイルタコンデンサ１
４に印加される電圧を実際に変化させる手段と該
手段を制御する回路とに分割する。 電圧変化手段は電源変圧器１０と整流回路１２
とを含む。電源変圧器１０は一次巻線４０と二次
巻線４２とを有する。二次巻線４２は、中間タツ
プ４４，４６によつて、２９ターンの中間部分
Ｍ、35ターンの上部分Ｔおよび16ターンの低部分
Ｂに分割される。整流回路１２は直列接続された
複数個のダイオード対を含む。タツプ４４はダイ
オード５２と５４との結合部に接続され、タツプ
４６はダイオード５６，５８の結合部に接続され
る。トライアツクT₁は二次巻線４２の上端部６
４をダイオード４８と５０との結合部に接続し、
トライアツクT₂は二次巻線４２の下端部６６を
ダイオード６０，６２の結合部に接続する。フイ
ルタコンデンサ１４はダイオード対４８〜６２に
接続される。 T₁，T₂どちらも導通していないとき、二次巻
線４２の中間部分Ｍのみが付勢され、そしてダイ
オード５２，５４，５６，５８は全波整流回路を
形成し、フイルタコンデンサ１４に直流充電電流
を与える。T₁が導通し、T₂が非導通であると、
中間部分Ｍと上部分Ｔとにより生ずる電圧が整流
される。正の半サイクルの間、電流は点６４から
ダイオード５０、コンデンサ１４、ダイオード６
８、ダイオード５６を介してタツプ４６に流れ
る。このとき他のすべてのダイオードは非導通状
態にある。負の半サイクルの間、電流はタツプ４
６からダイオード５８、コンデンサ１４、ダイオ
ード６８、ダイオード４８を介して流れる。 同様に、T₂が導通しているときには中間部分
Ｍと低部分Ｂとに生ずる電圧に対して整流回路が
形成され、またT₁，T₂の両方が導通していると
きには全二次巻線に生ずる電圧に対する全波整流
回路が形成される。上記したことは下表で表わさ
れる。

【表】 T₁，T₂の動作を制御する回路は、入力交流電
圧の大きさを示すために必要な約20Vの制御され
ていない電圧と基準となる約5Vの制御された電
圧とを必要とする。変圧器１０は三次巻線７２を
有し、その両端部はダイオード７６，７８によつ
て負荷抵抗器７４の一方の端部に接続される。抵
抗器７４の他方の端部は該抵抗器７４の両端子間
に全波整流された電圧を発生させるために中間タ
ツプ８０に接続される。直列接続されたフイルタ
コンデンサ８１と隔離ダイオード８２とは抵抗器
７４に並列接続される。コンデンサ８１とダイオ
ード８２との結合点は線路８４に接続され制御さ
れていない電圧を与える。また、コンデンサ８１
の他方の端部は電流監視抵抗器１８の入力側に接
続される。前記入力側は基準点として動作する。
直列制御トランジスタ１６のベース１０４は抵抗
器１０６を介して制御されていない電圧を与える
線路８４に接続される。 この構成により、ベース駆動電流は電流監視抵
抗器１８を介して流れない、したがつて定電流の
正確な制御も乱さない。即ち、流れている負荷電
流の大きさを示すのに使用されるのは抵抗器１８
の両端子間電圧となる。制御されたバイアス電圧
R_vは、線路８４から制御されていない電圧を受
信する８６に示したような周知の適当な電圧制御
手段によつて得られる。図示されていないが、電
圧R_vはここで述べる各回路のバイアス電圧とし
て用いられる。 T₁またはT₂が付勢される以前においては、出
力端子２０，２２間の電圧は第２図の曲線３４の
下にある。このことは、出力電圧が曲線３４で表
わされる電圧以下のときには低電圧を発生し、以
上のときには高電圧を発生する電圧決定回路Ｕに
よつて達成される。抵抗器１０８と１１０は出力
端子２０，２２間に直列接続され、出力電圧の約
10％が抵抗器１０８の両端子間に生ずるようにさ
れる。 これらの抵抗器の結合部１１２は抵抗器１１４
を介して演算増幅器U₁の反転入力端子に接続さ
れる。反転入力端子または抵抗器１１６を介して
制御された電圧R_vを与える線路８８に接続され
る。非反転入力端子は抵抗器１２６を介して抵抗
器１１８と１２０との結合部に接続されて、バイ
アスされる。これらのバイアスは、負荷電流が零
の状態で、出力端子２０，２２間の出力電圧が約
17Vになるまで増幅器U₁の出力端子１２１の信
号が低電圧状態にあるように定められる。この約
17Vを越えると、出力信号は１２２で示したよう
に高電圧状態に変化する。 電流監視抵抗器１８を介して流れる負荷電流は
抵抗器１０８の両端子間電圧に付加される極性の
電圧を発生し（抵抗器１０８，１１０は抵抗器２
２８等を介してバイアス電圧R_vに接続されると
共に、出力電圧が表われる）、その結果負荷電流
が増大すると、U₁の出力信号の状態を変化させ
るのに必要とされる出力電圧を減少させる。 ダイオード１２４は抵抗器１１４と１１６との
結合部と、抵抗器１１８と１２０との結合部との
間に接続され、出力電圧が曲線３４で示される値
以上になるときクランプ動作をし、U₁の入力端
子を保護する。抵抗器１２６は抵抗器１１８と１
２０の結合部とU₁の非反転入力端子との間に接
続され、インピーダンス整合を行う。抵抗器１１
８と１２０との結合部と出力端子１２１との間に
接続された抵抗器１２８はヒステリシスを与え
る。その結果、出力端子２０，２２間の出力電圧
が曲線３４で示される電圧に等しいときU₁の出
力は繰り返して変化しなくなる。出力端子１２１
はモノマルチバイブレータ１３４の入力端子１３
２に接続される。出力端子１２１の出力信号が低
電圧状態のときにはT₁，T₂は付勢されず、また
高電圧状態のときには負荷電流の値に依存して
T₁，T₂の両方又は一方が付勢される。 負荷電流と負荷電圧が急激に変化しても、入力
交流電圧の半サイクルの期間中でも、該負荷電
流、電圧の大きさによつて定まるあるトライアツ
クを付勢できることが望ましい。選択された二次
巻線をできるかぎり長期間付勢するために、トラ
イアツクは各半サイクルの初期近傍で付勢されね
ばならない。このことは、抵抗器７４の一方の端
子に生ずる全波整流されたがろ波されていない電
圧を線路１３６，抵抗器１３８を介して演算増幅
器U₂の非反転入力端子に印加し、且つ抵抗器１
４０，１４２の結合点を反転入力端子に接続する
ことにより達成される。U₂の非反転入力端子に
印加される電圧はグラフ１４６中の曲線１４４に
より示されている。非反転入力端子に印加された
電圧が反転入力端子に印加されたバイアス電圧を
越えるとき、U₂の出力信号は矢印１４８で示さ
れているように低電圧から高電圧に変化する。そ
してまたバイアス電圧以下になると低電圧にな
る。 U₂の出力信号は２個のカツプ１５０をまたが
る負部分１５４をもつ方形波１５２により示され
る。U₂の出力信号は時刻t₁において低電圧から高
電圧に変化する。入力交流電圧が大きくなればな
るほど、t₁の時刻は早くなる。ダイオード１５６
はU₂の両入力端子間に接続され、入力電圧１４
４が抵抗器１４０と１４２との結合部の電圧以上
になると該入力電圧をクランプする。抵抗器１５
８はU₂の出力端子と基準電圧R_vを与える線路８
８との間に接続される。ナンドゲートG₁の両入
力端子はU₂の出力端子に接続されてインバータ
として動作し、波形１５２で示した信号と反対極
性をもつ波形１５９の信号を送出する。G₁の出
力信号はマルチバイブレータ１３４の負トリガ入
力端子に印加される。マルチバイブレータ１３４
は時刻t₁で生ずる負方向パルスの前縁に応答し、
正パルスを発生する。しかしながら、マルチバイ
ブレータ１３４は時刻t₁で生ずる波形１５９の低
電圧状態入力と、１２２で示した電圧決定回路Ｕ
の高電圧状態出力との積をとり、それにより時刻
t₁において正パルス１６０を発生する。よつて、
パルス１６０の発生タイミングはU₂に関連した
回路によつて決定される。しかしながら、パルス
１６０は出力電圧が曲線３４で示された電圧（Ｕ
に関連した回路で定められる）を越えないときに
は全く発生されない。このパルスはトライアツク
T₁，T₂を付勢するために使用される。T₁，T₂を
付勢する回路についてはT₁，T₂の結合を選択す
るために使用する信号を発生する回路について述
べた後に説明する。 次にトライアツクT₁，T₂を選択する回路につ
いて説明する。この動作をよく理解するために第
２図のグラフを再び参照する。右方向で且つ下向
きに傾斜し、そして互に接近した複数個の対曲線
は、二次巻線４２の種々の巻線の結合により得ら
れる電圧が、負荷電流が増大して二次巻線中の
IR（負荷電流×巻線の抵抗値）降下が増大するに
つれて減少することを示している。各対におい
て、上部曲線はフイルタコンデンサ１４に生ずる
平均電圧を示し、下部曲線はリツプル電圧の瞬時
最小値における該コンデンサ１４の電圧を示して
いる。そして各巻線状態Ｍ＋Ｔ＋Ｂ、Ｍ＋Ｔ、Ｍ
＋Ｂ、Ｍにおける上部の対曲線は入力交流電圧が
仕様最大電圧にあるときの電圧−電流関係を示
し、下部の対曲線は入力交流電圧が仕様最小電圧
にあるときの電圧−電流関係を示している。 電流決定回路Id₁の機能はすべての二次巻線が
付勢されるようにトライアツクT₁，T₂の両方を
付勢するために、または二次巻線のうちＭとＴが
付勢されるようにT₁を付勢するために用いられ
る信号を発生することである。このことは、負荷
電流が予定値よりも小さいか大きいかによつて定
まる。該予定値は、入力交流電圧が仕様最大電圧
にあるときには（ステツプ38＝高電圧状態）、垂
直線部分１９８によつて示される約4.2Aであり、
仕様最小電圧にあるときには（ステツプ３６＝低
電圧状態）、垂直線部分２００によつて示される
約5.5Aである。 Id₁回路は抵抗器２０２と２０４との結合部に
接続された非反転入力端子をもつ演算増幅器U₃
を含む。抵抗器２０２，２０４は制御されていな
い電圧を与える線路８４と基準端子との間に直列
接続される。前記基準端子は電流監視抵抗器１８
の入力側である。U₃の反転入力端子は電位差計
２０６のタツプに接続される。電位差計２０６は
制御された電圧R_vを与える線路８８と抵抗器１
８の出力端子２１１との間に接続された抵抗器２
０８，２１０に直列接続される。 出力電流が予定値以下に減少すると、U₃の出
力は負に変化する。次にその予定値が入力交流電
圧の変化に応じて前述したように変化することを
述べる。 入力交流電圧が減少すると、線路８４の制御さ
れていない電圧が減少し、U₃の非反転入力端子
の電圧が下る。したがつて、U₃の反転入力端子
を同一電位にするには抵抗器１８を介してより大
きな負荷電流を流しうるからである。この場合、
U₃の出力信号は２１２で示したように変化する。
U₃の出力信号が変化する負荷電流および入力交
流電圧の絶対値は種々の抵抗器の抵抗値を適当に
選択することによつて所望の値に調整できる。
U₃の出力端子とその非反転入力端子との間に接
続された抵抗器２１３はヒステリシスを与える。
電流決定回路Id₂の機能はトライアツクT₁を付勢
して二次巻線のうちＭとＴを付勢するか、または
トライアツクT₂を付勢して二次巻線のうちＭと
Ｂを付勢するかを制御するために使用される信号
を発生することである。この制御は負荷電流が予
定値よりも小さいか大きいかに依存する。該予定
値は、入力交流電圧が仕様最大電圧にあるときに
は垂直線２１８によつて示されている約6.3Aで
あり、仕様最小電圧にあるときには垂直線２１６
によつて示される約9.2Aである。 Id₂において、負荷電流が電流決定値以上にな
ると、演算増幅器U₄の出力信号は２１８で示し
たように高電圧から低電圧状態になる。U₄の反
転入力端子は抵抗器２２０，２２２の結合点に接
続される。そして抵抗器２２０，２２２の直列回
路は線路８４と基準端子との間に接続される。非
反転入力端子は電位差計２２４のタツプに接続さ
れる。電位差計２２４は線路８８（制御された電
圧R_vを与える）と抵抗器１８の出力端２１１間
に接続された抵抗器２２６，２２８に直列接続さ
れる。U₄の出力端子と非反転入力端子との間に
接続された抵抗器２２３はヒステリシスを与え
る。なお、抵抗器２２０の一端は制御されていな
い電圧を与える線路８４に接続されているので、
予定値は入力交流電圧に応じて変化する。 トライアツクT₁，T₂に対する付勢回路F₁，F₂
は同一であり、対応する部分には同一番号を付
し、そしてF₂にはダツシユを付した。PNPトラ
ンジスタ２２７のエミツタは線路８８に、コレク
タは抵抗器２２８，２３０を介して基準端子に接
続される。コンデンサ２３２と抵抗器２３４との
直列回路は線路８４と基準端子との間に接続され
る。パルストランスの一次巻線２３５と電流制限
抵抗器２３６との直列回路の一方の端子は抵抗器
２３４とコンデンサ２３２との結合点に、そして
他方の端子はトランジスタ２３８のコレクタに接
続される。エミツタは基準端子に接続される。ベ
ース２３９は抵抗器２２８と２３０との結合点に
接続される。コンデンサ２３２は電圧U_vまで充
電される。トランジスタ２２７のベース電極２４
０に負電圧が印加されると、それは導通し、抵抗
器２２８，２３０の結合部に正電圧を発生する。
その正電圧はトランジスタ２３８のベース電極２
３９に印加されて該トランジスタ２３８は飽和
し、コンデンサ２３２の充電々荷は一次巻線２３
５を介して急速に放電する。トランジスタ２３８
がオフになろうとするとき、パルストランスのコ
アをリセツトするために、コンデンサ２４２は一
次巻線２３５のインダクタと共振する。一次巻線
２３５を介してコンデンサ２３２の電荷が放電す
ると、二次巻線２４４中に電圧パルスが発生す
る。二次巻線２４４はダイオード２４６と電流制
限抵抗器２４８とに直列接続され、そして抵抗器
２４８の他方の端子はトライアツクT₁のゲート
２５０に、二次巻線２４４の他方の端子は主電極
２５１にそれぞれ接続される。前記パルスの発生
は、入力交流電圧の各半サイクルの初期近傍で発
生するように、マルチバイブレータ１３４の出力
パルス１６０により制御される。回路２５６，２
５８，２６０はコンデンサと抵抗器との直列回路
より成り、二次巻線Ｍ，Ｂ，Ｔにそれぞれ並列接
続され、T₁，T₂にかかる電圧の変化を制限し、
またダイオードによる整流作用によつて発生され
るかもしれない高周波信号による干渉をなくす。
Id₁，Id₂の出力信号はナンドゲートG₁の両入力端
子に印加される。Id₂の出力信号はまたナンドゲ
ートG₂の一方の入力端子に、G₁の出力信号はナ
ンドゲートG₃の一方の入力端子に印加される。
マルチバイブレータ１３４の出力信号はG₂，G₃
の他方の入力端子に印加される。 次にトライアツクT₁，T₂の付勢動作について
説明する。出力電圧が第２図の曲線３４以下にあ
ると、マルチバイブレータ１３４はパルス１６０
を発生しない。この状態においては、トライアツ
クT₁とT₂は付勢されず、二次巻線４２の中間部
分Ｍのみが付勢状態となる。T₁またはT₂を付勢
するためには、ゲートG₂またはG₃からの負出力
信号を必要とする。そしてそのためにはこれらゲ
ートは２個の正入力信号を必要とする。各ゲート
G₂，G₃がマルチバイブレータ１３４から負信号
を受信することはそれらの出力は正となり、トラ
イアツクは付勢されない。 ところで、もし出力電圧が第２図の曲線３４に
よつて表わされる電圧以上に上昇し、そして負荷
電流が最大値近くになると（設定または負荷の変
化による）、トライアツクT₂が付勢され二次巻線
のうちＭとＢの部分が付勢される。正出力パルス
１６０はゲートG₂，G₃の各一方の入力端に印加
される。出力電流がある電流決定レベルよりも大
きくなると（垂直線２１６によつて示される最も
大きい部分よりも大きくても）、電流決定回路Id₂
の出力信号は負となり、そして電流決定回路Id₁
の出力信号は正となる。ゲートG₂の一方の入力
端子にはId₂からの負信号が、他方の入力端子に
はマルチバイブレータ１３４からの正信号がそれ
ぞれ与えられ、G₂の出力信号は正となり、その
結果T₁は付勢されない。ゲートG₁の入力端子に
Id₁から正信号が、Id₂から負信号がそれぞれ印加
されると、ゲートG₁はゲートG₃の一方の入力端
子に正信号を与える。そしてまたゲートG₃の他
方の入力端には正パルス１６０が印加されるの
で、G₃は負信号を送出し、トライアツクT₂は付
勢される。 また、出力電流が、Id₂により定まる電流レベ
ルよりも小さく、Id₁により定まる電流レベルよ
りも大きい値に減少したと仮定する。この状態の
下では、トライアツクT₁を付勢する必要がある。
Id₂の出力が正でそしてパルス１６０が存在する
と、ゲートG₂の出力は負となり、トライアツク
T₁が付勢される。Id₂，Id₁の出力が正のとき、G₁
の出力は負、G₃の出力は正となり、T₂は付勢さ
れない。 また、出力電流がさらに減少し、Id₁により定
まる電流レベルよりも小さいと、両方のトライア
ツクT₁，T₂が付勢されるのが望ましい。Id₂の出
力は正となり、これが正パルス１６０と結合して
G₂の出力を負とし、トライアツクT₁が付勢され
る。Id₂からの正信号とId₁からの負信号により、
ゲートG₁の出力は正となり、これがゲートG₃の
他方の入力端に与えられる正パルス１６０により
G₃の出力は負となり、トライアツクT₂が付勢さ
れる。したがつてトライアツクT₁，T₂の両方が
付勢される。なお、これらの信号の結合状態は一
例であつて、トライアツクを付勢するには、他の
種々の結合状態を用いることができるのは勿論で
ある。 交流電源の同一半サイクルの期間中において
は、Id₁，Id₂の出力信号は急激に変化してもよ
い。この出力信号のうちある影響を与えるのは、
マルチバイブレータ１３４によつて正パルス１６
０が発生される時刻に生ずるパルスである。 電流決定回路Id₂，Id₁の電流レベルの選択や二
次巻線Ｍ，Ｂ，Ｔの巻数の関係は、低電圧状態の
下で最大電力が得られ、高電圧状態の下で熱放散
能力を越えないように選択される。 動作点が、Id₂により定まる電流レベルよりも
わずかに大きい電流で、低電圧曲線３６上にある
と仮定する。このとき二次巻線ＭとＢが付勢され
る。もし負荷電流が線２１６により表わされる電
流レベルに減少すると、回路は二次巻線ＭとＴを
付勢するように動作する。もしこのことが達成さ
れず、電流が減少したままであると、出力電力は
２００ワツト以下になる（第２図の曲線参照）。
二次巻線Ｔの巻数は線２１６の上端部の点まで電
圧を上昇させるような巻数であり、そして前記点
は熱放散曲線３２の下にある。 前述の説明における階段状線（第２図）は低電
圧状態に関するものであることを考えると、もし
Id₂によるレベルが同一レベル即ち線２１６で示
される値に維持されていると、わずかに電圧が上
昇しても動作点は曲線３２上になる（トライアツ
クT₁を付勢したとき）。事実、もし入力交流電圧
が最大値に増大すると、巻線Ｍ＋Ｔへの切換は動
作点を点２１７に上昇させる。この場合、線路２
１６は水平線１７２を横切る。 よつて、入力交流電圧が増大するにつれて、
Id₂によるレベルはより小さな電流で生じ（線２
１８で表わされる）、その結果巻数Ｍ＋Ｔによつ
て生ずるより高い電圧への切換えはより小さな電
流で生ずる。もし入力交流電圧が最大値に増大す
ると、Id₂によるレベルは線２１８に移動する。
線路２１８の下端部はＭ＋Ｂの巻線においては高
電圧状態１８０にあり、そしてＭ＋Ｔ巻線におい
ては高電圧状態１７２にある。もし負荷電流がさ
らに減少すると、出力電力は200ワツトの定格値
以下になり、そしてもし巻数があまり大きいと、
動作点は曲線３２の上になる。Id₂に関し、動作
点は付勢されている特定の巻線に対して、負荷電
流と電圧状態曲線との交点にあり（この曲線は入
力高、低交流電圧間で変化する）、よつて斜線領
域２１９内のどこかにある。同様の解析はId₁に
よるレベルに関しても適用される。これによる動
作点は斜線領域２２１の内部のどこかにある。 本考案によれば、種々の巻線の結合状態につい
て最大I²R損失はほぼ同一となるので、本考案の
主たる利点は変圧器の設計が幅広い動作範囲にわ
たつて最適化できることである。 また本考案の他の利点は、放熱体３０の大きさ
を小さくし、そして価格を下げることができるこ
とである。このことは電圧比較器U₁を含む電圧
決定回路Ｕによつて、出力電圧が第２図の曲線３
４に達するまで巻線Ｍ以外の二次巻線が付勢され
ないことによる。この観点において、ある量の電
力が負荷に与えられ、そのため熱放散能力を前記
量だけ減少できる。例えば、出力電圧が12Vの場
合、即ち曲線３４が10アンペア線を横切る点にお
いて、120ワツトが負荷に与えられ、それにより
熱放散能力はその分だけ減少される。この方法に
より負荷に200ワツトを送出する電源において、
230ワツトの熱放散能力をもつ放熱体を用いれば
よい。電圧決定動作が存在しない場合には、第２
図の放熱曲線３２が35V，10Aの点を横切る場
合、放熱体は350ワツトを放熱する必要がある。
曲線３２は実際には350ワツトでプロツトされて
いる。しかし、放熱体は曲線３４によつて表わさ
れるワツト（230ワツト）と350ワツトとの差
（230ワツト）を放熱すればよい。 上述した説明は結論的に以下のように説明でき
る。電源変圧器１０、整流回路１２およびトライ
アツクT₁，T₂はフイルタコンデンサ１４に印加
される直流電圧の大きさを制御する手段を提供す
る。各電流決定回路Id₁，Id₂は出力電流が予定値
になるときその出力信号が変化する手段であり、
そして各回路は入力交流電圧の変化と共に前記予
定値を変化させる手段を含んでいる。電圧決定回
路Ｕは出力電圧が予定値になるとき、その出力信
号が変化する手段である。そして出力電流が増大
するとき、前記各電流決定回路と協動して前記フ
イルタコンデンサに発生される電圧を減少させる
手段が含まれている。さらに、マルチバイブレー
タ１３４に関連した回路は各サイクルの主なる期
間中に生ずる出力電流と電圧の値を選択するため
の手段であり、フイルタコンデンサ１４に印加さ
れる直流電圧を変えるために使用される。 第３図は本考案の他の実施例による電源装置の
ブロツク図である。第１図と同一部分には同一符
号を付して示した。第３図に示した装置が第１図
に示した装置と異なる主たる点は、点弧（付勢）
パルスが発生されることおよび電圧、電流に関す
る信号情報が論理回路に与えられることである。
この相違はトランジスタ２４４およびその関連回
路よりなる電流吸収回路と、U₂およびG₁を含む
ゼロクロス回路とモノマルチバイブレータ１３４
とを除去したためである。 曲線２７０で示される全波整流された電圧は抵
抗器７４の一方の端部より得られ、電流制限抵抗
器２７２を介してナンドゲートG₄の両入力端に
印加される。クランプダイオード２７４はG₄の
両入力端と抵抗器２７６，２７８の結合点との間
に接続される。抵抗器２７６，２７８は基準電源
R_vと基準端子との間に直列接続される。カツプ
部分をまたがつて正パルス２８０をもつ方形波が
ゲートG₄の出力端に発生され、これはラツチ回
路CD４０４２のクロツク端子CLKに印加され
る。 ラツチ回路の入力端子D₁，D₃，D₄はそれぞれ
Vd，Id₂，Id₁の出力信号を受信する。入力端子
P₂は基準端子に接続される。クロツク端子に正
パルス２８０が印加されている間、ラツチ回路の
出力信号に影響を与えないでまたはトライアツク
T₁，T₂を点弧しないで、Ｄ入力信号は自由に変
化できる。しかし、中間の低出力部分が印加され
ている期間中においては、種々のＤ入力端子に印
加された信号は出力信号を新しくする。この更新
は交流電圧の各半サイクルに一度だけ生ずる。 ゲートG₁，G₂，G₃を含む論理回路は第１図に
示したと同一情報を受信し、そしてトライアツク
T₁，T₂を付勢するために同一方法で動作する。
回路Id₁からの信号２１２は以前のものと同一で
あり、入力端子D₄から出力端子Q₄に伝送される。
Q₄の出力信号はナンドゲートG₁の入力端に印加
される。回路Id₂からの信号２１８は第１図のも
のとは反対極性をもつ。これは、U₄の正、負入
力端子の接続が逆にされているからである。即
ち、正入力端子は抵抗器２２０と２２２との結合
部に接続され、負入力端子は、電位差計２２４の
タツプに接続される。しかしながら、G₁，G₂へ
の印加以前に再び反転される。Vdの出力信号
１２２は出力端子₁から反転された形で得られ、
そして抵抗器２５６を介してトランジスタ２８４
のベース電極に印加される。それにより、信号１
２２が低論理状態にあり、出力電圧が第２図の曲
線３４以下にあることを示すとき、トランジスタ
２８４は導通する。これにより線路２８８は基準
端子に接続され、その結果クロツク２９０から線
路２８８に印加されたトライアツク点弧パルスは
G₂，G₃の入力端に与えられない。 第１図では１４６によつて示されているように
交流電圧の各半サイクルの初期近傍で１個の点弧
パルスを発生させる代わりに、自走マルチバイブ
レータの形のクロツク２９０は18kHzの速度で点
弧パルスを発生する。各トライアツクの入力端子
に印加される電圧がフイルタコンデンサ１４の両
端電圧を越えるときには常にトライアツクが点弧
されるので、電流吸収回路は必要としない。 第４図は本発明の他の実施例による電源装置の
ブロツク図で、この場合には、フイルタコンデン
サを充電するために印加される電圧はグラフ２９
０で示されるように負荷電流の大きさによつて決
定される。第１図と同一機能を持つ部分には同一
符号を付して示した。 グラフ２９０から明らかなように、電源変圧器
１０の二次巻線４６のすべて、即ちＭ＋Ｔ＋Ｂは
負荷電流が値Id₁になるまで付勢され、Ｍ＋Ｂは
負荷電流が値Id₂になるまで付勢され、Ｍ＋Ｔは
値Id₃になるまで付勢される。そして値Id₃以上の
電流に対してはＭのみが付勢される。上記のこと
を達成するために、トライアツクT₁，T₂が図示
のように付勢される。 負荷電流Id₁，Id₂，Id₃の予定値は交流電圧の大
きさと逆方向に変えられる。このことは、制御さ
れていない別個の直流電圧を導出し、そして各電
圧を演算増幅器U₅，U₆，U₇の一方の入力端子に
印加することにより達成される。この目的のため
に適当な整流回路が使用される。本実施例では第
３次巻線２９２を含み、その一方の端子はダイオ
ード２９４，２９６によつて制御されていない直
流電圧を送出する線路２９３に、また中間タツプ
２９７は電流監視抵抗器１８の入力側の共通線路
３０１に接続される。フイルタ動作は中間タツプ
２９７と線路２９３との間に接続されたコンデン
サ２９９によつて行なわれる。抵抗器３００は抵
抗器３０２と３０４、３０６と３０８、３１０と
３１２の各抵抗器対に直列接続される。前記抵抗
器対は線路２９３と基準端子との間に接続され
る。さらにフイルタ動作は前記抵抗器対に並列接
続されたコンデンサ３１４によつて行なわれる。
各抵抗器対における抵抗器の抵抗値を適当に選択
することによつて、交流電圧の大きさと共に変化
する異なる直流電圧が結合点３１６，３１８，３
２０に得られる。これらの結合点は演算増幅器
U₅，U₆，U₇の非反転入力端子にそれぞれ接続さ
れる。 負荷電流の大きさに関する情報は電流監視抵抗
器１８の電圧降下と制御された直流電圧R_vとを
比較することにより得られる。直流電圧R_vは線
路２９３から制御されていない電圧を受信し、そ
して制御された電圧を発生する適当な手段３２２
によつて得られる。抵抗器対３２６と３２８、３
３０と３３２、３３４と３３６は線路３２４と電
流監視抵抗器１８の出力端３３８との間に接続さ
れる。これら抵抗器の値を適当に選択することに
よつて、各抵抗器対の結合点３４０，３４２，３
４４の直流電圧は交流電圧のある値に対するId₁，
Id₂，Id₃の電流関係を定める。結合部３４０，３
４２，３４４は演算増幅器U₅，U₆，U₇の反転入
力の端子にそれぞれ接続される。 増幅器U₅，U₆，U₇の反転および非反転入力端
子に必要な電圧を与えるためには抵抗器の値を適
当に選択すればよいけれども、該増幅器のすべて
が同一インピーダンスをもつように、抵抗器３２
８，３３２，３３６の抵抗値は等しく、また抵抗
器３０４，３０８，３１２の抵抗値を等しくす
る。よつて、結合部３１６，３１８，３２０にお
いて交流電圧の大きさを表わす相対電圧は抵抗器
３０２，３０６，３１０の抵抗値によつて決定さ
れ、そして結合部３４０，３４２，３４４におい
て負荷電流変化を表わす相対電圧は抵抗器３２
６，３３０，３３４の抵抗値によつて決定され
る。 負荷電流が零のとき、増幅器U₅，U₆，U₇がそ
の各出力端子と共通端子３０１との間に接続され
た抵抗器３４６，３４８，３５０に低電圧を発生
する回路を必要とする。したがつて、負荷電流が
零のときこの低電圧をうるためには、すべての反
転入力端子の電圧は対応する非反転入力端子の電
圧よりもより正でなければならない。 負荷電流が増大するにつれて、電流監視抵抗器
１８の他方の端部３３８の電圧はより負となり、
結合部３４０，３４２，３４４の電圧も負方向に
下降する。交流電圧の変化は結合部３１６，３１
８，３２０の電圧の変化となつて表われる。これ
ら増幅器の反転入力端子の電圧が非反転入力端子
の電圧よりも小さくなると、該増幅器の出力は波
形３５２，３５４，３５６の矢印で示されている
ように、ほぼR_vの値に上昇する。抵抗器３５７，
３５９，３６１は増幅器U₅，U₆，U₇の出力端子
と非反転入力端子との間に接続され、ヒステリシ
スを与える。このヒステリシスによつて、負荷電
流が電流決定回路Id₁，Id₂，Id₃に等しくなるとき
トライアツクT₁，T₂が繰り返して付勢されるの
を防止できる。 交流電圧の各半サイクルの初期近傍において、
モノマルチバイブレータ３５７によつて、正パル
ス３５８が発生される。増幅器U₇の出力信号は
回路３５７の負方向パルス感応端子A₁，A₂に印
加される。それによりU₇の出力信号が正のとき
にはパルス３５８は発生されない。したがつて、
負荷電流がId₃により定まる予定値を越えるとき、
正パルス３５８は発生しない。 トライアツクT₁に対する付勢回路はNPN型ト
ランジスタ３６０を含み、そのエミツタは基準端
子３０１へ、そのコレクタＡはパルストランス３
６４の一次巻線３６２と電流制限抵抗器３６６を
介して制御されていない正電圧バイアス端子２９
３に接続される。パルストランス３６４の二次巻
線は第１図において２４４で示したものであり、
T₁を付勢するように第１図と同様に接続される。
これにより、トランジスタ３６０のベースに正パ
ルスが与えられると、トライアツクT₁が付勢さ
れる。トライアツクT₂に対する付勢回路もT₁に
対するものと同様であり、同一番号を付して示し
た。負荷電流が予定値（交流電圧の大きさにより
変えられる）になると、フイルタコンデンサ１４
に印加する電圧を変化させる論理回路を以下に述
べる。U₅の出力信号（Id₁の信号）はナンドゲー
トG₅の両入力端子に印加される。G₅の出力端子
はナンドゲートG₆の一方の一入力端子に接続さ
れ、また他方の入力端子は回路３５７のＱ出力端
子に接続される。U₆の出力信号（Id₂の信号）は
ナンドゲートG₇の両入力端子に印加される。G₇
の出力端子はナンドゲートG₈の一方の入力端子
に、そしてG₈の他方の入力端子は回路３５７の
Ｑ端子に接続される。G₇の出力端子はまたナン
ドゲートG₉の両入力端子に接続され、そしてG₉
の出力端子はナンドゲートG₁₀の一方の入力端子
に接続され、そしてG₁₀の他方の入力端子は回路
３５７のＱ端子に接続される。 ナンドゲートG₈の出力端子はナンドゲートG₁₁
の両入力端子に接続され、そしてG₁₁の出力端子
はT₂の付勢回路中のトランジスタ３６０′のベー
スに接続される。抵抗器３６８は制御された電圧
R_vを与える線路３２４とG₁₁の出力端子との間に
接続される。ナンドゲートG₁₀の出力端子はナン
ドゲートG₁₂の一方の入力端子に、ナンドゲート
G₆の出力端子はG₁₂の他方の入力端子にそれぞれ
接続される。ナンドゲートG₁₂の出力端子はT₁に
対する付勢回路中のトランジスタ３６０のベース
に接続される。抵抗器３７０はG₁₂の出力端子と
線路３２４との間に接続される。 図示していないが、ゲートU₅〜U₇、G₅〜G₁₂
および回路３５７は線路３２４からの電圧R_vに
よりバイアスされる。 上記論理回路の動作は下表で表わされる。ここ
で、０は低論理状態、１は高論理状態をそれぞれ
表わしている。各増幅器の反転および非反転入力
端子のより大きな正電圧は＋＋と＋で示した。

【表】 各半サイクルの期間中には１個のパルスが発生
されることにより、第１図に関連したと同一理由
で、トライアツクT₁，T₂に対して電流吸収回路
が提供される。しかし、第４図においては、抵抗
器３６８とツエナーダイオード３７０との直列回
路を含んでいる。NPN形トランジスタ３７２の
コレクタは整流回路１２の正側に接続され、そし
てエミツタは抵抗器３７８を介して負側に接続さ
れる。トランジスタ３７２のベースは抵抗器３６
８とツエナーダイオード３７０との結合部に接続
される。トランジスタ３７２のベース・エミツタ
間電圧と抵抗器３７４の電圧降下との和がツエナ
ー電圧に等しくなるまで、電流はトランジスタ３
７２のコレクタ・エミツタ間および電力分流抵抗
器３７５を通つて流れる。したがつてトライアツ
クT₁，T₂を通つて流れる電流に対する電流通路
又は電流吸収回路が提供される。ダイオード３７
６はトランジスタ３７２のコレクタとフイルタコ
ンデンサ１４の正側との間に接続され、電流吸収
回路を介してコンデンサ１４の電荷が放電するの
が防止される。 交流電圧の各半サイクルの初期近傍でトライア
ツク付勢パルス３５８を発生させるタイミング回
路は以下の回路により達成される。抵抗器３７
８、NPN形トランジスタ３８０のエミツタ・コ
レクタ通路および抵抗器３８２は負出力端子２２
と線路３２４との間に直列接続される。トランジ
スタ３８０のベースはトランジスタ３７２のエミ
ツタと抵抗器３７４の一方の端子との結合点に接
続される。したがつて、抵抗器３７４を介して電
流が流れ始めるとき、トランジスタ３８０および
抵抗器３８２を介して電流が流れるように該トラ
ンジスタ３８０はバイアスされる。PNP形トラ
ンジスタ３８３のエミツタ・コレクタ通路および
抵抗器３８４は線路３２４と基準端子３０１との
間に直列接続される。トランジスタ３８３のベー
スは抵抗器３８２の一方の端子に接続される。ト
ランジスタ３８０が導通すると、トランジスタ３
８３が導通し、３８６で示したように、抵抗器３
８４の両端子間に正方向パルスが発生する。この
パルスは回路３５７の正方向パルス端部感応端子
Ｂに印加され、回路３５７はそのＱ出力端子にパ
ルス３５８を発生させる。パルス間隔は内部抵抗
器および外部コンデンサ３８８の各値により定ま
る。U₇の出力端子と負方向パルス端部感応端子
A₁，A₂とを接続することによつて、U₇の出力信
号が高論理状態のとき回路３５７より付勢パルス
３５８は発生しない。このことはそのときの交流
電圧において、負荷電流はId₃の値よりも大きい
ことを示している。 第４図に示した回路においては、負荷電流が
Id₁により定まる値から、Id₂，Id₃により定まる値
に増大するにつれて電源変圧器の二次巻線４６の
巻数が減少され、それにより変圧器１０中の熱損
失はほぼ一定に維持されるので、該変圧器１０は
ほぼ一定の出力電力を考慮して設計できる。負荷
電流（Id₁，Id₂，Id₃により定まる値）の値を適当
に選択することによつて、電源装置の出力電力を
グラフ２９０中に示したように一定の電力曲線３
８８に沿わせることができる。しかしながら、出
力電圧がしきい値を越えるときフイルタコンデン
サ１４に印加される電圧を変化させる手段を与え
ると、放熱体３０に必要とされる放熱能力はより
大きくならねばならない。したがつて、フイルタ
コンデンサ１４に印加される電圧は、出力電圧が
曲線３４によつて示されるしきい値を越えるとき
には常に増大される。

【図面の簡単な説明】

第１図は本考案の一実施例による電源装置のブ
ロツク図、第３図は本考案の他の実施例による電
源装置のブロツク図、第２図は第１図および第３
図に示した電源装置の動作特性を示した特性線
図、第４図は本考案のさらに他の実施例による電
源装置のブロツク図である。 １３４：モノマルチバイブレータ、８６，３２
２：直流制御電圧発生回路、２４：制御回路。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 入力交流信号を受信する一次巻線４０、第１二
   次巻線７２、複数個のタツプ４４，４６をもつ第
   ２二次巻線４２を有する電源トランス１０と、前
   記第１二次巻線７２に接続され前記入力交流信号
   の大きさに応じて変動する直流出力電圧U_vを発
   生する第１整流手段７６，７８，８１と、前記タ
   ツプに接続された第１、第２スイツチ手段T₁，
   T₂と、前記第２二次巻線４２および第１、第２
   スイツチ手段T₁，T₂に接続された第２整流手段
   ４８，５０，５２，５４，５６，５８，６０，６
   ２と、前記第２整流手段の出力端子に接続された
   コンデンサ１４と、前記コンデンサに接続された
   直列形電圧制御回路１６と、前記直列形電圧制御
   回路に制御信号を与えて負荷が接続される出力端
   子２０，２２間電圧を所望値に維持する制御回路
   ２４と、前記直列形電圧制御回路を介して前記出
   力端子に供給される負荷電流の大きさを表わす制
   御信号を発生する電流検出手段１８と、前記直流
   出力電圧U_vおよび前記制御信号に応答し前記負
   荷電流が第１予定値になつたことを検出すると共
   に、前記直流出力電圧U_vの大きさに応じて異な
   るレベルの前記第１予定値を検出する電流決定回
   路Id₁と、前記直流出力電圧U_vおよび前記制御信
   号に応答し前記負荷電流が第２予定値になつたこ
   とを検出すると共に、前記直流出力電圧U_vの大
   きさに応じて異なるレベルの前記第２予定値を検
   出する電流決定回路Id₂と、前記出力端子間に生
   じた出力電圧が予定値以上になつたことを検出す
   る出力電圧検出手段Ｕと、前記第１、第２電流決
   定回路Id₁，Id₂の出力信号および前記出力電圧検
   出手段Ｕの出力信号に応答して前記第１、第２ス
   イツチ手段T₁，T₂を選択的に付勢する制御論理
   回路G₁〜G₃，１３４，F₁，F₂とより成り、前記
   出力電圧が予定値以上のとき前記直流出力電圧お
   よび前記負荷電流の値に応じて前記第２二次巻線
   ４２の巻数を選択的に切替えるようにし、入力交
   流信号、出力電圧および負荷電流の大きさに応答
   するようにした電源装置。