JP3871345B2

JP3871345B2 - 電源回路

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Publication number: JP3871345B2
Application number: JP52031397A
Authority: JP
Inventors: スヘルテヘーリンガ; ウディリウスヨハネスビショップ
Original assignee: Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1995-11-27
Filing date: 1996-11-18
Publication date: 2007-01-24
Anticipated expiration: 2016-11-18
Also published as: EP0806078A1; DE69602423D1; US5717320A; EP0806078B1; WO1997020380A1; CN1077349C; ATE180118T1; JPH10513638A; CN1179240A; DE69602423T2

Description

本発明は、入力電圧を受けるための第１端子及び第２端子、逆方向に接続されたダイオードと直列に第１端子と第２端子との間に接続されているスイッチングトランジスタ、付勢されるべき負荷と直列にダイオードの端子間に接続されている自己インダクタンス、及びそのスイッチングトランジスタをターンオン及びターンオフするための駆動器段を具えている、入力電圧から負荷を付勢するための電源回路に関係している。
そのような電源回路は一般に知られ且つまたバック変換器とも呼ばれている。基本的図面が図８に示されているこの既知の電源回路は、負荷を付勢するため、又は再充電できる電池、例えばNiCd（ニッケル-カドミウム）又はNiMH（ニッケル-金属水素化合物）電池を充電するために用いられ得る。電源から充電される再充電できる電池を有する、剃刀のような、電機器具においては、一定であり且つ電源電圧に無関係な電流により電池を充電することがしばしば望ましく又は必要である。その既知のバック変換器は一般に入力電圧と出力電圧との間の差が大きすぎない場合にのみ用いられる。この理由は、大きい電圧差の場合にはスイッチングトランジスタの求道信号の衝撃係数が非常に小さく、それが出力電流又は出力電圧を制御することを困難にする。この目的にもっと適している電源回路は二次巻線が整流ダイオードを介して負荷又は再充電できる電池へ接続されている変圧器の一次巻線内にスイッチングトランジスタを有する自己発振電源回路である。そのような自己発振電源回路は、特に米国特許明細書第4,652,984号から既知である。変圧器が負荷又は電池の低電圧へのより良い適用を確実にする。しかしながら、この自己発振電源回路は、変圧器、スイッチングトランジスタの端子間電圧過渡現象を制限するための一次巻線を横切るスナッバー、及び二次整流ダイオードの使用を必要とする。その上、予防策が取られない場合には、この電源回路の充電電流は、定格値が交流100〜250ボルトの間で変化し得る電源電圧に依存する。
大きい入力電圧範囲にわたって実質的に一定電流を供給することができる、比較的簡単な無変圧器電源回路を提供することが、本発明の目的である。この目的のために、冒頭部分に規定された種類の電源回路は、駆動器段がスイッチングトランジスタを通る予め決められたピーク電流が達成された場合に予め決められた期間の間スイッチングトランジスタをターンオフするための手段を具えていることを特徴としている。
この駆動器段が、自己インダクタンスを通る電流が所定の限界を越えるまで、スイッチングトランジスタが導通のままであることを確実にする。その瞬間においてスイッチングトランジスタが予め決められた時間の間遮断される。その時自己インダクタンスを通る電流はダイオードを通って負荷へ流れる。この負荷を通る電流は三角波形を有し且つ負荷を通る平均電流は電流が連続的に変化する場合にはピーク電流の半分と等しい。このピーク電流及び従って負荷を通る平均電流は入力電圧と無関係である。そのピーク電流は入力電圧が増大するに従って一層迅速に到達されるだけである。ダイオードと付勢されるべき負荷又は電池が、スイッチングトランジスタが遮断される場合に自己インダクタンスの端子間電圧差を制限するので、この電源はスナッバーを必要としない。その結果、電圧過渡現象がスイッチングトランジスタの端子間に発生しないので、このトランジスタの電圧定格は低くても良い。この電源回路の別の利点は、この電源回路が中断された負荷又は中断された再充電できる電池の場合には、自己ターンオフすることである。
この駆動器段内の手段は、電流センサ及び適切なインターフェース回路を介してその電流センサから信号を受け取り且つスイッチングトランジスタを駆動するマイクロ制御器又はマイクロプロセッサによって実行され得る。この手段の簡単で且つ効果的な実装は、その手段がスイッチングトランジスタを通る電流に応答して測定信号を発生するために、スイッチングトランジスタと直列に配置された感知抵抗と、その測定信号を受け取るためのトリガ入力端子を有し且つ予め決められた期間の間スイッチングトランジスタをターンオフするためにスイッチングトランジスタへ結合された出力端子を有する単安定マルチバイブレータと、を具えていることを特徴とする一実施例に用いられている。
単安定又は単発マルチバイブレータがトリガ信号の受信の後に所定の持続期間の出力パルスを供給する。このパルスがこのトランジスタをターンオフするために、スイッチングトランジスタの制御電極へ正しい極性で加えられ得る。このターンオフの一変形は、スイッチングトランジスタと直列に単安定マルチバイブレータの出力端子を配置することである。この出力端子がスイッチングトランジスタを通る全電流を取り扱い得る場合にこれは可能である。この時スイッチングトランジスタは制御電極上の代わりに主電極上で駆動される。
単安定マルチバイブレータに対しては、HEF 4047, 74HC123のような、商業的に入手できる集積回路（IC）が用いられ得るが、“555″型のタイマーもまた用いられ得る。論理ゲート回路及び完全に分離した構造の回路もまた、この目的に適しており且つ低電流消費の利点を有する。
論理ゲート回路を具え且つスイッチングトランジスタの制御電極が駆動される第１変形は、感知抵抗がスイッチングトランジスタの主電極と第２端子との間に接続され、且つ単安定マルチバイブレータが、電源端子と第２端子との間に直列に配置された第１抵抗と第１コンデンサと、第２抵抗を介して感知抵抗へ結合された制御電極を有し且つ第１コンデンサと並列に配置された主電流路を有する別のトランジスタと、出力端子を有し且つ第１コンデンサの端子間電圧を受け取るための入力端子を有する第１インバータと、第１インバータの出力端子へ結合された入力端子を有し且つスイッチングトランジスタの制御電極を駆動するための出力端子を有する第２インバータと、第１インバータの出力端子と前記別のトランジスタの制御電極との間に接続された第２コンデンサと、を具えていることを特徴としている。
論理ゲート回路を具え且つスイッチングトランジスタの主電極が駆動される第２変形は、単安定マルチバイブレータが、出力端子を有し且つスイッチングトランジスタの主電極へ結合された入力端子を有する第１インバータと、出力端子を有し且つコンデンサを介して第１インバータの出力端子へ結合された入力端子を有する第２インバータと、第２インバータの出力端子と入力端子との間に接続された抵抗と、第２インバータの出力端子へ結合された制御電極を有し、且つ感知抵抗を介してスイッチングトランジスタの主電極へ結合された主電極を有している、スイッチングトランジスタの導電型と逆の導電型の別のトランジスタと、を具えていることを特徴としている。
完全に分離された構造の単安定マルチバイブレータを具え且つスイッチングトランジスタの主電極が駆動される第３変形は、単安定マルチバイブレータが、第２端子へ接続された一方の端子を有し且つコンデンサを介してスイッチングトランジスタの主電極へ結合された他方の端子を有する、別のダイオードと別の抵抗との並列回路と、感知抵抗を介して第２端子へ結合された第１主電極を有し、スイッチングトランジスタの主電極へ結合された第２主電極を有し、且つ制御電極を有する別のトランジスタと、前記別の抵抗のタップへ接続された接続電極を有し、且つ前記別のトランジスタの制御電極と第２端子との間に接続された主電流路を有する、更にもう一つのトランジスタと、を具えていることを特徴としている。
これも完全に分離された構造の単安定マルチバイブレータを具え且つスイッチングトランジスタの主電極が駆動される第４変形は、単安定マルチバイブレータが、制御電極と、スイッチングトランジスタの主電極へ結合された第１主電極、及び感知抵抗を介して第２端子へ接続された第２主電極を有し、スイッチングトランジスタの導電型と逆の導電型の別のトランジスタと、制御電極と、感知抵抗のタップへ接続された第１主電極、及び前記別のトランジスタの制御電極へ結合された第２主電極を有し、前記別のトランジスタの導電型と逆の導電型の更にもう一つのトランジスタと、電源端子と前記もう一つのトランジスタの制御電極との間に接続された抵抗と、感知抵抗へ前記もう一つのトランジスタの制御電極を結合するためのコンデンサと、前記もう一つのトランジスタの制御電極上の電圧を制限するためのしきい素子と、を具えていることを特徴としている。
この変形においては、単発時間がスイッチングトランジスタを通る電流の大きさに依存する。トランジスタのスイッチング遅延の結果としてのオーバーシュートは自動的に補償されるので、出力電流を一定に維持するために補償は必要としない。
論理回路による集積回路型の形であろうとあるいは分離した成分の形であろうと、単安定マルチバイブレータは入力電圧と無関係である一定な電源電圧を要求する。その上、スイッチングトランジスタの制御電極は、スイッチングトランジスタの主電極が駆動される場合に、一定電圧になければならない。これに対する簡単で且つ効果的な解決は、この電源回路が更に、単安定マルチバイブレータとスイッチングトランジスタの制御電極との双方又はいずれか一方へ入力電圧に対して安定化された電源電圧を供給するために、第１端子と第２端子との間に直列に配置されたツェナーダイオードと供給抵抗とを具えていることを特徴とする一実施例により提供される。
この電源回路が電池を充電するために用いられる場合には、充電モードの可視指示を有することが有益である。この目的のために、一実施例は発光ダイオードがスイッチングトランジスタと直列に配置されていることを特徴としている。ピーク電流と平均電流とが既知であるから、発光ダイオードはスイッチングトランジスタの電流回路内に直接配置され得る。
本発明のこれらの及びその他の態様が添付の図面を参照して記載され且つ解明される。
図１は本発明による電源回路の回路図を示している。交流電源電圧が、そのうちの端子N2が信号接地を形成する端子N1及びN2へ印加される。その交流電源電圧は、抵抗R1とフィルタコイルL1と直列に、端子N1と正の電源端子N3との間に接続されている整流ダイオードD1によって整流される。正の電源端子N3上の整流された電圧は端子N3とN2との間に接続されたコンデンサC1によって平滑化される。端子N3とN2との間には、直列に発光ダイオード(LED)D3、負荷Ｂ、自己インダクタンスL2、スイッチングトランジスタT1及び感知抵抗Rsも配設されている。LED D3は任意であり、省略されてもよい。実例によると、負荷は再充電できる電池Ｂであるが、あらゆる他の負荷、例えばコンデンサと並列な抵抗も可能である。スイッチングトランジスタT1はユニポーラMOSトランジスタであるが、同様にバイポーラトランジスタがこの目的のために用いられてもよい。ダイオードD2が自己インダクタンスL2と電池Ｂとの直列回路と並列に接続され、且つスイッチングトランジスタT1が導通する場合にカットオフされる。このスイッチングトランジスタT1の制御電極すなわちゲートが、感知抵抗Rsへ接続されたトリガ入力端子TRを有する、単安定マルチバイブレータMMVの出力端子OPへ接続されている。単安定マルチバイブレータMMVの出力端子OP上の信号電圧は、トリガ入力端子TR上の電圧が所定の値を越えた場合に、予め決められた単発時間の間低（大地電位）になる。前記の単発時間はタイミング入力端子RCへ接続されたコンデンサC3と抵抗R3とにより決められる。単安定マルチバイブレータMMVは、供給抵抗R2を介して正の電源端子N3へ、及びツェナーダイオードD4とコンデンサC2とを介して大地へ接続されている、正の電源端子N4から電源電圧を受け取る。実際には、時間決定抵抗R3とコンデンサC3とが配置される方法は、図１に示された方法、すなわち抵抗R3が正の電源端子N4へ接続され且つコンデンサC3が大地へ接続される方法と異なってもよい。適当な既製の単安定マルチバイブレータは例えばHEF 4047及び74HC123であるが、型式555のタイマーを用いることも可能である。電池Ｂ及び電源回路は、例えば、モータＭがスイッチSWを介して電池Ｂへ接続されている剃刀内に組み込まれてもよい。
単安定マルチバイブレータMMVの出力端子OPは常時高で且つスイッチングトランジスタT1をターンオンする。これは電池Ｂ、自己インダクタンスL2、スイッチングトランジスタT1及び感知抵抗Rsを通る線型増大電流に帰着し、ダイオードD2はカットオフされる。この電流は感知抵抗の端子間電圧がトリガ入力端子TRのトリガレベルに到達するまで増大する。この瞬間に出力端子OPは低となり、スイッチングトランジスタT1が単発時間の間ターンオフされる。自己インダクタンスL2を通る電流は今やダイオードD2を通るそれの道を継続し、ダイオードD2は今や導通し、且つ線型に零へ減少する。単発時間満了の後に出力端子OPは比較的高くなり且つスイッチングトランジスタT1は再びターンオンされる。負荷を通る電流は三角形状波形を有し、その電流の平均値は、少なくともその電流が連続している場合には、その電流のピーク値の半分と等しい。より長い単発時間の場合には三角形は接触せず且つ電流の平均値はより小さい。そのピーク値は感知抵抗Rsの値とトリガ入力端子TRのトリガレベルとにより決められる。端子N3上の整流された電源電圧の大きさはこの点で一部分を演じない。電池Ｂを通る平均電流はそれ故に電流電圧には実質的に無関係である。スイッチングトランジスタを通る脈動電流はLED D3に電池Ｂが充電されていると言う指示として照明させる。コイルL1がスイッチングトランジスタT1により発生される切換過渡現象を低減し、且つ抵抗R1が突入電流を制限する。電源から消費される電力が低い場合には、半波整流が用いられ得る。より高い電力レベルに対しては、ブリッジ整流器が使用され得る。電源電流の動作は図８に示されたバック変換器の原理に基づいている。電源回路は自己振動し且つ電源電圧と実質的に無関係である平均電流により電池Ｂを充電できる。
図２は図１の電源回路の変形を示している。スイッチングトランジスタT1のゲートが正の電源端子N4へ接続され、且つ単安定マルチバイブレータMMVの出力端子OPがスイッチングトランジスタT1のソースと直列に接続されている。スイッチングトランジスタT1は今やソース電流を中断することによりターンオフされる。出力端子OP上の信号電圧は図１において示された変形における信号電圧の逆であり、且つそれ故に単発時間の間は比較的高い。この変形においては、出力端子OPがスイッチングトランジスタT1を通る全電流を運ぶ。
図３は、論理ゲートにより実行される単安定マルチバイブレータを具えている実施例を示している。低電流消費を考慮してCMOSゲートの使用が好適である。その時供給抵抗R2が比較的大きい抵抗値を有し得て、それが消費を低減する。感知抵抗RsはスイッチングトランジスタT1のソースと大地との間に接続されている。単安定マルチバイブレータMMVはタイミング抵抗R3とタイミングコンデンサC3とを具えており、それらは正の電源端子N4と大地との間に直列に配設されている。この単安定マルチバイブレータは更に抵抗R4を介して感知抵抗Rsへ結合されたベースを有し且つコンデンサC3と並列に配置されたコレクタ−エミッタ通路を有するNPNトランジスタT2を具えている。この単安定マルチバイブレータMMVは更に、入力端子が抵抗R3とコレクタC3との間の結合点へ接続された第１インバータINV1と、入力端子がこの第１インバータINV1の出力端子へ結合され且つ出力がスイッチングトランジスタT1のゲートを駆動する第２インバータINV2とを具えている。コンデンサC4が第１インバータINV1の出力端子とNPNトランジスタT2のベースとの間に接続されている。
前記の感知抵抗Rsの端子間電圧がほぼ0.6ボルトより高くなった場合に、前記トランジスタT2がタイミングコンデンサC3を放電させる。コンデンサC4が正のフィードバックを与え、その結果としてトランジスタT2がもっと迅速にターンオンされる。第１インバータINV1の出力が高になり、且つ第２インバータINV2の出力が低になって、スイッチングトランジスタT1にターンオフされさせる。この状態はコンデンサC3の端子間電圧が第１インバータINV1の切換電圧に到達するまで持続する。CMOSゲートの切換電圧は大幅な裕度を有するので、単安定マルチバイブレータMMVは第３CMOSゲートによる代わりにバイポーラトランジスタによりトリガされ、それでピーク電流が良好に規定される。所望ならば、バイポーラトランジスタの代わりにトランジスタT2に対してMOSトランジスタが用いられ得る。
図４は、駆動信号がスイッチングトランジスタT1のソースへ加えられる変形を示している。このスイッチングトランジスタT1は正の電源端子N4へ接続されたゲートを有している。単安定マルチバイブレータMMVはスイッチングトランジスタT1のソースへ結合された入力端子を有するインバータINV3と、タイミングコンデンサC3を介してインバータINV3の入力端子へ接続された入力端子を有するインバータINV4と、インバータINV4の出力端子と入力端子との間に接続されたタイミング抵抗R3と、インバータINV4の出力端子へ結合されたベースを有し、大地へ結合されたコレクタを有し、且つ感知抵抗Rsを介してスイッチングトランジスタT1のソースへ結合されたエミッタとを有するPNPトランジスタT3と、を具えている。
この変形においては、ターンオフレベルと単発時間との双方がインバータINV3とINV4との切換電圧により決定される。インバータINV3の高切換電圧の場合に、ピーク電流が大きくなるが、他方のインバータINV4の単発時間も増大する。これらの効果が互いに補償するので、充電電流は実質的に一定のままである。この補償はインバータINV4の入力端子と大地との間に抵抗R5を含むことにより最良にされ得る。この回路が常に振動を開始することを補償するために、タイミング抵抗R3が正の電源端子への代わりにインバータINV4の出力端子へ結合されている。スイッチングトランジスタT1が導通する場合には、インバータINV3の出力端子が低であり、且つタイミングコンデンサC3がCMOSゲート内に組み込まれたインバータINV3の保護ダイオードを通って放電される。これはインバータINV4の入力端子と団地との間に逆方向に支えられた個別のダイオードによっても達成され得る。
図５は分離した成分によって完全に構成された単安定マルチバイブレータMMVを具えている一実施例を示している。スイッチングトランジスタT1は、スイッチングトランジスタT1の起こり得るターンオフ過渡現象を抑制するために、抵抗R6を介して正の電源端子N4へ接続されたゲートを有している。タイミングコンデンサC3はスイッチングトランジスタT1のソースと、ダイオードD5とタイミング抵抗R3とそれに直列に配置された抵抗R8との並列回路を介して接地されている結合点との間に接続されている。NPNトランジスタT5は抵抗R3とR8との間の結合点へ接続されたベースを有し、大地へ接続されたエミッタを有している。このトランジスタT5のコレクタは抵抗R7を介してスイッチングトランジスタT1のソースへ接続されている。更に、NPNトランジスタT4は感知抵抗Rsを介して大地へ接続されたエミッタを有し、且つそれぞれトランジスタT5のコレクタとスイッチングトランジスタT1のソースとへ接続されたベースとコレクタとを有している。
単発時間は抵抗R3とコンデンサC3とにより決定される。コンデンサC3が充電されている間に、スイッチングトランジスタT1が正の電源電圧N4上の固定された電圧に対してソースホロワーとして動作する。コンデンサC3がそれの全充電に到達した場合に、抵抗R3を通る電流はトランジスタT5がターンオフされるほど小さくなる。今やトランジスタT4が抵抗R7を介してベース電流を受け取り且つターンオンされ得る。トランジスタT4が感知抵抗Rsを介して大地へスイッチングトランジスタT1のソースを引きつけ、その結果としてスイッチングトランジスタT1がターンオンされる。更に、コンデンサC3がダイオードD5を介して放電する。コンデンサC3の端子間電圧はスイッチングトランジスタT1の導通の間ほとんど変化しない。抵抗R3とR8との端子間電圧は今や感知抵抗Rsの端子間電圧とトランジスタT4のコレクタ-エミッタ電圧との合計を追従する。抵抗R8の端子間の増大する電圧がトランジスタT5をターンオンさせ、それが今度はトランジスタT4をターンオンさせる。この結果として、トランジスタT4の端子間電圧が増大する。この増大が抵抗R8の端子間電圧を増大させ、その結果トランジスタT5が更に導通へ駆動される。この正のフィードバックがトランジスタT4及び従ってスイッチングトランジスタT1が非常に迅速にターンオフされることを保証する。代わりに、トランジスタT4及びT5がMOSトランジスタであってもよい。
図６は分離した単安定マルチバイブレータMMVを用いるもう一つの実施例を示している。再び、スイッチングトランジスタT1は、スイッチングトランジスタT1の起こり得るターンオフ過渡現象を抑制するために、抵抗Ｒ6を介して正の電源端子N4へ接続されたゲートを有している。スイッチングトランジスタT1のソースは、コレクタが感知抵抗Rsを介して大地へ接続されているPNPトランジスタT7のエミッタへ接続されている。この感知抵抗Rsは２個の抵抗R9とR10とに分離されて、抵抗R9はトランジスタT7のコレクタへ接続されており、抵抗R10は大地へ接続されている。抵抗R9とR10とはタップに相互接続されている。このタップは、コレクタがトランジスタT7のベースへ接続されているNPNトランジスタT6のエミッタへ接続されている。タイミング抵抗R3は正の電源端子N4とトランジスタT6のベースとの間に接続されている。タイミングコンデンサC3はトランジスタT6のベースと感知抵抗RsとトランジスタT7のコレクタとの間の結合点との間に接続されている。しきい素子、この場合にはツェナーダイオードD6、及び任意ダイオードD7がトランジスタT6のベースと大地との間に直列に配設される。トランジスタT6のベース上の電圧があるしきいを越え且つそれで前記任意ダイオードD7を介して大地への低インピーダンス通路を形成する場合に、このツェナーダイオードD6がブレークダウンする。任意抵抗R11がトランジスタT7のベース-エミッタ接合と並列に接続さてもよい。更に、任意コンデンサC5が抵抗R10と並列に接続されてもよい。
タイミングコンデンサC3がタイミング抵抗R3を介してほぼ＋0.6ボルトへ正に充電されてしまうやいなや、トランジスタT6がターンオンされる。それから、トランジスタT6がトランジスタT7とスイッチングトランジスタT1とをターンオンする。スイッチングトランジスタT1とトランジスタT7とを通る増大する電流が、抵抗R9の端子間の増大する電圧を発生させ、それがタイミングコンデンサC3を介してトランジスタT6のベースへフィードバックされる。このタイミングコンデンサC3は、トランジスタT6のベースへの電流がタイミングコンデンサC3を介して得られることで正のフィードバックを与える。これがタイミングコンデンサC3上の負の電荷に帰着する。このトランジスタT6は、抵抗R10の端子間電圧がツェナーダイオードD6のツェナー電圧と等しくなるまでオン状態のままである。この瞬間からタイミングコンデンサC3を通る電流が、トランジスタT6のベースの代わりにツェナーダイオードD6を介して流れる。トランジスタT6及び、結果として、トランジスタT7及びスイッチングトランジスタT1がその時切り離されるだろう。スイッチングトランジスタT1が切り離された場合に抵抗R9及びR10を横切る電圧が終わる。タイミングコンデンサC3の負の電荷によって、トランジスタT6とT7及び、従ってタイミングコンデンサC3がタイミング抵抗R3を介して正に充電されてしまうまで、スイッチングトランジスタT1は非導通のままである。
抵抗R9の存在によって、単安定マルチバイブレータMMVの単発時間は正の電源端子N3と大地との間の直列回路を通るピーク電流の大きさに依存している。例えば、大きい電源電圧による、トランジスタT6及びT7における、及びスイッチングトランジスタT1における、切換遅延の結果としての起こり得るオーバーシュートが、自動的に補償され且つ電池Ｂを通る平均電流は一定のままである。
ダイオードD7が、ツェナーダイオードD6がタイミングコンデンサC3の端子間電圧が負になる場合にターンオンされるのを防止する。ダイオードD7が用いられない場合には、単発時間が一定になり、且つもはやピーク電流に依存しない。タイミングコンデンサC3と抵抗R9とは、タイミングコンデンサC3の端子間の負電圧が決して0.6ボルトより大きくならないような方法で設計され得る。その場合にはダイオードD7は省略されてもよい。
コンデンサC5がスイッチングトランジスタT1がターンオンされる場合に、抵抗R10の端子間に発生する電圧過渡現象を抑制し、その過渡現象は自己インダクタンスL2の起こり得る固有キャパシタンスの放電により起こされる電流サージにより発生される。さもなければ、トランジスタT6はこれらの電圧過渡現象により直ちに再びターンオフされるだろう。この抵抗R11はトランジスタT7のもっと正確に規定されたターンオンの瞬間に寄与する。トランジスタT7がターンオンされる前に、トランジスタT6のコレクタ電流は、抵抗R11の端子間のしきい電圧を最初に増強しなくてはならない。所望ならば、トランジスタT6とT7とはMOSトランジスタであってもよい。
図７は図６の実施例と基本的に同じである一実施例を示している。任意ダイオードD7と任意コンデンサC5とが省略されていた。ダイオードD8が抵抗R6と並列に接続され且つ抵抗R12がトランジスタT6のベースとタイミングコンデンサC3との間に接続されている。自己インダクタンスL2の固有キャパシタンスの放電により起こされる前述の過渡現象は今や、抵抗R6とスイッチングトランジスタT1のゲートキャパシタンスとの時定数により抑制される。この目的のために、抵抗R6のレジスタンスはむしろ高くなければならない。スイッチングトランジスタT1は緩やかにターンオンし、自己インダクタンスL2上及び自己インダクタンスL2の固有キャパシタンス上の遅い電圧増大を生じる。結果として、トランジスタT1のターンオンの間に抵抗R10を通って大きいピーク電流は流れない。ダイオードD6がスイッチングトランジスタT1の高速ターンオフを保証し、且つ更にターンオフの間にスイッチングトランジスタT1のゲート電圧を制限する。抵抗R12が電源電圧の変動によるオーバーシュートに対する前述の補償の調節を可能にする。抵抗R12のレジスタンスが大きいほど、小さい補償を生じる。この方法においては、補償の程度は抵抗R12のレジスタンスの適切な選択又は調節によって電源電圧の全領域に対して最良にされ得る。
この電源回路は、再充電できる電池、例えば電源電圧から充電されるNiCd又はNiMH電池を有する電気器具に適している。図９は、電源回路PS、再充電できる電池Ｂ及びモータＭを収容するハウジング１を有する電機剃刀を示している。このモータは剃刀ヘッド２を駆動し、且つスイッチSWによって動かされる。
【図面の簡単な説明】
図１は本発明による電源回路の一実施例を示す。
図２は本発明による電源回路の一実施例を示す。
図３は本発明による電源回路の一実施例を示す。
図４は本発明による電源回路の一実施例を示す。
図５は本発明による電源回路の一実施例を示す。
図６は本発明による電源回路の一実施例を示す。
図７は本発明による電源回路の一実施例を示す。
図８は従来技術のバック変換器を示す。
図９は再充電できる電池と本発明による電源回路とを具えている電気剃刀を示す。

Claims

入力電圧を受けるための第１端子及び第２端子、逆方向に接続されたダイオードと直列に前記第１端子と前記第２端子との間に接続されているスイッチングトランジスタ、付勢されるべき負荷と直列に前記ダイオードの端子間に接続されている自己インダクタンス、及び前記スイッチングトランジスタをターンオン及びターンオフするための駆動器段を具えている、入力電圧から負荷を付勢するための電源回路において、
前記スイッチングトランジスタを通る予め決められたピーク電流が達成された場合に、前記駆動器段が予め決められた期間の間前記スイッチングトランジスタをターンオフするための手段を具えていることを特徴とする電源回路。
請求項１記載の電源回路において、前記の手段が前記スイッチングトランジスタを通る電流に応答して測定信号を発生するための、前記スイッチングトランジスタと直列に配置された感知抵抗と、前記測定信号を受け取るためのトリガ入力端子を有し且つ予め決められた期間の間前記スイッチングトランジスタをターンオフするために前記スイッチングトランジスタへ結合された出力端子を有する単安定マルチバイブレータと、を具えていることを特徴とする電源回路。
請求項２記載の電源回路において、前記感知抵抗が前記スイッチングトランジスタの主電極と前記第２端子との間に接続され、且つ前記単安定マルチバイブレータが、電源端子と前記第２端子との間に直列に配置された第１抵抗と第１コンデンサと、第２抵抗を介して前記感知抵抗へ結合された制御電極を有し且つ前記第１コンデンサと並列に配置された主電流路を有する別のトランジスタと、出力端子を有し、且つ前記第１コンデンサの端子間電圧を受けるための入力端子を有する第１インバータと、前記第１インバータの出力端子へ結合された入力端子を有し、且つ前記スイッチングトランジスタの制御電極を駆動するための出力端子を有する第２インバータと、前記第１インバータの出力端子と前記別のトランジスタの制御電極との間に接続された第２コンデンサと、を具えていることを特徴とする電源回路。
請求項２記載の電源回路において、前記単安定マルチバイブレータが、出力端子を有し且つスイッチングトランジスタの主電極へ結合された入力端子を有する第１インバータと、出力端子を有し且つコンデンサを介して前記第１インバータの出力端子へ接続された入力端子を有する第２インバータと、前記第２インバータの出力端子と入力端子との間に接続された抵抗と、前記第２インバータの出力端子へ結合された制御電極を有し、且つ感知抵抗を介して前記スイッチングトランジスタの主電極へ結合された主電極を有している、前記スイッチングトランジスタの導電型とは逆の導電型の別のトランジスタを具えていることを特徴とする電源回路。
請求項２記載の電源回路において、前記単安定マルチバイブレータが、前記第２端子へ接続された一方の端子を有し且つコンデンサを介して前記スイッチングトランジスタの主電極へ結合された他方の端子を有する、別のダイオードと別の抵抗との並列回路と、前記感知抵抗を介して前記第２端子へ接続された第１主電極を有し、前記スイッチングトランジスタの主電極へ結合された第２主電極を有し、且つ制御電極を有する別のトランジスタと、前記別の抵抗のタップへ接続された制御電極を有し、且つ前記別のトランジスタの制御電極と前記第２端子との間に接続された主電流路を有する、更にもう一つのトランジスタと、を具えていることを特徴とする電源回路。
請求項２記載の電源回路において、前記単安定マルチバイブレータが、制御電極と、前記スイッチングトランジスタの主電極へ結合された第１主電極、及び前記感知抵抗を介して前記第２端子へ接続された第２主電極を有する、前記スイッチングトランジスタの導電型とは逆の導電型の別のトランジスタと、制御電極と、前記感知抵抗のタップへ接続された第１主電極、及び前記別のトランジスタの制御電極へ結合された第２主電極を有する、前記別のトランジスタの導電型とは逆の導電型の更にもう一つのトランジスタと、電源端子と前記もう一つのトランジスタの制御電極との間に接続された抵抗と、前記感知抵抗へ前記もう一つのトランジスタの制御電極を結合するためのコンデンサと、前記もう一つのトランジスタの制御電極上の電圧を制限するためのしきい素子と、を具えていることを特徴とする電源回路。
請求項６記載の電源回路において、前記単安定マルチバイブレータが、前記しきい素子と直列に配置され且つ前記しきい素子により制限された場合に導通する別のダイオードを更に具えていることを特徴とする電源回路。
請求項６又は７記載の電源回路において、前記単安定マルチバイブレータが、前記感知抵抗のタップと前記第２端子との間へ接続された別のコンデンサを更に具えていることを特徴とするを電源回路。
請求項６〜８のいずれか１項記載の電源回路において、前記単安定マルチバイブレータが、コンデンサと直列に接続された抵抗を更に具えていることを特徴とする電源回路
請求項６〜９のいずれか１項記載の電源回路において、該電源回路が電源端子とスイッチングトランジスタの制御電極との間に並列に接続された抵抗とダイオードとを更に具えていることを特徴とする電源回路。
請求項２〜１０のいずれか１項記載の電源回路において、該電源回路が、前記単安定マルチバイブレータと前記スイッチングトランジスタの制御電極との双方又はいずれか一方へ入力電圧に対して安定化された電源電圧を供給するために、前記第１端子と前記第２端子との間に直列に配置されたツェナーダイオードと供給抵抗とを更に具えていることを特徴とする電源回路。
請求項２〜１１のいずれか１項記載の電源回路において、発光ダイオードが前記スイッチングトランジスタと直列に配置されたことを特徴とする電源回路。
再充電できる電池と、電気モータと、前記電池へ前記電気モータを接続するためのスイッチと、少なくとも前記電池と前記電気モータとの双方又はいずれか一方を付勢するために、請求項１〜１２のいずれか１項に記載された電源回路を具えている電気剃刀。