JP2720895B2

JP2720895B2 - リンギングチョークコンバータ制御回路

Info

Publication number: JP2720895B2
Application number: JP6581185A
Authority: JP
Inventors: 茂紀上杉
Original assignee: PII EFU YUU KK
Current assignee: PII EFU YUU KK
Priority date: 1985-03-29
Filing date: 1985-03-29
Publication date: 1998-03-04
Anticipated expiration: 2013-03-04
Also published as: JPS61224860A

Description

【発明の詳細な説明】【概要】自励発振形のリンギングチョークコンバータの制御回
路内にあるトランジスタスイッチおよび時定数回路を利
用して、過電流発生時に電流制限を行わせる。【産業上の利用分野】本発明はエレクトロニクス機器等の電源装置に使用さ
れるDC−DCコンバータに関するものであり、特に自励発
振形のリンギングチョークコンバータにおける過電流制
限機能をそなえた制御回路に関する。【従来の技術】一般にDC−DCコンバータでは、負荷側の障害等に基づ
いて生じる過電流から回路を保護するために、過電流制
限回路を備えている。従来の過電流制限回路には種々の形式のものがある
が、第６図のに示されるようなゆるやかな垂下特性を
もった回路、同図に示される“フの字”垂下特性をも
った回路、あるいは同図に示されるとの中間の特
性をもった回路が代表的なものである。第６図の特性をもった過電流制限回路は、主トラン
ジスタのコレクタ電流のピーク値がある一定値を越える
ことがないように制限した場合、過電流状態において、
周期が伸びるように動作する構成をとっている。その結
果、とり出し可能な電力量も小さくなるため、過電流値
が増大するのに応じて出力電圧は急激に低下する。また第６図の特性をもった過電流制限回路は、たと
えば上記の特性を実現する機構にさらに、たとえば過
電流状態で出力電圧の一部を発振回路側に正帰還する機
構を付加することによって構成される。これにより、過
電流が生じての特性の垂下部分に入ると、出力電圧の
低下が発振回路側に正帰還されて、出力電圧の低下が加
速度的に進み、遂には過電流値も減少せざるを得なくな
って、図示の特性となる。【発明が解決しようとする問題点】上述した従来のDC−DCコンバータでは、たとえば第６
図の特性を実現する過電流制限回路の場合、過電流状
態が持続すると、整流用ダイオードや負荷が過熱により
破壊される可能性があった。また第６図の場合は、過
電流制限回路として特別な部品を付加し、あるいは専用
の回路として構成する必要があり、このため回路が複雑
になるという問題があった。【問題点を解決するための手段】本発明は、DC−DCコンバータのうちでも、特に自励発
振形リンギングチョークコンバータの制御回路におい
て、本来の定電圧制御機能を実現するための回路機構自
体に過電流制限機能を保有させるようにして、回路構成
を簡単化したものである。本発明によるリンギングチョークコンバータ制御回路
は、一次巻線、二次巻線および帰還巻線をもつトランス
（Ｔ）と、前記トランスに結合されて発振動作を行う主
トランジスタ（Tr₃）と、前記主トランジスタ（Tr₃）の
コレクタ電流のピーク値を制御するため、主トランジス
タ（Tr₃）のON動作後の適当な時間にONにされて主トラ
ンジスタ（Tr₃）のベース駆動を阻止する第１の制御ト
ランジスタ（Tr₁）と、過電流による出力電圧の異常低
下を検出する回路（PC₁，R₉）を含み，出力電圧のレベ
ル変動を検出する誤差検出回路（５）と、を有するリン
ギングチョークコンバータにおいて、前記第１の制御トランジスタ（Tr₁）のベースに接続
され、前記主トランジスタ（Tr₃）のON動作後に第１の
制御トランジスタ（Tr₁）をONにする時間を設定するコ
ンデンサ（C₂）および抵抗（R₂）からなる時定数回路
と、定常動作時には前記主トランジスタ（Tr₃）のON期間
に続くOFF期間にまた過電流発生時には前記主トランジ
スタ（Tr₃）のON期間に，それぞれ前記時定数回路
（C₂，R₂）のコンデンサ（C₂）を充電する充電回路
（C₄，R₈）と、前記時定数回路（C₂，R₂）に対して制御された大きさ
の放電路を設定する第２の制御トランジスタ（Tr₂）
と、定常動作時に、主トランジスタ（Tr₃）のON期間に前
記誤差検出回路（５）による出力電圧のレベル変動検出
出力に基づき第２の制御トランジスタ（Tr₂）に時定数
回路（C₂，R₂）に対する該検出されたレベル変動に応じ
た大きさの放電路を設定するように制御する第１のベー
ス駆動回路（PC₂）と、過電流発生時に、前記誤差検出回路（５）が出力電圧
の異常低下を検出したことに応動して、前記主トランジ
スタ（Tr₃）のOFF期間に第２の制御トランジスタ（T
r₂）に、時定数回路（C₂，R₂）に対する所定の大きさの
放電路を設定する第２のベース駆動回路（R₄）とを備
え、定常動作時には、主トランジスタ（Tr₃）のOFF期間に
時定数回路（C₂，R₂）のコンデンサ（C₂）を充電し、主
トランジスタ（Tr₃）のON期間に出力電圧のレベル変動
検出に応じて第２の制御トランジスタ（Tr₂）を介して
時定数回路（C₂，R₂）のコンデンサ（C₂）の放電量を調
整し、第１の制御トランジスタ（Tr₁）のONのタイミン
グを変化させて、主トランジスタ（Tr₃）のON期間を制
御し、また前記過電流発生時には、主トランジスタ（Tr
₃）のON期間に時定数回路（C₂，R₂）のコンデンサ
（C₂）を充電し、OFF期間に第２のトランジスタ（Tr₂）
を直ちにONにし，時定数回路（C₂，R₂）のコンデンサ
（C₂）の放電量を大きくして、第１の制御トランジスタ
（Tr₁）のONのタイミングを定常時よりも早めるように
構成するものである。第１図は、本発明の原理を説明するために単純化して
示したリンギングチョークコンバータの回路である。図において、１は入力電圧端子、２は自励発振回路、
３は制御回路、４は出力回路、５は誤差検出回路、６は
出力電圧端子、７は主トランジスタ、８は第１の制御ト
ランジスタ、９は第２の制御トランジスタ、10は時定数
回路、11はエミッタバイアス抵抗、Ｔはトランス、N₁は
一次巻線、N₂，N₃は帰還巻線、N₄は二次巻線、PC₁およ
びPC₂はホトカプラを表す。自励発振回路２において、主トランジスタ７は、トラ
ンスＴと結合してON/OFF動作による自励発振を行い、入
力電圧端子１に印加される直流電圧を交流電圧に変換
し、トランスＴを介して出力回路４に電力を供給する。出力回路４は、トランスＴから交流電圧を直流電圧に
整流し、出力電圧端子６から装置へ供給する。誤差検出回路５はホトカプラPC₁，PC₂を介して、自励
発振回路２の制御回路３に帰還する。制御回路３は、出力電圧制御機能と過電流制限機能と
を併せもつ回路である。主トランジスタ７のON動作の
際、エミッタバイアス抵抗11に生じる電圧は、時定数回
路10の電圧と直列になって第１の制御トランジスタ８の
ベースに印加される。時定数回路10の電圧は、エミッタ
バイアス抵抗11に生じる電圧に対して逆極性の電圧であ
り、主トランジスタ７のON直後暫くは第１の制御トラン
ジスタ８のベースを負に保持する。そして時定数回路10
の電圧は、並列の第２の制御トランジスタ９を介する放
電により低下し、第１の制御トランジスタ８を一定時間
後にON制御し、主トランジスタ７のベース駆動を阻止
し、主トランジスタ７をOFFに転換させる。時定数回路1
0のコンデンサは、主トランジスタ７のON期間に続くOFF
期間にN₂に生じるフライバック電圧に基づいて充電さ
れ、主トランジスタ７のON期間に第２の制御トランジス
タ９を介して放電される。放電量は出力電圧のレベル変
動および過電流状態に応じて調整され、時定数回路10の
電圧減少速度は変化する。これを用いて主トランジスタ
７のON期間の終了タイミングを早めたり遅らせたりする
制御を行い、例えば定常状態では、主トランジスタ７の
コレクタ電流ピーク値を出力電圧に応じて変化させて、
出力電圧の変動を補償する。第２の制御トランジスタ９は、時定数回路10の放電量
を制御することによって、第１の制御トランジスタ８を
ONにする時間、すなわち主トランジスタ７のON期間を制
御する。第２の制御トランジスタ９は、ホトカプラPC₁
およびPC₂を介して、誤差検出回路５から出力される誤
差信号により制御される。出力電圧が正常な範囲にある定常状態では、主トラン
ジスタ７がON期間に、誤差信号の大きさに応じて第２の
制御トランジスタの導通量すなわちコレクタ電流が定ま
る。たとえば、出力電圧が上がりすぎると、第２の制御
トランジスタ９のコレクタ電流が増大し、時定数回路10
の電圧が減少して、第１の制御トランジスタ８は早くON
になり、そして主トランジスタ７のON期間が短縮され
る。また過電流状態では、定常状態での制御範囲を越えた
出力電圧の低下が生じたことを検出して、主トランジス
タ７がOFF期間に第２の制御トランジスタ９はONにする
動作を行わせ、時定数回路10の放電をさらに促進させ
る。これにより、主トランジスタ７のON期間は急速に短
縮され、負荷電流が制限される。【作用】一般に、リンギングチョークコンバータでは、出力電
圧を大きくとろうとすると主トランジスタのON期間が長
くなり、コレクタ電流のピーク値も大きくなって、発振
周波数が低下する性質がある。本発明は、基本的にこの
性質を利用して最大出力電圧を制限する制御動作を行
い、この制限以上に電力を取ろうとすると、過電流領域
に入って出力電圧が低下するようにし、この出力電圧を
検出してさらに出力電力を制限するように制御してい
る。第２図は、第１図における主トランジスタ７のコレク
タ電圧V_CEおよびコレクタ電流I_cの動作波形を示したも
のであり、図（ａ）は定常時の動作波形、図（ｂ）は過
電流時の動作波形である。なお、E_inは入力電圧、I_cp1
およびI_cp2はコレクタ電流ピーク値、T₁およびT₂は発振
周期を表している。図示のように、過電流時には、コレクタ電流ピーク値
I_cp2および発振周期T₂がそれぞれI_cp1＞I_cp2，T₁＜T₂と
なるように変化し、負荷へ供給可能な電力を大幅に制限
する。これにより、本発明による自励発振形リンギングチョ
ークコンバータの過電流制限特性は、第６図のに示さ
れている巻き込み型垂下特性を示す。【実施例】第３図は本発明の１実施例による自励発振形リンギン
グチョークコンバータの回路図であり、第４図および第
５図はそれぞれ定常時および過電流時のその動作波形図
である。第３図において、１は入力電圧端子、２は自励発振回
路、３は制御回路、４は出力回路、５は誤差検出回路、
６は出力電圧端子、Tr₁ないしTr₃はトランジスタ、D₁な
いしD₇はダイオード、AMPは増幅器、PC₁，PC₂はホトカ
プラ、R₁ないしR₁₁は抵抗、C₁ないしC₆はコンデンサ、
Ｔはトランス、N₁は一次巻線、N₂およびN₃は帰還巻線、
N₄は二次巻線、E_inは入力電圧、E_outは出力電圧、V_ref
は基準電圧を示す。またV_B1，V_B2，V_B3，V_B4，V_R8，V_RC，i_E，i_E2，i_c，i
_Eは、それぞれ制御回路３内に図示されている各部の動
作電圧および動作電流を表し、第４図および第５図に定
常時と過電流時の動作波形が示されている。第３図図示の自励発振形リンギングチョークコンバー
タの基本原理は周知のものであるが、簡単に回路の動作
機能を説明する。すなわち第３図において、主トランジスタTr_Sのコレ
クタは一次巻線N₁を通して電源に接続され、主トランジ
スタTr₃のベースには、抵抗R₁によりバイアス電流が与
えられるとともに、帰還巻線N₂が、R₅と、C₁およびD₁の
並列回路を介して結合される。したがって主トランジス
タTr₃のコレクタ電流は、帰還巻線N₂を介してベースに
正帰還されることになり、自励発振動作が生じる。自励
発振動作中、主トランジスタTr₃は周期的にON、OFFす
る。主トランジスタTr₃がONのとき、トランスＴの一次
巻線N₁を通してコレクタ電流が流れ、このときトランス
Ｔにエネルギーが蓄積される。そして主トランジスタTr
₃がOFFとなったとき、このエネルギーは二次巻線N₄によ
り取り出され、ダイオードD₇で整流されて出力される。定常動作時において、最初、主トランジスタTr₃のOFF
状態のとき、そのベースに抵抗R₁を介してバイアス電流
が供給されるため、主トランジスタTr₃は導通し、巻線N
₁を通して電流が流れる。この電流に基づく磁束変化は
帰還巻線N₂，N₃に電圧変化となって現れる。この帰還巻線N₂に生じた電圧は、抵抗R₅、コンデンサ
C₁を経て、主トランジスタTr₃のベースに正帰還され、
ベース電流を増加させる。このようにして出来た正帰還
ループにより、主トランジスタTr₃は急速にON飽和状態
となる。第４図（１），（２），（３）のV_B3，i_B，
i_E，V_R8の各波形におけるt₁時点での立上がりは、この
ときの変化を示す。続いて、第４図（３）の波形i_E，V_B8のt₁−t₂期間に
示すように、主トランジスタTr₃のコレクタ−エミッタ
間に直線的に増加する電流が流れる。またこのとき、コ
レクタ電流の増加により、抵抗R₈に生じる電圧V_R8も増
大し、主トランジスタTr₃のベース電圧V_B3は第４図
（１）に示すように変化する。V_B3が増大すると，帰還
巻線N₂に生じる矩形波電圧との差が小さくなるので，抵
抗R₅に流れる電流，すなわちベース電流i_Bは，第４図
（２）に示すように僅か減少する。続いて、コレクタ電
流が主トランジスタTr₃のH_FEによって定まるある値に達
したとき、コレクタ電流はそれ以上増加することができ
ず、この時点t₂でN₂の電圧は消失し、続いて逆方向の帰
還作用が働いて、時点t₃に主トランジスタTr₃は急速にO
FFとなる。自励発振回路２は、主トランジスタTr₃、一次巻線
N₁、帰還巻線N₂、抵抗R₁、コンデンサC₁、ダイオードD₁
を主要な構成要素として自励パルス発振を行い、制御回
路３は、出力回路４の誤差検出回路５からホトカプラPC
₁，PC₂を介して帰還される誤差信号に基づき、出力電圧
に応じて主トランジスタのコレクタ電流のピーク値（ON
時間）を制御する。ところで制御回路３において、トランジスタTr_r1は、
主トランジスタTr₃のベース電位を0Vに落とすことによ
り主トランジスタTr₃を強制的にOFFに切り替えるスイッ
チである。またトランジスタTr₂は、時定数回路R₂・C₂
に対する放電路を与え且つトランジスタTr₁のベースを
トリガーするためのスイッチである。さらにホトカプラ
PC₂は、定常状態においてPC₁から受光し、リニヤ動作が
可能な状態にある。トランジスタTr₁のベースは、時定数回路C₂・R₂およ
びコンデンサC₄を介して、主トランジスタTr₃のON時に
そのエミッタ抵抗R₈の両端に生じる電圧V_R8によって駆
動される。このときのベース電圧V_B1は、第４図（５）
の波形に示すように変化する。なお時定数回路C₂・R
₂は、その放電に時間がかかることによって、トランジ
スタTr₁をONにするタイミングに遅延を与える。すなわ
ち定常動作時においては、このタイミング遅延を変化さ
せることにより動作を安定化させる。 C₂とR₂で構成された時定数回路10は、Tr₃がOFFした時
に充電され、ONした時には放電される構成を取る。第７
図にTr₃のOFF時とON時の電流路を示す。 Tr₃のOFF時の時定数回路の入力電圧はトランスの巻線
N₂のフライバック電圧とV_B4であるが、R₅も時定数を決
定する回路に含まれる。 Tr₃のON時は、PC₂からR₄の向きに電流が流れるので，
それにより決定される電圧V_B2で、Tr₂のコレクタ−エミ
ッタ間の放電回路の動作状態が決定し，これによりC₂の
電荷はR₂を経由して放電され、Tr₃のON時間を制御す
る。主トランジスタTr₃のON期間には、第４図（６）のV_RC
波形に示すように、時定数回路R₂・C₂のコンデンサC₂は
放電する。またこのとき帰還巻線N₃に生じた電圧によ
り、ダイオードD₅を経てコンデンサC₄が第４図（４）の
V_C4波形に示すように充電される。次に主トランジスタT
r₃のOFF時にはこのコンデンサC₄の電荷により、コンデ
ンサC₂が充電される。なお、このTr₃のOFF期間中、T
r₁，Tr₂のベースには、D₃，D₄によって、N₂の負電圧が
加えられて、それぞれのベース電位V_B1，V_B2は第４図
（５）の波形に示すように負となり、Tr₁，Tr₂はOFFと
なっており、またR₄には、帰還巻線N₂に生じているフラ
イバック電圧に基づくアイドリング電流が流れている
（第３図中のi_B2の矢印の向き）。このため、この後で再びトランジスタTr₂がONになっ
たとき、トランジスタTr₁を再びONにするためには、コ
ンデンサC₂の電荷を放電させてV_B1＞０にするまでの時
間が必要となる。ここで、二次側の誤差検出回路５とフォトカプラPC₁
及びPC₂の役割と制御回路３の動作について述べる。コンバータの二次側の出力端子６から出力する電力が
小さい時，誤差検出回路５は,Eoutの上昇を抑える為
に，PC₁に流れる電流を増やす。PC₁の電流が増えると，
受光側のPC₂のエミッタから流れる出る電流も大きくな
る。 Tr₃がOFF時には，R₄からR₃に流れる電流と，PC₂からR
₃に流れる電流は同じ向きなので加算されてV_B2の電圧を
高める。PC₂の電流で高くなったV_B2の値は，二次側のEo
utからの出力電力がゼロの時最大となり，過電流制限回
路の動作直前に最低となる。よってPC₂の電流が大きい
と，V_B2が大きくなるので，Tr₂のエミッタ電圧も高くな
り，Tr₃がOFF時に充電される時定数回路の両端電圧V_RC
は小さくなる。この状態で，トランスＴが二次側に電力
を放出し終えて，巻線N₁〜N₄の電圧極性が全て反転する
と，Tr₃はONとなる。PC₂の電流が大きく，時定数回路の
両端電圧V_RCが小さい状態でTr₃がONすると，PC₂の電流
はTr₂のベースに流れ込みコレクタ電流icを増加させる
ので，時定数回路（C₂，R₂）の放電を早める動作をす
る。時定数回路の放電が早くなると，Tr₁は速やかにON
してTr₃をOFFさせるので，Tr₃のON期間は短くなる。す
なわち，トランスＴを経由した出力端子６に出力する電
力は小さい値となる。次にコンバータの二次側の出力端子６から出力する電
力が大きい時は，上記動作とは反対の制御状態となる。
PC₁及びPC₂の電流は低下し，時定数回路の放電時間が長
くなるので，Tr₁がONするまでの時間が伸びて，結果的
にTr₃がONしている時間が伸びる。すなわち，出力端子
６に出力する電力は大きくなる。更に，出力端子６からの出力電力が最大値の状態で
は，出力端子６の端子電圧は殆ど低下していないが，出
力電力を抑制する為に流れるフォトカプラPC₁及びPC₂の
電流はゼロとなり,OFFした状態である。Tr₃のOFF時を考
えると，PC₂がOFFなので，Tr₂のベース電流はR₄経由の
電流i_B2のみとなって，コレクタ電流i_Cは最小値とな
る。i_Cが小さいので，時定数回路の両端電圧V_RCは，C₄
→C₂→R₂→D₃→R₅→N₂→R₈→C₄の経路で流れる電流によ
って，最大値に充電される。Tr₃がONすると，最大値と
なった時定数回路の電圧V_RCは，PC₂がOFFで，コレクタ
電流i_Cが最低値となっているTr₂の放電経路では，放電
に最大の時間を要することになる。つまりTr₁がONし，T
r₃をOFFさせるまでの時間は最も長くなる。この出力電力が最大の状態での制御回路３の動作を維
持しながら，更に出力を取り出そうとした場合は，リン
ギング・チョーク・コンバータの性質上，出力電圧は低
下するが出力電流は増加するという性質がある。なお、V_RCが最大値に充電されると述べたが，コンバ
ータの動作上，定常時や異常時には，N₂に発生したフラ
イバック電圧まで充電される訳ではない。この理由は次
の通りである。すなわちリンギング・チョーク・コンバータでは，Tr
₃をOFFさせている間，そのベース電圧を負電圧に逆バイ
アスし続けて,OFF動作を確実にす必要がある。この逆バ
イアスは，ダイオードD₂→コンデンサC₁→抵抗R₅→巻線
N₂の経路で，電流を流し続ける事で実現している。すな
わち，Tr₃のOFF期間にこの電流を流し続けるので，C₁が
充電され，C₁とR₅とD₃のカソード側の接続点の電圧がN₂
に発生している電圧（負の電圧）に向かって，変動し続
けている。D₃のアノード側の電圧は，カソード側の電圧
変化とほぼ同じ様に変化するので，結果的にTr₃のOFFの
期間では，過電流制限状態でも，V_RCが増加を続けてい
る途中で，Tr₃がONに切り替わる動作となる。ここで第２図の主トランジスタTr₃の波形について述
べる。リンギング・チョークコンバータの主トランジス
タTr₃がON時に，トランスＴに流れる電流と印加される
電圧でトランスＴはエネルギーを蓄積する。次に，Tr₃
がOFF時に蓄積したエネルギーを二次側に放出する動作
を行う。蓄積したエネルギーを全て放出し終わると，ト
ランスＴの各巻線に発生している電圧は自然に消滅す
る。この消滅がトリガーとなり，主トランジスタTr₃の
ベースに接続されたD₁，C₁，R₅，N₂の正帰還回路が，Tr
₃を高速にONさせるので，連続的な発振動作となる。トランスＴは原理的に，エネルギー蓄積時にN₁に印加
された電圧値と時間の積（Tr₃がON時）が，エネルギー
放出時（Tr₃がOFFの時）のN₁に発生するフライバック電
圧値と時間の積に等しくなる性質を持つ。第２図V_CE波
形で説明すると，Tr₃がON期間のEinより下の面積（電圧
・時間積）が前者でEinより上の部分のTr₃がOFF期間の
面積（電圧・時間積）が後者である。過電流時のコンバータ出力電圧が低下した状態では，
不純物トランジスタTr₃がOFF時に，トランスＴのN₁に発
生するフライバック電圧も低くなる。この現象はN₁と相
似波形が現れるN₂〜N₄でも同様に発生する。電圧低下時
でも電圧・時間積の関係は成立しているので,EinとI_cp1
の値が定常時と同じであれば，トランスＴがエネルギー
を放出する時間は，定常時より長くなる。すなわち，Tr
₃がOFFしている時間，及び発振周期は長くなり，定常時
の周期をT₁，過電流時の周期とT₂とすると，T₁＜T₂とな
る。過電流時にコレクタ電流を一定値で制限するタイプの
従来のリンギング・チョーク・コンバータでは，トラン
スに蓄積されるエネルギーの大きさは変わらないので，
出力電圧の低下に応じて出力電流が大きくなって行く第
６図の過電流制限特性となる。しかし、本コンバータ
は，以下の様な動作過程をたどり，第６図の巻き込み
型の過電流制限特性となる。〔過電流制限初期〕過電流制限での垂下開始から中頃までは，出力電圧Eo
utの低下でN₂のフライバック電圧が低下する。V_RCはN₂
のフライバック電圧とC₄の電圧によって充電されている
ので，これはV_RCを小さくする方向である。しかし既に
述べた様に，Tr₃のOFF時間も伸び始める。Tr₃のOFF時間
が伸びれば，V_RCは最大出力時よりも更にN₂のフライバ
ック電圧近くまで充電されようとする。この相反する要素が複合され，結果的にV_RCの充電電
圧はあまり変化しない事になる。すなわちi_Eのピーク値
は最大出力時と大差なく，過電流制限特性としては，過
電流垂下開始時点より電流値が大きくなる第６図の巻
き込みが始まる前の出力電流が伸びている箇所の特性と
なる。〔過電流制限末期〕負荷かなり重くなっている過電流制限領域での中頃か
ら出力端の完全短絡までは，過電流制限初期より更にTr
₃のOFF時間は伸び，また出力電圧も低下する。この時V
_RCの充電電圧は，Tr₃のOFF時間の伸びよりも，N₂のフラ
イバック電圧の低下による影響が大きく現れる。つま
り，V_RCはN₂のフライバック電圧に非常に近くなってい
るが，N₂の電圧そのものが小さくなってしまっている状
態となる。結果的に過電流制限初期の状態より，V_RCは小さくな
り，V_RCで決定されるTr₃のエミッタ電流i_E小さくなるの
で，トランスＴに蓄積されるエネルギーも小さくなり，
出力電流は減少する。この現象は，負荷を更に重くして，完全短絡に至るま
で加速される現象なので，過電流制限特性は第６図の
様な電流が絞りこまれる巻き込み型の特性を示す事にな
る。第３図の回路における過電流時の細部の動作は、次の
様になる。過電流が発生、つまり最大出力制限動作にかかるほど
の過負荷が生じると、第３図の出力電圧E_outは、正常な
制御範囲を越えて異常に低下する。この出力電圧E_OUTの
低下は、以下のように生じる。 Tr₃がONした直後はV_RCが最大値で、V_RC＞V_B4となって
いて、Tr₁のベース電位は0Vラインに対して負の値なの
で、Tr₁はOFF状態である。Tr₁のベースが負の時は、こ
れに接続されているTr₂のエミッタも負である。この時Tr₂のエミッタから見ると0Vラインは正に見え
るので、0Vラインから抵抗R₄を経由しTr₂のベースに電
流i_B2が流れる。Tr₂のベースに電流が流れると、Tr₂の
コレクタからエミッタに電流i_cが流れる。この電流i
_cは、抵抗R₂を経由して流れるところの，コンデンサC₂
の電荷を放電する電流である。 C₂の電荷か放電されるとTr₁のベース電圧V_B1は負から
0Vに向かって上昇し、Tr₂のベースエミッタ間電圧が0.6
〜0.7V以下となったときにi_B2は流れなくなる。なおTr₂
導通時のベース電圧V_B2位は，Tr₁のベース電位よりTr₂
のベースエミッタ間電圧分の0.6〜0.7程度だけ高い。 i_B2が流れなくなると、コンデンサC₂の放電は停止
し、C₂の両端電圧は安定する。しかし、リンギングチョークコンバーターの主トラン
ジスタTr₃のエミッタ電流i_Eは直線的に上昇する三角波
の電流なので、抵抗R₈の両端電圧V_R8も直線的上昇を続
ける。よってコンデンサC₄の＋端子の電圧V_B4も直接的
に上昇する。この時、コンデンサC₄の＋端子と接続されたコンデン
サC₂の両端電圧は安定しているので，第４図（４）のよ
うに抵抗R₈とコンデンサC₄て発生した電圧の直線的上昇
はTr₁のベースにそのまま伝達され、Tr₁のベース電圧が
0.6〜0.7Vに達すると、Tr₁はオンしてTr₃のベース電流
を遮断する。従って、所定の電力以上出力させようとしても、主ト
ランジスタTr₃の電流を制限しているので、出力電圧E
_OUTは低下する。このようにして、出力電圧E_OUTが正常な制御範囲を越
えて異常に低下すると,AMPの反転入力（−）である
R₁₀，R₁₁の分圧値が非反転入力（＋）のV_ref値を下回る
ため、AMPの出力電圧はE_outへ上昇し、R₉とPC₁の直列回
路には電流が流れなくなって、ホトカプラPC₁は発光で
きず、PC₂をOFF状態にする。つまり，PC₂のOFFにより出
力電圧の異常な低下が検出できる。このとき、主トラン
ジスタTr₃はOFFの期間にあったものとすれば、抵抗R₈の
両端電圧V_R8はほぼ０となるので，Tr₂のエミッタから見
た0Vラインの電圧（V_RC＋V_C4＋V_R8）は，逆極性の電圧V
_R8が０になった分正に増大し、コンデンサC₂の電荷は、
コンデンサC₄、抵抗R₈，R₄を経て、トランジスタTr₂の
ベースに流れ（第５図（２）のi_B2参照）、これを導通
させる。これにより、コンデンサC₂の電荷はトランジス
タTr₂を経て放電する（第５図（３）のV_RC参照）。次に主トランジスタTr₃がONとなり、過電流状態に対
応して大きなエミッタ電流が抵抗R₈に流れると、抵抗R₈
の両端に定常時の場合よりも大きな電圧V_R8が生じる。
一方，コンデンサC₄の両端の電圧は殆ど変化のない直流
電圧であり，コンデンサC₄の抵抗R₈側の,0Vラインから
見た端子電圧は，既に述べたように大きな電圧となって
いる。従って，コンデンサC₄の0Vラインから見た＋側の
電圧は，V_R8とコンデンサC₈の両端の直流電圧とが加算
された電圧になり，V_B4は定常時よりも大きな値とな
る。従って，コンデンサC₄を経てコンデンサC₂へ電流が
流れてこれを充電し（第５図（１）のi_RC参照）、トラ
ンジスタTr₁をONし、主トランジスタTr₃を定常時にくら
べて早期にOFFに切り替える。すなわち電流を制限する
動作を行う。 Tr₃のi_Eは過電流制限動作時に非常に大きくなり、第
５図の（５）に示すTr₃がONとなっている時のR₈の電圧
降下V_R8も大きくなる。一方、Tr₃がOFFとなっている時は、PC₂の電流が零と
なっても、C₃，C₄のカソード電位はN₂の「・」極が負と
なっているため、やはり負となる。しかしながらTr₂の
ベースは、R₃，R₄で分圧される電圧て順方向にバイアス
されているので、この状態（Tr₃がOFFとなっている状
態）の時、Tr₂のi_Cが零となることは無い。したがってV
_RCは、R₃とR₄、そしてTr₃がOFFした時にN₂に発生するフ
ライバック電圧で決まる値になる。この状態の次に、Tr
₃がONした時、N₂とN₃のタップ電圧の和からD₅の順方向
電圧を差し引いた電圧までC₄は充電される。C₄のマイナ
ス端子はR₈と接続してあるので、0Vラインから見た時、
C₄のプラス端子の電圧V_B4は徐々に上昇して行き、 V_RC≦V_B4 となった時にTr₁がONとなり、Tr₃はOFFとなるので、Tr₃
の電流が制限され、過電流制限動作が行われる。この過電流制限動作においては、以下のような作用が
生じる。出力電圧が低下すると、誤差検出回路値は，PC₁の発
光を停止させて、出力電圧を上昇させようとするが、前
記〜までの最大出力制限動作により、出力電圧の上
昇はない。出力巻線N₄のフライバック電圧である出力電圧が低下
すると、出力巻線N₄と相似の電圧が発生している巻線N₂
のフライバック電圧も低下する。巻線N₂のフライバック電圧は「・」極が0Vラインに対
して負の電圧として発生し，これが小さくなると、主ト
ランジスタTr₃がOFFの時に充電されるコンデンサC₂が充
電電圧が小さくなる。この場合〜までの動作時間が早くなるので、結果
として前記からのTr₃がONしている時間が短くな
る。 Tr₃のON時間が短くなると出力電力は更に絞り込ま
れ、第６図のの過電流制限特性を示す。なお上述した説明の中では、時定数回路のコンデンサ
C₂の両端の電圧V_RCの絶対値が大きくなる方向を充電と
している。この充電は，主トランジスタTr₃がOFFの時で
巻線N₂の「・」極が負電位となった時に行われる。また
主トランジスタTr₃がOFFの時に抵抗R₈に発生する電圧V
_R8は非常に小さく，V_B1の変動が大きいので，第５図
（１）に示されるように、主トランジスタTr₃のON時に
コンデンサC₂が充電され動作をする。さらに一般的に，トランジスタTr₁のベースにコンデ
ンサC₂の様な接続形態をとり，さらに電圧V_R8の様に断
えず電圧が変動する所にコンデンサの他端が接続されて
いる場合には微分動作が行われるが，本実施例回路の場
合は，トランジスタTr₁のベースの電圧変動が電圧V_R8よ
りもはるかに大きいように構成されているので，微分動
作は行われない。【発明の効果】本発明の制御回路では、第６図のに示されるよう
に、過電流時には出力電圧が急激に低下し、さらに過電
流が増大して出力巻線のフライバック電圧が低下する
と、主トランジスタのOFF期間にも、時定数回路の放電
が行われて、次の主トランジスタのON期間を短縮させる
ので、図示の巻き込み型特性が生じる。このように本発明では、過電流制限機構が制御回路内
の本来の制御機構と一体化しているため、部品点数が少
なくて済み、また回路構成が簡単化される。

【図面の簡単な説明】第１図は本発明の原理を説明する回路図、第２図は本発
明の基本的な動作を示す主トランジスタの動作波形図、
第３図は本発明の１実施例回路の構成図、第４図は定常
時の動作波形図、第５図は過電流時の動作波形図、第６
図は過電流制限特性の説明図、第７図は時定数回路の充
放電時の動作説明図である。第１図において、１は入力電圧端子、２は自励発振回
路、３は制御回路、４は出力回路、５は誤差検出回路、
６は出力電圧端子、７は主トランジスタ、８は第１の制
御トランジスタ、９は第２の制御トランジスタ、10は時
定数回路、11はエミッタバイアス抵抗、Ｔはトランス、
PC₁およびPC₂はホトカプラを表す。

Claims

(57)【特許請求の範囲】１．一次巻線、二次巻線および帰還巻線をもつトランス
（Ｔ）と、前記トランスに結合されて発振動作を行う主
トランジスタ（Tr₃）と、前記主トランジスタ（Tr₃）の
コレクタ電流のピーク値を制御するため、主トランジス
タ（Tr₃）のON動作後の適当な時間にONにされて主トラ
ンジスタ（Tr₃）のベース駆動を阻止する第１の制御ト
ランジスタ（Tr₁）と、過電流による出力電圧の異常低
下を検出する回路（PC₁，R₉）を含み、出力電圧のレベ
ル変動を検出する誤差検出回路（５）と、を有するリン
ギングチョークコンバータにおいて、前記第１の制御トランジスタ（Tr₁）のベースに接続さ
れ、前記主トランジスタ（Tr₃）のON動作後に第１の制
御トランジスタ（Tr₁）をONにする時間を設定するコン
デンサ（C₂）および抵抗（R₂）からなる時定数回路と、定常動作時には前記主トランジスタ（Tr₃）のON期間に
続くOFF期間にまた過電流発生時には前記主トランジス
タ（Tr₃）のON期間に，それぞれ前記時定数回路（C₂，R
₂）のコンデンサ（C₂）を充電する充電回路（C₄，R₈）
と、前記時定数回路（C₂，R₂）に対して制御された大きさの
放電路を設定する第２の制御トランジスタ（Tr₂）と、定常動作時に、主トランジスタ（Tr₃）のON期間に前記
誤差検出回路（５）による出力電圧のレベル変動検出出
力に基づき第２の制御トランジスタ（Tr₂）に時定数回
路（C₂，R₂）に対する該検出されたレベル変動に応じた
大きさの放電路を設定するように制御する第１のベース
駆動回路（PC₂）と、過電流発生時に、前記誤差検出回路（５）が出力電圧の
異常低下を検出したことに応動して、前記主トランジス
タ（Tr₃）のOFF期間に第２の制御トランジスタ（Tr₂）
に、時定数回路（C₂，R₂）に対する所定の大きさの放電
路を設定する第２のベース駆動回路（R₄）とを備え、定常動作時には、主トランジスタ（Tr₃）のOFF期間に時
定数回路（C₂，R₂）のコンデンサ（C₂）を充電し、主ト
ランジスタ（Tr₃）のON期間に出力電圧のレベル変動検
出に応じて第２の制御トランジスタ（Tr₂）を介して時
定数回路（C₂，R₂）のコンデンサ（C₂）の放電量を調整
し、第１の制御トランジスタ（Tr₁）のONのタイミング
を変化させて、主トランジスタ（Tr₃）のON期間を制御
し、また前記過電流発生時には、主トランジスタ（T
r₃）のON期間に時定数回路（C₂，R₂）のコンデンサ
（C₂）を充電し,OFF期間に第２のトランジスタ（Tr₂）
を直ちにONにし，時定数回路（C₂，R₂）のコンデンサ
（C₂）の放電量を大きくして、第１の制御トランジスタ
（Tr₁）のONのタイミングを定常時よりも早めることを
特徴とするリンギングチョークコンバータ制御回路。