JPH10341576A - リンギングチョークコンバータ - Google Patents
リンギングチョークコンバータInfo
- Publication number
- JPH10341576A JPH10341576A JP16497097A JP16497097A JPH10341576A JP H10341576 A JPH10341576 A JP H10341576A JP 16497097 A JP16497097 A JP 16497097A JP 16497097 A JP16497097 A JP 16497097A JP H10341576 A JPH10341576 A JP H10341576A
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- current
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Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【課題】小出力電力動作時（軽負荷時）において高効率
なリンギングチョークコンバータ（ＲＣＣ）回路を提供
する。 【解決手段】抵抗１２とコンデンサ１０の時定数により
トランジスタ９がオンとなる最適な時間を設定すること
で、小出力電力動作時は第一のベース抵抗８のみで動作
をし、出力電力が大きくなりオン期間が延びるとトラン
ジスタ９がオンし、第一のベース抵抗８に流れる電流に
第二のベース抵抗１３を流れる電流を加えた電流をドラ
イブ電流としてトランジスタ３のベースに供給する。こ
れにより、小出力電力時はドライブ損失を低減でき、ト
ランジスタ３を最適なドライブ条件で動作させることが
可能であり、かつ最大出力電力時においてもトランジス
タ３を十分にドライブすることが可能となる。
なリンギングチョークコンバータ（ＲＣＣ）回路を提供
する。 【解決手段】抵抗１２とコンデンサ１０の時定数により
トランジスタ９がオンとなる最適な時間を設定すること
で、小出力電力動作時は第一のベース抵抗８のみで動作
をし、出力電力が大きくなりオン期間が延びるとトラン
ジスタ９がオンし、第一のベース抵抗８に流れる電流に
第二のベース抵抗１３を流れる電流を加えた電流をドラ
イブ電流としてトランジスタ３のベースに供給する。こ
れにより、小出力電力時はドライブ損失を低減でき、ト
ランジスタ３を最適なドライブ条件で動作させることが
可能であり、かつ最大出力電力時においてもトランジス
タ３を十分にドライブすることが可能となる。
Description
【０００１】
【発明の属する分野の説明】本発明は一石式コンバータ
に関するものでリンギングチョークコンバータ（ＲＣ
Ｃ）と呼ばれる直流変換器の改良に関するものである。
に関するものでリンギングチョークコンバータ（ＲＣ
Ｃ）と呼ばれる直流変換器の改良に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図４は従来技術の回路例を示すもので、
図中１は直流電源、２はコンデンサ、３はトランジスタ
（主スイッチング素子）、４は起動抵抗、５は出力制御
回路、１４はトランスで一次巻線１５、二次巻線１７及
び制御巻線１６を有する。さらにトランジスタ３のドラ
イブ回路としてコンデンサ６、ダイオード７、抵抗８、
が接続されている。又、トランス１４の二次巻線１７に
は出力整流平滑回路として （２） てダイオード１８、コンデンサ１９が接続されている。
図中１は直流電源、２はコンデンサ、３はトランジスタ
（主スイッチング素子）、４は起動抵抗、５は出力制御
回路、１４はトランスで一次巻線１５、二次巻線１７及
び制御巻線１６を有する。さらにトランジスタ３のドラ
イブ回路としてコンデンサ６、ダイオード７、抵抗８、
が接続されている。又、トランス１４の二次巻線１７に
は出力整流平滑回路として （２） てダイオード１８、コンデンサ１９が接続されている。
【０００３】図４において直流電源１がオンになると、
起動抵抗４よりトランジスタ３にベース電流が供給され
トランジスタ３がオンになる。これにより直流電源１の
電圧が一次巻線１５に印加される。さらに制御巻線１６
に電圧が発生し、抵抗８、ダイオード７、及びコンデン
サ６の経路でトランジスタ３のベースに電流を供給す
る。これによりトランジスタ３のコレクタ電流は時間と
ともに増加しトランス１４にエネルギーを蓄積する。コ
レクタ電流がある値まで増加すると制御回路５によりト
ランジスタ３をオフする。トランジスタ３がオフすると
トランス１４に蓄えられたエネルギーは、二次巻線より
ダイオード１８を通しコンデンサ１９を充電する。二次
巻線１７よりエネルギーの放出が終わると、トランス１
４の制御巻線１６にキックバック電圧が発生し、この電
圧によりトランジスタ３は再びオンとなり発振は継続さ
れる。
起動抵抗４よりトランジスタ３にベース電流が供給され
トランジスタ３がオンになる。これにより直流電源１の
電圧が一次巻線１５に印加される。さらに制御巻線１６
に電圧が発生し、抵抗８、ダイオード７、及びコンデン
サ６の経路でトランジスタ３のベースに電流を供給す
る。これによりトランジスタ３のコレクタ電流は時間と
ともに増加しトランス１４にエネルギーを蓄積する。コ
レクタ電流がある値まで増加すると制御回路５によりト
ランジスタ３をオフする。トランジスタ３がオフすると
トランス１４に蓄えられたエネルギーは、二次巻線より
ダイオード１８を通しコンデンサ１９を充電する。二次
巻線１７よりエネルギーの放出が終わると、トランス１
４の制御巻線１６にキックバック電圧が発生し、この電
圧によりトランジスタ３は再びオンとなり発振は継続さ
れる。
【０００４】
【従来技術の問題点】図４の従来回路図において、トラ
ンジスタ３のコレクタ電流のピーク値は出力電力値にあ
わせ出力制御回路５により制御される。最大出力電力時
にトランジスタ３に流れるコレクタ電流は最大となる
が、ベース抵抗８の値は最大出力電力時にあわせ、トラ
ンジスタ３のhFE値により設定する必要がある。しか
し、ベース抵抗８の値は最大出力電力にあわせ設定する
ため、出力電力が小さい状態において必要以上の電流が
トランジスタ３のベースに供給され、出力電力に対する
ドライブ損失が無視できなくなる。又、トランジスタ３
のベース電流過供給によるベース電荷蓄積のため、出力
電力が小さい時のオン期間制御が困難となる。
ンジスタ３のコレクタ電流のピーク値は出力電力値にあ
わせ出力制御回路５により制御される。最大出力電力時
にトランジスタ３に流れるコレクタ電流は最大となる
が、ベース抵抗８の値は最大出力電力時にあわせ、トラ
ンジスタ３のhFE値により設定する必要がある。しか
し、ベース抵抗８の値は最大出力電力にあわせ設定する
ため、出力電力が小さい状態において必要以上の電流が
トランジスタ３のベースに供給され、出力電力に対する
ドライブ損失が無視できなくなる。又、トランジスタ３
のベース電流過供給によるベース電荷蓄積のため、出力
電力が小さい時のオン期間制御が困難となる。
【０００５】
【発明の目的】本発明は、小電力時の高効率化と広範囲
な負荷状態で制御可能なリンギングチョークコンバータ
（ＲＣＣ）回路の提供を目的とする。 （３）
な負荷状態で制御可能なリンギングチョークコンバータ
（ＲＣＣ）回路の提供を目的とする。 （３）
【０００６】
【課題を解決するための本発明の手段】本発明はスイッ
チングトランジスタのドライブ回路において、スイッチ
ングトランジスタのオン直後は第一のベース抵抗により
ドライブ電流（第１）を供給し、コレクタ電流の増加に
伴い第一のベース抵抗ではドライブが困難となる時点
で、制御巻線出力の積分値又はコレクタ電流値の検出に
より第二のベース抵抗の経路を形成しドライブ電流（第
２）を増加させる。第一のベース抵抗を小電力時の最大
コレクタ電流で設定し、第二のベース抵抗を最大出力電
力時のコレクタ電流が流せるように設定することで、小
電力時には損出の低減と軽負荷の制御範囲の拡大を行
い、かつ最大出力電力時には第二のベース抵抗により十
分なドライブ電流を供給することができる。
チングトランジスタのドライブ回路において、スイッチ
ングトランジスタのオン直後は第一のベース抵抗により
ドライブ電流（第１）を供給し、コレクタ電流の増加に
伴い第一のベース抵抗ではドライブが困難となる時点
で、制御巻線出力の積分値又はコレクタ電流値の検出に
より第二のベース抵抗の経路を形成しドライブ電流（第
２）を増加させる。第一のベース抵抗を小電力時の最大
コレクタ電流で設定し、第二のベース抵抗を最大出力電
力時のコレクタ電流が流せるように設定することで、小
電力時には損出の低減と軽負荷の制御範囲の拡大を行
い、かつ最大出力電力時には第二のベース抵抗により十
分なドライブ電流を供給することができる。
【０００７】
【実施例】図１は本発明の第一実施例回路図、図２はそ
の動作説明図で、従来例と同一符号は同等機能部分を示
す。図中１は直流電流、２はダンパーコンデンサ、３は
トランジスタ（主スイッチング素子）、４は起動抵抗、
５は出力制御回路、さらにドライブ回路としてコンデン
サ６、ダイオード７、第一のベース抵抗８、トランジス
タ９（切替スイッチ）、コンデンサ１０、ダイオード１
１、抵抗１２、第二のベース抵抗１３が接続されてい
る。図２は本発明の動作波形を示しており、（ａ）はト
ランジスタ３のコレクタ電流波形、（ｂ）はコンデンサ
１０の端子間電圧波形、（ｃ）は図１の矢印で示されて
いる記号Idのドライブ電流を示している。又、（ｃ）で
ｔ１〜ｔ３の期間はトランジスタ３のオン期間、ｔ１〜
ｔ２の期間は小出力電力期間、ｔ３は最大出力電圧点、
Ｉｄ１は抵抗８を流れるドライブ電流（第１）、Ｉｄ２
は抵抗１３を流れるドライブ電流（第２）を示してい
る。
の動作説明図で、従来例と同一符号は同等機能部分を示
す。図中１は直流電流、２はダンパーコンデンサ、３は
トランジスタ（主スイッチング素子）、４は起動抵抗、
５は出力制御回路、さらにドライブ回路としてコンデン
サ６、ダイオード７、第一のベース抵抗８、トランジス
タ９（切替スイッチ）、コンデンサ１０、ダイオード１
１、抵抗１２、第二のベース抵抗１３が接続されてい
る。図２は本発明の動作波形を示しており、（ａ）はト
ランジスタ３のコレクタ電流波形、（ｂ）はコンデンサ
１０の端子間電圧波形、（ｃ）は図１の矢印で示されて
いる記号Idのドライブ電流を示している。又、（ｃ）で
ｔ１〜ｔ３の期間はトランジスタ３のオン期間、ｔ１〜
ｔ２の期間は小出力電力期間、ｔ３は最大出力電圧点、
Ｉｄ１は抵抗８を流れるドライブ電流（第１）、Ｉｄ２
は抵抗１３を流れるドライブ電流（第２）を示してい
る。
【０００８】図１において直流電源１がオンになると、
起動抵抗４よりトランジスタ３にベース電流が供給され
トランジスタ３がオンになる。これにより直流電源１の
電圧が （４） 一次巻線１５に印加される。さらに制御巻線１６に電圧
が発生し、ドライブ回路によりトランジスタ３にベース
に電流を供給する。トランジスタ３のコレクタ電流は時
間とともに増加し、トランス１４にエネルギーを蓄積す
る。コレクタ電流がある値まで増加すると制御回路によ
りトランジスタ３がオフする。トランジスタ３がオフす
るとトランス１４に蓄えられたエネルギーは、二次巻線
よりダイオード１８を通しコンデンサ１９を充電する。
２次巻線１７よりエネルギーの放出が終わると、トラン
ス１４の残留エネルギーにより制御巻線１６に電圧が発
生し、この電圧によりトランジスタ３は再びオンとなり
発振は継続される。
起動抵抗４よりトランジスタ３にベース電流が供給され
トランジスタ３がオンになる。これにより直流電源１の
電圧が （４） 一次巻線１５に印加される。さらに制御巻線１６に電圧
が発生し、ドライブ回路によりトランジスタ３にベース
に電流を供給する。トランジスタ３のコレクタ電流は時
間とともに増加し、トランス１４にエネルギーを蓄積す
る。コレクタ電流がある値まで増加すると制御回路によ
りトランジスタ３がオフする。トランジスタ３がオフす
るとトランス１４に蓄えられたエネルギーは、二次巻線
よりダイオード１８を通しコンデンサ１９を充電する。
２次巻線１７よりエネルギーの放出が終わると、トラン
ス１４の残留エネルギーにより制御巻線１６に電圧が発
生し、この電圧によりトランジスタ３は再びオンとなり
発振は継続される。
【０００９】以上の動作でトランジスタ３がオンすると
直流電源１から一次巻線１５の経路でトランジスタ３の
コレクタに電流が流れ始め時間とともに増加する。（図
２−ａ）。これと同時に制御巻線１６には正の電圧が発
生し、ベース抵抗８、コンデンサ６及びダイオード７の
経路でトランジスタ３のベースへ電流を供給する（図２
−ｃ−Ｉｄ１）。又制御巻線１６より抵抗１２の経路で
コンデンサ１０が充電される（図２−ｂ）。コンデンサ
１０の充電電位がトランジスタ３のＶBE、ダイオード７
のＶF、トランジスタ９のＶBEの和の電位に達するとト
ランジスタ９のベースに電流が流れトランジスタ９がオ
ンする（図２−ｃのｔ２）。トランジスタ９がオンする
と第二のベース抵抗１３より、コンデンサ６及びダイオ
ード７の経路でトランジスタ３のベースへ電流を供給す
る（図２−ｃ−Ｉｄ２）。
直流電源１から一次巻線１５の経路でトランジスタ３の
コレクタに電流が流れ始め時間とともに増加する。（図
２−ａ）。これと同時に制御巻線１６には正の電圧が発
生し、ベース抵抗８、コンデンサ６及びダイオード７の
経路でトランジスタ３のベースへ電流を供給する（図２
−ｃ−Ｉｄ１）。又制御巻線１６より抵抗１２の経路で
コンデンサ１０が充電される（図２−ｂ）。コンデンサ
１０の充電電位がトランジスタ３のＶBE、ダイオード７
のＶF、トランジスタ９のＶBEの和の電位に達するとト
ランジスタ９のベースに電流が流れトランジスタ９がオ
ンする（図２−ｃのｔ２）。トランジスタ９がオンする
と第二のベース抵抗１３より、コンデンサ６及びダイオ
ード７の経路でトランジスタ３のベースへ電流を供給す
る（図２−ｃ−Ｉｄ２）。
【００１０】ここで第一のベース抵抗８を小出力電力時
（軽負荷時）のトランジスタ３のコレクタ電流をドライ
ブ可能な最小電流を流すことができる抵抗値とし、第二
のベース抵抗を最大出力電力時のトランジスタ３のコレ
クタ電流をドライブできる抵抗値とする。さらに抵抗１
２とコンデンサ１０の時定数によりトランジスタ９がオ
ンとなる最適な時間を設定することで、小電力動作時は
第一のベース抵抗８のみで動作をし、出力電力が大きく
なりオン期間が広がるとトランジスタ９がオンし、第一
のベース抵抗８に流れる電流（第１ドライブ電流Ｉｄ
１）に第二のベース抵抗１３を流れる電流（第２ドライ
ブ電流Ｉｄ２）を加えたものをドライブ電流 （５） としてトランジスタ３のベースに供給する。
（軽負荷時）のトランジスタ３のコレクタ電流をドライ
ブ可能な最小電流を流すことができる抵抗値とし、第二
のベース抵抗を最大出力電力時のトランジスタ３のコレ
クタ電流をドライブできる抵抗値とする。さらに抵抗１
２とコンデンサ１０の時定数によりトランジスタ９がオ
ンとなる最適な時間を設定することで、小電力動作時は
第一のベース抵抗８のみで動作をし、出力電力が大きく
なりオン期間が広がるとトランジスタ９がオンし、第一
のベース抵抗８に流れる電流（第１ドライブ電流Ｉｄ
１）に第二のベース抵抗１３を流れる電流（第２ドライ
ブ電流Ｉｄ２）を加えたものをドライブ電流 （５） としてトランジスタ３のベースに供給する。
【００１１】これにより、小出力電力時にはドライブ損
失を低減でき、トランジスタ３を最適なドライブ条件で
動作させることが可能であり、かつ最大出力電力時にお
いてもトランジスタ３を十分にドライブすることが可能
である。又、外部からの特別な切り替え信号が必要な
く、小出力電力から最大出力電力まで連続して動作させ
ることが可能となる。出力制御回路５によりトランジス
タ３がオフすると制御巻線１６の出力電圧は負の電位に
反転しコンデンサ１０をダイオード１１の順方向電圧Ｖ
Fでクランプされる負の電位まで放電しリセットを行
う。再びトランジスタ３がオンすると上記動作が繰り返
される。因みに図１において、交流入力（Ａｃ）１８０
Ｖ〜２８０Ｖ、小出力電力（５．２Ｖ，５ｍＡ）、最大
出力電力（５．２Ｖ，１Ａ）に設定した状態において、
ドライブ回路の損失は、従来回路（図４）において、
１．５Ｗ、本実施例では０．７Ｗと低減できた。なおこ
の時の時定数回路のコンデンサ１０及び抵抗１２の時定
数を約５μｓｅｃに設置した。
失を低減でき、トランジスタ３を最適なドライブ条件で
動作させることが可能であり、かつ最大出力電力時にお
いてもトランジスタ３を十分にドライブすることが可能
である。又、外部からの特別な切り替え信号が必要な
く、小出力電力から最大出力電力まで連続して動作させ
ることが可能となる。出力制御回路５によりトランジス
タ３がオフすると制御巻線１６の出力電圧は負の電位に
反転しコンデンサ１０をダイオード１１の順方向電圧Ｖ
Fでクランプされる負の電位まで放電しリセットを行
う。再びトランジスタ３がオンすると上記動作が繰り返
される。因みに図１において、交流入力（Ａｃ）１８０
Ｖ〜２８０Ｖ、小出力電力（５．２Ｖ，５ｍＡ）、最大
出力電力（５．２Ｖ，１Ａ）に設定した状態において、
ドライブ回路の損失は、従来回路（図４）において、
１．５Ｗ、本実施例では０．７Ｗと低減できた。なおこ
の時の時定数回路のコンデンサ１０及び抵抗１２の時定
数を約５μｓｅｃに設置した。
【００１２】図３は本発明の第二の実施例を示す回路図
である。第一実施例回路図と同一符号は同機能部分を示
す。この実施例が第一実施例と異なるところは、トラン
ジスタ９のオン、オフを切り替えるための制御回路を制
御巻線からの信号検出とせずに、トランジスタ３のコレ
クタ電流の値を検出し、この値によりトランジスタ９の
制御を行うようにしたものであり、それ以外の動作は第
一実施例と同様である。本実施例の特徴は、トランジス
タ３のエミッタ側に電流検出抵抗２０が接続されてお
り、さらにトランジスタ３のエミッタ側端子がコンパレ
ータ２１のプラス入力に接続されている。コンパレータ
２１のマイナス入力には基準電源２２が接続されてお
り、コンパレータ２１の出力は抵抗２３を経てトランジ
スタ９のベース端子に接続されている。
である。第一実施例回路図と同一符号は同機能部分を示
す。この実施例が第一実施例と異なるところは、トラン
ジスタ９のオン、オフを切り替えるための制御回路を制
御巻線からの信号検出とせずに、トランジスタ３のコレ
クタ電流の値を検出し、この値によりトランジスタ９の
制御を行うようにしたものであり、それ以外の動作は第
一実施例と同様である。本実施例の特徴は、トランジス
タ３のエミッタ側に電流検出抵抗２０が接続されてお
り、さらにトランジスタ３のエミッタ側端子がコンパレ
ータ２１のプラス入力に接続されている。コンパレータ
２１のマイナス入力には基準電源２２が接続されてお
り、コンパレータ２１の出力は抵抗２３を経てトランジ
スタ９のベース端子に接続されている。
【００１３】トランジスタ９の制御方法は、トランジス
タ３のコレクタ電流検出抵抗２０によ （６） り電流値を検出し、コンパレータ２１によりトランジス
タ９の制御を行うものであり、まずトランジスタ３がオ
ンするとコレクタ電流が流れ始め、直流電源１の電圧と
一次巻線１５のインダクタンスにより決定される傾斜で
時間とともに増加していく。これと比例して検出抵抗２
０の端子の電圧が増加し、この電圧が基準電源２２で設
定された電圧に達するとコンパレータ２１の出力がハイ
レベル出力電圧状態となり、抵抗２３の経てトランジス
タ９のベース電流が流れトランジスタ９がオンとなる。
トランジスタ９がオンになると第一実施例と同様に第二
のベース抵抗１３より、コンデンサ６及びダイオード７
の経路でトランジスタ３のベースへ電流を供給する（図
２−ｃ−Ｉｄ２）。その他の動作及び効果は第一実施例
と同様である。
タ３のコレクタ電流検出抵抗２０によ （６） り電流値を検出し、コンパレータ２１によりトランジス
タ９の制御を行うものであり、まずトランジスタ３がオ
ンするとコレクタ電流が流れ始め、直流電源１の電圧と
一次巻線１５のインダクタンスにより決定される傾斜で
時間とともに増加していく。これと比例して検出抵抗２
０の端子の電圧が増加し、この電圧が基準電源２２で設
定された電圧に達するとコンパレータ２１の出力がハイ
レベル出力電圧状態となり、抵抗２３の経てトランジス
タ９のベース電流が流れトランジスタ９がオンとなる。
トランジスタ９がオンになると第一実施例と同様に第二
のベース抵抗１３より、コンデンサ６及びダイオード７
の経路でトランジスタ３のベースへ電流を供給する（図
２−ｃ−Ｉｄ２）。その他の動作及び効果は第一実施例
と同様である。
【００１４】
【発明の効果】従来の回路では小出力電力（軽負荷）か
ら最大出力電力まで同じ電流でドライブを行うため、小
出力電力時には出力電力に対するドライブ損失が無視で
きなく効率を上げることが困難であり、又必要以上のベ
ース電流を供給するため主スイッチング素子のオン幅を
十分に絞り込むことも困難であったが、本発明は小出力
電力時のドライブ損失を低減でき主スイッチング素子を
最適なドライブ条件で動作させることが可能であり、か
つ最大出力電力時においても主スイッチング素子を十分
にドライブすることが可能である。又、外部からの特別
な切り替え信号を必要とせず、小出力電力から最大出力
電力まで連続して動作させることが可能となる。
ら最大出力電力まで同じ電流でドライブを行うため、小
出力電力時には出力電力に対するドライブ損失が無視で
きなく効率を上げることが困難であり、又必要以上のベ
ース電流を供給するため主スイッチング素子のオン幅を
十分に絞り込むことも困難であったが、本発明は小出力
電力時のドライブ損失を低減でき主スイッチング素子を
最適なドライブ条件で動作させることが可能であり、か
つ最大出力電力時においても主スイッチング素子を十分
にドライブすることが可能である。又、外部からの特別
な切り替え信号を必要とせず、小出力電力から最大出力
電力まで連続して動作させることが可能となる。
【図１】本発明の第一実施例回路図
【図２】本発明実施例回路図の動作説明図 （ａ）． トランジスタ３のコレクタ電流 （ｂ）． コンデンサ１０の端子間波形 （ｃ）． ドライブ電流波形
【図３】本発明の第二実施例回路図 （７）
【図４】従来回路図
１、直流電源 ２、コンデンサ ３、トランジスタ（主スイッチング素子） ４、抵抗（起動抵抗） ５、出力制御回路 ６、コンデンサ ７、ダイオード ８、抵抗（第一のベース抵抗） ９、トランジスタ（切替スイッチ） １０、コンデンサ １１、ダイオード １２、抵抗 １３、抵抗（第二のベース抵抗） １４、トランス １５、一次巻線 １６、制御巻線 １７、二次巻線 １８、ダイオード １９、コンデンサ ２０、抵抗（電流検出抵抗） ２１、コンパレータ ２２、基準電源 ２３、抵抗 Ｉｄ，ドライブ電流（Ｉｄ１＋Ｉｄ２） Ｉｄ１，抵抗８に流れるドライブ電流 （８） Ｉｄ２，抵抗１３に流れるドライブ電流 ｔ１，トランジスタ３オン ｔ２，トランジスタ９オン ｔ３，トランジスタ３及びトランジスタ９オフ
Claims (3)
- 【請求項１】 一次巻線、二次巻線及び制御巻線を有す
るトランスと、前記一次巻線に直列に接続された主スイ
ッチング素子と、前記二次巻線に接続された整流平滑回
路と前記主スイッチング素子のドライブ回路および、制
御回路を備えたリンギングチョークコンバータにおい
て、前記ドライブ回路は、該主スイッチング素子に夫々
第１のドライブ電流と第２のドライブ電流を供給する手
段を有し、切替スイッチのオン動作により前記第１のド
ライブ電流に第２のドライブ電流を重畳せしめるように
したことを特徴とするリンギングチョークコンバータ。 - 【請求項２】 制御巻線の出力を電源とする時定数回路
を設け、該時定数が所定値に達したことを検出して切替
スイッチをオン動作せしめるようにしたことを特徴とす
る請求項１のリンギングチョークコンバータ。 - 【請求項３】 主スイッチング素子のコレクタ（又はエ
ミッタ）電流検出手段を設け、該電流検出信号により切
替スイッチをオン動作せしめるようにしたことを特徴と
する請求項１のリンギングチョークコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16497097A JP3641351B2 (ja) | 1997-06-06 | 1997-06-06 | リンギングチョークコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16497097A JP3641351B2 (ja) | 1997-06-06 | 1997-06-06 | リンギングチョークコンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10341576A true JPH10341576A (ja) | 1998-12-22 |
| JP3641351B2 JP3641351B2 (ja) | 2005-04-20 |
Family
ID=15803348
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16497097A Expired - Fee Related JP3641351B2 (ja) | 1997-06-06 | 1997-06-06 | リンギングチョークコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3641351B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6204616B1 (en) * | 1997-06-27 | 2001-03-20 | Funai Electric Co., Ltd. | CRT driving circuit |
| JP2015133860A (ja) * | 2014-01-15 | 2015-07-23 | コーセル株式会社 | スイッチング電源装置 |
-
1997
- 1997-06-06 JP JP16497097A patent/JP3641351B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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