JP2004194387A - スイッチング電源装置 - Google Patents
スイッチング電源装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2004194387A JP2004194387A JP2002357039A JP2002357039A JP2004194387A JP 2004194387 A JP2004194387 A JP 2004194387A JP 2002357039 A JP2002357039 A JP 2002357039A JP 2002357039 A JP2002357039 A JP 2002357039A JP 2004194387 A JP2004194387 A JP 2004194387A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- starting
- voltage
- switching element
- power supply
- circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/338—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
- H02M3/3385—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement with automatic control of output voltage or current
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/36—Means for starting or stopping converters
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y10—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC
- Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y10S323/00—Electricity: power supply or regulation systems
- Y10S323/901—Starting circuits
Abstract
【課題】リンギングチョークコンバータ方式のスイッチング電源装置１１において、起動特性を向上し、かつ低消費電力化を図る。
【解決手段】電源投入時に直流電源電圧を主スイッチング素子Ｑのゲートに与え、スイッチング動作を起動させる起動回路１５に関連して、該起動回路１５で得られた起動電圧を保持する保持回路１９を設ける。したがって、従来では、電源電圧が低かったり、負荷が重い状態で起動すると、２次側の出力電圧が確立されず、このためリンギングパルスの波高値がオン閾値電圧に満たず、起動不良を生じていたのに対して、本発明では、オフ駆動から速やかにゲート電位を上昇させて再度オンさせることを繰返し、円滑に定常発振状態へと移行できる。これによって、起動抵抗Ｒ１，Ｒ２を小さくすることなく、低電源電圧や重負荷でも容易に起動するようになり、起動特性を向上し、かつ低消費電力化を図ることができる。
【選択図】 図１
【解決手段】電源投入時に直流電源電圧を主スイッチング素子Ｑのゲートに与え、スイッチング動作を起動させる起動回路１５に関連して、該起動回路１５で得られた起動電圧を保持する保持回路１９を設ける。したがって、従来では、電源電圧が低かったり、負荷が重い状態で起動すると、２次側の出力電圧が確立されず、このためリンギングパルスの波高値がオン閾値電圧に満たず、起動不良を生じていたのに対して、本発明では、オフ駆動から速やかにゲート電位を上昇させて再度オンさせることを繰返し、円滑に定常発振状態へと移行できる。これによって、起動抵抗Ｒ１，Ｒ２を小さくすることなく、低電源電圧や重負荷でも容易に起動するようになり、起動特性を向上し、かつ低消費電力化を図ることができる。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、いわゆるリンギングチョークコンバータ（ＲＣＣ）方式のスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
前記ＲＣＣ方式のスイッチング電源装置は、主スイッチング素子のオン期間中に変圧器内に励磁エネルギを蓄積するとともに、変圧器の制御巻線に誘起される電圧から得た電流および２次側からのフィードバック電流によってコンデンサを充電し、その充電電圧が所定電圧となると制御スイッチング素子が前記主スイッチング素子の制御端子をオフ駆動し、そのオフ期間に、前記変圧器内に蓄積されていた励磁エネルギを２次側に出力し、出力終了後に変圧器の制御巻線に発生するリンギングパルスを前記主スイッチング素子の制御端子に帰還し、該主スイッチング素子を再びオン駆動することで定常発振を行う。そして、負荷が重くなる程、自動的に前記オフ期間およびオン期間が長く、すなわちスイッチング周波数が低下して、２次側出力電圧を所定の定電圧に維持するので、ＰＷＭ方式のスイッチング電源装置のような複雑な制御回路が不要であり、かつ該制御回路を動作させるとともに、パルス幅の基準となる電圧を発生するための電源回路も不要であり、低コストな電源装置に好適であり、広く用いられている。
【０００３】
図８は、前記ＲＣＣ方式の典型的な従来技術のスイッチング電源装置１の電気回路図である。このスイッチング電源装置１は、大略的に、変圧器ｔの１次巻線ｎ１に主スイッチング素子ｑを直列接続し、前記変圧器ｔの制御巻線ｎ３の出力を、制御回路２を介してこの主スイッチング素子ｑに帰還させて発振を継続させるように構成されている。
【０００４】
図示しない電源回路によって商用交流を整流して得られた直流電流またはバッテリからの直流電流が、入力端子ｐ１，ｐ２間に入力され、ハイレベル側の電源ライン３とローレベル側の電源ライン４との間に、直流電源電圧が出力される。前記電源ライン３，４間には、前記のように変圧器ｔの１次巻線ｎ１と、主スイッチング素子ｑとの直列回路が接続されている。前記主スイッチング素子ｑは、たとえばバイポーラトランジスタや電界効果型トランジスタなどで実現され、この図８の例では、電界効果型トランジスタで示している。前記電源ライン３，４間にはまた、起動回路５を介して前記制御回路２が接続されている。
【０００５】
前記起動回路５は、各回路部品のショート・オープン試験時に、ショートしても制御回路２に試験用の高電圧が直接印加されないように、２段の起動抵抗ｒ１，ｒ２から構成されている。
【０００６】
電源投入、すなわち入力端子ｐ１，ｐ２間に直流電源電圧が印加されると、前記起動抵抗ｒ１，ｒ２と制御回路２内の起動抵抗ｒ３との分圧値で、主スイッチング素子ｑ内の接合容量および直流カット用コンデンサｃ１が充電され始め、これによって主スイッチング素子ｑのゲート電位が上昇し始める。前記ゲート電位がオン閾値電圧、たとえば３Ｖ以上となると、該主スイッチング素子ｑがオンし、１次巻線ｎ１に、図８において上向き方向の電圧が印加されて、励磁エネルギが蓄積される。
【０００７】
前記変圧器ｔの制御巻線ｎ３には、前記主スイッチング素子ｑのオン時に、図８において上向き方向の電圧が誘起され、その誘起電圧によってバイアス抵抗ｒ４および前記直流カット用のコンデンサｃ１を介して、主スイッチング素子ｑのゲートに電流が与えられ、これによって主スイッチング素子ｑはオン状態を維持する。
【０００８】
また、前記主スイッチング素子ｑのオン時に制御巻線ｎ３に誘起された上向き方向の電圧による電流は、前記制御回路２のフォトカプラｐｃのフォトトランジスタｔｒ１を介して、コンデンサｃ２の一方の端子に与えられ、このコンデンサｃ２の他方の端子は前記ローレベルの電源ライン４に接続されている。したがって、該コンデンサｃ２は、前記上向き方向の電圧で充電され、２次側出力電圧が高くなる程、フォトトランジスタｔｒ１を介する充電電流が大きくなり、該コンデンサｃ２の端子間電圧は速く上昇する。前記コンデンサｃ２の端子間電圧は、主スイッチング素子ｑのゲート−ソース間に介在される制御トランジスタｔｒ２のベースに与えられており、該端子間電圧が制御トランジスタｔｒ２のオン閾値電圧、たとえば０．６Ｖ以上となると、該制御トランジスタｔｒ２がオンし、これによって主スイッチング素子ｑのゲート電位が急速に低下し、該主スイッチング素子ｑはオフ駆動される。
【０００９】
したがって、２次側出力電圧が高くなる程、すなわち軽負荷である程、コンデンサｃ２の端子間電圧が速く上昇し、主スイッチング素子ｑが速くオフ駆動される。前記コンデンサｃ２にはまた、制御巻線ｎ３で誘起された電流が抵抗ｒ５を介して与えられている。これらの抵抗ｒ５およびコンデンサｃ２の直列回路は、制御巻線ｎ３と並列に接続され、過電流保護回路を構成している。この過電流保護回路によって、２次側短絡などが生じても、主スイッチング素子ｑのオン期間が所定期間に制限され、該主スイッチング素子ｑの保護が図られている。
【００１０】
また、主スイッチング素子ｑがオフすると、制御巻線ｎ３には、図８の下向き方向に電圧が誘起され、その誘起電圧によって、前記コンデンサｃ２と抵抗ｒ５との直列回路に電流が流れ、該コンデンサｃ２の電荷が引き抜かれて、主スイッチング素子ｑの次のオン動作のための準備が行われる。
【００１１】
一方、主スイッチング素子ｑががオフした直後から、変圧器ｔに蓄積されていた励磁エネルギの２次巻線ｎ２への出力が開始され、該２次巻線ｎ２に誘起された直流電流は、ダイオードｄ１を介して平滑コンデンサｃ３に与えられ、該平滑コンデンサｃ３で平滑化された後、出力電源ライン６，７を介して出力端子ｐ３，ｐ４から、図示しない負荷回路へ出力される。前記出力電源ライン６，７間には、電圧検出回路８が介在されている。この電圧検出回路８は、分圧抵抗や前記フォトカプラｐｃなどを備えて構成されており、前記フォトカプラｐｃの図示しない発光ダイオードが前記出力電圧に対応した輝度で点灯駆動され、前記出力電圧の値が前記フォトトランジスタｔｒ１を介して、１次側の制御回路２へフィードバックされる。
【００１２】
こうして、変圧器ｔに蓄積されていた励磁エネルギが２次巻線ｎ２から全て放出されると、１次巻線ｎ１が有する寄生容量ｃ４に蓄積されていたエネルギが該１次巻線ｎ１から放出され、寄生容量ｃ４と該１次巻線ｎ１との間で電気的共振（リンギング）が発生する。このリンギングパルスは、１次巻線ｎ１と磁気的に結合している制御巻線ｎ３に伝達され、バイアス抵抗ｒ４および直流カット用コンデンサｃ１を介して主スイッチング素子ｑのゲートに与えられる。前記主スイッチング素子ｑのゲートに与えられるリンギングパルスは、定常発振状態で該主スイッチング素子ｑのオン閾値電圧以上となるように設定されており、これによって該主スイッチング素子ｑがオンする。このようにして、継続して主スイッチング素子ｑがオン／オフ駆動され、初期発振状態から、定常発振状態へ移行する。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
上述のように構成されるＲＣＣ方式のスイッチング電源装置１では、該スイッチング電源装置１が起動する際に、起動抵抗ｒ１，ｒ２から供給される電流に依存する初期発振状態がまず一定期間存在し、その後自律的な定常発振状態へ移行する。しかしながら、起動時の直流電源電圧や負荷状態によっては、前記の初期発振状態から、定常発振動作へ移行しない状態で安定してしまう起動不良が発生するという問題がある。特に、直流電源電圧が低かったり、負荷が重い状態で起動すると、２次側の出力電圧が確立されず、このため前記リンギングパルスの波高値が前記オン閾値電圧に満たず（前記リンギングパルスが空振りし）、再び起動抵抗ｒ１，ｒ２で得られる電圧が前記オン閾値電圧以上となるまで主スイッチング素子ｑがオンせず、この状態で安定し、起動不良となる。その様子を、図９〜図１１を用いて詳述する。
【００１４】
図９は、前記初期発振状態の各部の波形を示す図であり、図１０は、それを模式的に示した図である。ＶｄｓはソースがＧＮＤ電位に接続された主スイッチング素子ｑのドレイン電圧波形、Ｉｓは２次巻線ｎ２から放出される電流波形、Ｖｇｓは主スイッチング素子ｑのゲート電圧波形を示す。
【００１５】
また、図１１は、前記初期発振状態の主スイッチング素子ｑのゲート電圧波形を拡大した図である。この図１１の参照符ａで示すピークは、参照符ｗ１で示す２次巻線ｎ２からの電流放出期間が終了した際、寄生容量ｃ４と１次巻線ｎ１との間で発生する前記リンギングパルスが、１次巻線ｎ１と磁気的に結合している制御巻線ｎ３に現れたものである。
【００１６】
参照符ｗ２で示す期間は，起動抵抗ｒ１，ｒ２から供給される電流によって主スイッチング素子ｑ内の接合容量およびコンデンサｃ１が充電され、主スイッチング素子ｑのゲート電位が緩やかに上昇している期間である。参照符ｗ３で示す期間のピークは、主スイッチング素子ｑのゲート電位がオン閾値電圧以上となり、該主スイッチング素子ｑがオンすることによって、１次巻線ｎ１に電流が流れ、制御巻線ｎ３に図８の上向きの電圧が誘起された状態である。この制御巻線ｎ３に誘起された電圧は、前述のようにバイアス抵抗ｒ４および直流カット用のコンデンサｃ１を介して主スイッチング素子ｑのゲートに与えられ、これによって主スイッチング素子ｑはオン状態を維持する。
【００１７】
参照符ａで示すリンギングパルスの波高値は、電源起動の初期段階においては、２次側の出力電圧が確立されていないので、参照符Ｖｔｈで示す主スイッチング素子ｑのオン閾値電圧よりも低くなり、このリンギングパルスによって主スイッチング素子ｑはオンしない。したがって、前記主スイッチング素子ｑ内の接合容量およびコンデンサｃ１を起動抵抗ｒ１，ｒ２から供給される電流によって充電し、ゲート電位をさらに上昇させてオン閾値電圧以上にするためには、前記参照符ｗ２で示す期間を要する。
【００１８】
その後、２次側の出力電圧の上昇に伴って前記リンギングパルスの波高値は徐々に大きくなり、やがては前記オン閾値電圧Ｖｔｈ以上となる。ここに至って、起動抵抗ｒ１，ｒ２からの電流による助けを必要とせず、リンギングパルスのみで主スイッチング素子ｑがオンする状態となり、定常発振の状態に至る。しかしながら、前述のように直流電源電圧が低かったり、負荷が重い場合には、２次側の出力電圧が確立されず、前記参照符ａで示すリンギングパルスの波高値は、前記オン閾値電圧Ｖｔｈに至らない状態で安定してしまい、前記起動不良となる。
【００１９】
そこで、このような起動不良を改善する手法として、一般的には、起動抵抗ｒ１，ｒ２の抵抗値を小さく設定し、該起動抵抗ｒ１，ｒ２からの電流値を増大させる手法がある。これによって、前記参照符ｗ２で示す主スイッチング素子ｑのゲート電位がオン閾値電圧Ｖｔｈへ至る迄の待機期間を短くし、単位時間当りのオン／オフ回数を相対的に増加させることで、前記２次側出力電圧の確立が容易になる。
【００２０】
ところが、前記起動抵抗ｒ１，ｒ２の抵抗値を小さくすることは、該起動抵抗ｒ１，ｒ２で消費される電力の増大を招来し、特に軽負荷時は変換効率が顕著に悪化するという問題がある。
【００２１】
本発明の目的は、起動特性を向上することができるとともに、低消費電力化を図ることができるリンギングチョークコンバータ方式のスイッチング電源装置を提供することである。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
本発明のスイッチング電源装置は、リンギングチョークコンバータ方式のスイッチング電源装置において、起動回路に関連して、前記起動回路で得られた起動電圧を保持する保持手段を設けることを特徴とする。
【００２３】
上記の構成によれば、主スイッチング素子のオン期間中に変圧器内に励磁エネルギを蓄積するとともに、変圧器の制御巻線に誘起される電圧から得た電流および２次側からのフィードバック電流によってコンデンサを充電し、その充電電圧が所定電圧となると制御スイッチング素子が前記主スイッチング素子の制御端子をオフ駆動し、そのオフ期間に、前記変圧器内に蓄積されていた励磁エネルギを２次側に出力し、出力終了後に変圧器の制御巻線に発生するリンギングパルスを前記主スイッチング素子の制御端子に帰還し、該主スイッチング素子を再びオン駆動することで定常発振を行うようにしたリンギングチョークコンバータ方式のスイッチング電源装置において、電源投入時に直流電源電圧を前記主スイッチング素子の制御端子に与え、オン閾値電圧以上となることで前記主スイッチング素子をオンさせ、スイッチング動作を起動させる起動回路に関連して、該起動回路で得られた起動電圧を保持する保持手段を設ける。
【００２４】
したがって、従来では、特に直流電源電圧が低かったり、負荷が重い状態で起動すると、２次側の出力電圧が確立されず、このため前記リンギングパルスの波高値が前記オン閾値電圧に満たず（前記リンギングパルスが空振りし）、再び起動回路で得られる電圧が前記オン閾値電圧以上となるまで主スイッチング素子がオンせず、起動不良を生じていたのに対して、一旦上昇した起動電圧を保持手段で保持しておくことで、制御スイッチング素子のオフ駆動から速やかに主スイッチング素子の制御端子の電位を上昇させて該主スイッチング素子を再度オンさせることを繰返し、円滑に前記定常発振状態へと移行させることができる。このように定常発振までの主スイッチング素子の制御端子への電流供給を、前記起動回路だけに頼らず、保持手段からも行い、発振を継続させることで、低電源電圧や重負荷でも容易に起動するようになり、起動特性を向上することができる。
【００２５】
また、主スイッチング素子のオフ時に殆どＧＮＤ電位となっている主スイッチング素子の制御端子の電位を、起動回路からの電流だけで立ち上げるには、該起動回路の抵抗値が小さくなり、該起動回路での消費電力が大きくなるのに対して、前記のように一旦上昇した起動電圧を保持手段で保持しておくことで、前記起動回路の抵抗値を大きくし、低消費電力化を図ることができるとともに、２次側短絡時の短絡電流も抑えることができる。
【００２６】
また、本発明のスイッチング電源装置では、前記保持手段は、前記起動回路からの電流で充電される起動コンデンサと、前記起動コンデンサの充放電電流を制限する電流制限抵抗と、前記起動コンデンサの充電電圧を前記電流制限抵抗と起動回路との接続点から取出し、主スイッチング素子の制御端子に与える逆流防止用のダイオードとを備えて構成され、前記起動コンデンサおよび電流制限抵抗の時定数が、スイッチング周期の時間単位では前記起動コンデンサの充電電圧が変動しない大きさに設定されることを特徴とする。
【００２７】
上記の構成によれば、主スイッチング素子の制御端子に接続される電流制限抵抗と起動コンデンサとの直列回路は、主スイッチング素子のオフ時に制御スイッチング素子によって短絡されることになるけれども、前記スイッチング周期に対して、該スイッチング周期の時間単位では前記起動コンデンサの充電電圧が変動しない充分大きな時定数で、略一定に維持され、前記定常発振状態となるまで、主スイッチング素子のオン駆動を繰返すことができる。
【００２８】
したがって、従来の起動回路に、上記のような僅かな部品を追加するだけで、確実な起動および低消費電力化を実現することができる保持手段を具体的に構成することができる。
【００２９】
さらにまた、本発明のスイッチング電源装置では、前記保持手段は、前記起動回路からの電流で充電される起動コンデンサと、前記起動コンデンサの充放電電流を制限する電流制限抵抗とを備えて構成され、前記起動コンデンサの充電電圧を前記電流制限抵抗と起動回路との接続点から主スイッチング素子の制御端子に与えることで、主スイッチング素子のオン期間中に変圧器の制御巻線に誘起される電圧から得た電流によって前記起動コンデンサを充電することを特徴とする。
【００３０】
上記の構成によれば、主スイッチング素子の制御端子に接続される電流制限抵抗と起動コンデンサとの直列回路は、主スイッチング素子のオフ時に制御スイッチング素子によって短絡されることになるけれども、前記起動コンデンサは主スイッチング素子のオン期間中に変圧器の制御巻線に誘起される電圧から得た電流によっても充電されているので、前記電流制限抵抗の抵抗値を適宜設定することで、前記定常発振状態となるまで、主スイッチング素子のオン駆動を繰返すことができる。
【００３１】
したがって、従来の起動回路に、上記のような僅かな部品を追加するだけで、確実な起動および低消費電力化を実現することができる保持手段を具体的に構成することができるとともに、前記起動コンデンサをむやみに大きな容量にする必要はなく、コンパクトに実現することができる。
【００３２】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の一形態について、図１〜図４および前記図９〜図１１に基づいて説明すれば、以下のとおりである。
【００３３】
図１は、本発明の実施の一形態のスイッチング電源装置１１の電気回路図である。このスイッチング電源装置１１は、大略的に、変圧器Ｔの１次巻線Ｎ１に主スイッチング素子Ｑを直列接続し、前記変圧器Ｔの制御巻線Ｎ３の出力を、制御回路１２を介してこの主スイッチング素子Ｑに帰還させて発振を継続させるように構成されている。
【００３４】
図示しない電源回路によって商用交流を整流して得られた直流電流またはバッテリからの直流電流が、入力端子Ｐ１，Ｐ２間に入力され、ハイレベル側の電源ライン１３とローレベル側の電源ライン１４との間に、直流電源電圧が出力される。前記電源ライン１３，１４間には、前記のように変圧器Ｔの１次巻線Ｎ１と、主スイッチング素子Ｑとの直列回路が接続されている。前記主スイッチング素子Ｑは、たとえばバイポーラトランジスタや電界効果型トランジスタなどで実現され、この図１の例では、電界効果型トランジスタで示している。前記電源ライン１３，１４間にはまた、起動回路１５を介して前記制御回路１２が接続されている。
【００３５】
前記起動回路１５は、各回路部品のショート・オープン試験時に、ショートしても制御回路１２に試験用の高電圧が直接印加されないように、２段の起動抵抗Ｒ１，Ｒ２から構成されている。
【００３６】
電源投入、すなわち入力端子Ｐ１，Ｐ２間に直流電源電圧が印加されると、前記起動抵抗Ｒ１，Ｒ２と制御回路１２内の起動抵抗Ｒ３との分圧値で、主スイッチング素子Ｑ内の接合容量および直流カット用コンデンサＣ１が充電され始め、これによって主スイッチング素子Ｑのゲート電位が上昇し始める。前記ゲート電位がオン閾値電圧、たとえば３Ｖ以上となると、該主スイッチング素子Ｑがオンし、１次巻線Ｎ１に、図１において上向き方向の電圧が印加されて、励磁エネルギが蓄積される。
【００３７】
前記変圧器Ｔの制御巻線Ｎ３には、前記主スイッチング素子Ｑのオン時に、図１において上向き方向の電圧が誘起され、その誘起電圧によってバイアス抵抗Ｒ４および前記直流カット用のコンデンサＣ１を介して、主スイッチング素子Ｑのゲートに電流が与えられ、これによって主スイッチング素子Ｑはオン状態を維持する。
【００３８】
また、前記主スイッチング素子Ｑのオン時に制御巻線Ｎ３に誘起された上向き方向の電圧による電流は、前記制御回路１２のフォトカプラＰＣのフォトトランジスタＴＲ１を介して、コンデンサＣ２の一方の端子に与えられ、このコンデンサＣ２の他方の端子は前記ローレベルの電源ライン１４に接続されている。したがって、該コンデンサＣ２は、前記上向き方向の正極性の電圧で充電され、２次側出力電圧が高くなる程、フォトトランジスタＴＲ１を介する充電電流が大きくなり、該コンデンサＣ２の端子間電圧は速く上昇する。前記コンデンサＣ２の端子間電圧は、主スイッチング素子Ｑのゲート−ソース間に介在される制御トランジスタＴＲ２のベースに与えられており、該端子間電圧が制御トランジスタＴＲ２のオン閾値電圧、たとえば０．６Ｖ以上となると、該制御トランジスタＴＲ２がオンし、これによって主スイッチング素子Ｑのゲート電位が急速に低下し、該主スイッチング素子Ｑはオフ駆動される。
【００３９】
したがって、２次側出力電圧が高くなる程、すなわち軽負荷である程、コンデンサＣ２の端子間電圧が速く上昇し、主スイッチング素子Ｑが速くオフ駆動される。前記コンデンサＣ２にはまた、制御巻線Ｎ３で誘起された電流が抵抗Ｒ５を介して与えられている。これらの抵抗Ｒ５およびコンデンサＣ２の直列回路は、制御巻線Ｎ３と並列に接続され、過電流保護回路を構成している。この過電流保護回路によって、２次側短絡などが生じても、主スイッチング素子Ｑのオン期間が所定期間に制限され、該主スイッチング素子Ｑの保護が図られている。
【００４０】
また、主スイッチング素子Ｑがオフすると、制御巻線Ｎ３には、図１の下向き方向に電圧が誘起され、その誘起電圧によって、前記コンデンサＣ２と抵抗Ｒ５との直列回路に電流が流れ、該コンデンサＣ２の電荷が引き抜かれて、主スイッチング素子Ｑの次のオン動作のための準備が行われる。
【００４１】
一方、主スイッチング素子Ｑががオフした直後から、変圧器Ｔに蓄積されていた励磁エネルギの２次巻線Ｎ２への出力が開始され、該２次巻線Ｎ２に誘起された直流電流は、ダイオードＤ１を介して平滑コンデンサＣ３に与えられ、該平滑コンデンサＣ３で平滑化された後、出力電源ライン１６，１７を介して出力端子Ｐ３，Ｐ４から、図示しない負荷回路へ出力される。前記出力電源ライン１６，１７間には、電圧検出回路１８が介在されている。この電圧検出回路１８は、分圧抵抗や前記フォトカプラＰＣなどを備えて構成されており、前記フォトカプラＰＣの図示しない発光ダイオードが前記出力電圧に対応した輝度で点灯駆動され、前記出力電圧の値が前記フォトトランジスタＴＲ１を介して、１次側の制御回路１２へフィードバックされる。
【００４２】
こうして、変圧器Ｔに蓄積されていた励磁エネルギが２次巻線Ｎ２から全て放出されると、１次巻線Ｎ１が有する寄生容量Ｃ４に蓄積されていたエネルギが該１次巻線Ｎ１から放出され、寄生容量Ｃ４と該１次巻線Ｎ１との間で電気的共振（リンギング）が発生する。このリンギングパルスは、１次巻線Ｎ１と磁気的に結合している制御巻線Ｎ３に伝達され、バイアス抵抗Ｒ４および直流カット用コンデンサＣ１を介して主スイッチング素子Ｑのゲートに与えられる。前記主スイッチング素子Ｑのゲートに与えられるリンギングパルスは、定常発振状態で該主スイッチング素子Ｑのオン閾値電圧以上となるように設定されており、これによって該主スイッチング素子Ｑがオンする。このようにして、継続して主スイッチング素子Ｑがオン／オフ駆動され、初期発振状態から、定常発振状態へ移行する。以上の構成は、前述の図８で示す従来のスイッチング電源装置１と同様である。
【００４３】
注目すべきは、このスイッチング電源装置１１では、前記起動回路１５に関連して、該起動回路１５で得られた起動電圧を保持する保持回路１９が設けられていることである。前記保持回路１９は、前記起動回路１５からの電流で充電される起動コンデンサＣ５と、前記起動コンデンサＣ５の充放電電流を制限する電流制限抵抗Ｒ６と、前記起動コンデンサＣ５の充電電圧を前記電流制限抵抗Ｒ６と起動回路１５との接続点から取出し、主スイッチング素子Ｑのゲートに与えるために、アノードが前記接続点に接続され、カソードが前記主スイッチング素子Ｑのゲートに接続される逆流防止用のダイオードＤ２とを備えて構成される。
【００４４】
そして、前記起動コンデンサＣ５および電流制限抵抗Ｒ６の時定数が、スイッチング周期の時間単位では前記起動コンデンサＣ５の充電電圧が変動しない大きさに充分大きく設定される。たとえば、前記定常発振状態でのスイッチング周波数は５５ｋＨｚ、したがって前記スイッチング周期が１８．２μｓｅｃであるのに対して、前記起動コンデンサＣ５の容量が１μＦ、前記電流制限抵抗Ｒ６の抵抗値が２．２ｋΩ、したがって時定数が２２００μｓｅｃの、約１００倍に選ばれる。前記起動コンデンサＣ５の容量が大きくなると、立ち上がり難くなり、前記電流制限抵抗Ｒ６の抵抗値が小さくなると、電流定格上の問題が生じる可能性があるので、前記時定数は、好ましくは１０００〜５０００μｓｅｃに選ばれる。
【００４５】
したがって、電源が投入されると、起動抵抗Ｒ１、Ｒ２から供給される電流が前記主スイッチング素子Ｑの接合容量および直流カット用のコンデンサＣ１を充電するとともに、この保持回路１９内の起動コンデンサＣ５を充電する。そして、主スイッチング素子Ｑがオンからオフした際、該主スイッチング素子Ｑのゲート電位が低下し、前記起動コンデンサＣ５に蓄えられた電荷も、電流制限抵抗Ｒ６から逆流防止用のダイオードＤ２を介して放電されるけれども、前述のように該起動コンデンサＣ５および電流制限抵抗Ｒ６の時定数が、スイッチング周期に対して充分大きく設定されているので、起動コンデンサＣ５の充電電荷の変動量は少なく、スイッチング周期の時間単位のレベルでは、該起動コンデンサＣ５の充電電圧は殆ど変化しない。
【００４６】
したがって、次回の発振動作は、保持回路１９のない前記図８の従来技術の場合、前記図１０のＶｇｓに示すように、主スイッチング素子Ｑのゲートへのチャージは起動抵抗ｒ１，ｒ２を介して供給される電流のみによって行われるので、前記図１１において参照符ｗ２で示す充電期間が長くなってしまうのに対して、この保持回路１９を追加することで、図２のＶｇｓに示すように、主スイッチング素子Ｑのゲートへのチャージは起動抵抗Ｒ１，Ｒ２を介して供給される電流に加え、起動コンデンサＣ５に前回充電されていた電荷を持ち越しており、該起動コンデンサＣ５からも同時に電流が供給されるので、変圧器Ｔの２次巻線Ｎ２からの電流放出が終了した直後から主スイッチング素子Ｑのゲート電位が上昇し、またその上昇も早く、従来技術に比べて早い段階で次のオン閾値電圧Ｖｔｈに到達する。このようにして、初期発振状態において主スイッチング素子Ｑのオフ期間が短くなり、従来技術と比較して２次側電圧の確立が早期に行われる。
【００４７】
図３に、初期発振状態の各部の波形を示す。図９の従来の波形と比較して、これらの図の時間軸である横軸のスケールは同一であるが、本発明では、主スイッチング素子Ｑのオフ期間が短縮されたことによって、単位時間当りのスイッチングの回数が格段に多くなり、その結果、参照符Ｉｓで示す２次巻線Ｎ２から放出される電流の三角波の斜辺も早期に急峻になってゆくことが理解される。
【００４８】
ここで、図４に示すとおり、ＲＣＣ方式のスイッチング電源では、前記２次巻線Ｎ２からの電流Ｉｓの斜辺の傾きは、一般的に該２次巻線Ｎ２に現れるフライバック期間の電圧Ｖｓに比例する。したがって、上述のように三角波の斜辺が急峻になることで、従来技術に比べ、早期に２次巻線Ｎ２のＶｓ電圧が確立していると言える。
【００４９】
以上のように、一旦上昇した起動電圧を保持回路１９で保持しておくことで、制御トランジスタＴＲ２のオフ駆動から速やかに主スイッチング素子Ｑのゲート電位を上昇させて該主スイッチング素子Ｑを再度オンさせることを繰返し、円滑に定常発振状態へと移行させることができる。こうして、定常発振までの主スイッチング素子Ｑのゲートへの電流供給を、前記起動抵抗Ｒ１，Ｒ２だけに頼らず、保持回路１９からも行い、発振を継続させることで、低電源電圧や重負荷でも容易に起動するようになり、起動特性を向上することができる。
【００５０】
また、主スイッチング素子Ｑのオフ時に殆どＧＮＤ電位となっている該主スイッチング素子Ｑのゲート電位を、起動抵抗Ｒ１，Ｒ２からの電流だけで立ち上げるには、該起動抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗値が小さくなり、該起動抵抗での消費電力が大きくなるのに対して、前記のように一旦上昇した起動電圧を保持回路１９で保持しておくことで、前記起動抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗値を大きくし、低消費電力化を図ることができるとともに、２次側短絡時の短絡電流も抑えることができる。
【００５１】
さらにまた、前記保持回路１９は、起動コンデンサＣ５と、電流制限抵抗Ｒ６と、逆流防止用のダイオードＤ２とで構成されるので、従来の起動回路１５に対して、僅かな部品の追加で実現することができる。
【００５２】
本発明の実施の他の形態について、図５〜図７に基づいて説明すれば、以下のとおりである。
【００５３】
図５は、本発明の実施の他の形態のスイッチング電源装置２１の電気回路図である。このスイッチング電源装置２１は、前述のスイッチング電源装置１１に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付して、その説明を省略する。注目すべきは、このスイッチング電源装置２１では、起動電圧を保持する保持回路２９が、前記起動回路１５からの電流で充電される起動コンデンサＣ５ａと、前記起動コンデンサＣ５ａの充放電電流を制限する電流制限抵抗Ｒ６ａとを備えて構成され、前記起動コンデンサＣ５ａの充電電圧を、前記電流制限抵抗Ｒ６ａと起動回路１５との接続点から主スイッチング素子Ｑのゲートに直接与えるようにし、主スイッチング素子Ｑのオン期間中に、変圧器Ｔの制御巻線Ｎ３に誘起される電圧から得た電流によって、前記起動コンデンサＣ５ａを充電するようにしたことである。
【００５４】
前記電流制限抵抗Ｒ６ａと起動コンデンサＣ５ａとの直列回路は、主スイッチング素子Ｑのオフ時に制御トランジスタＴＲ２によって短絡されることになるけれども、前記起動コンデンサＣ５ａは主スイッチング素子Ｑのオン期間中に制御巻線Ｎ３に誘起される電圧から得た電流によっても充電されているので、前記電流制限抵抗Ｒ６ａの抵抗値が或る程度大きければ、前記定常発振状態となるまで、主スイッチング素子Ｑのオン駆動を繰返すことができる。
【００５５】
図６に、図１で示すスイッチング電源装置１１の起動コンデンサＣ５の端子電圧の模式図を示し、図７に、このスイッチング電源装置２１における起動コンデンサＣ５ａの端子電圧の模式図を示す。スイッチングを開始する前は、前記起動コンデンサＣ５，Ｃ５ａの端子電圧は共に上昇してゆく。スイッチングすると、起動コンデンサＣ５，Ｃ５ａの電荷は主スイッチング素子Ｑのゲートに流れ込む。また、スイッチング後に制御巻線Ｎ３に誘起された電圧による電流は、ダイオードＤ２で阻止され、これによって起動コンデンサＣ５では、図６で示すように端子電圧は自然放電によって低下してゆく。これに対して、起動コンデンサＣ５ａでは、前記主スイッチング素子Ｑのゲートに流れ込む電流よりも、制御巻線Ｎ３に誘起された電圧で充電される電流量の方が多くなり、図７で示すように端子電圧は上昇してゆく。
【００５６】
したがって、このスイッチング電源装置２１では、起動コンデンサＣ５ａの容量を、スイッチング電源装置１１の起動コンデンサＣ５よりも小さくすることができ、電源装置の小型化、低コスト化の点で有利である。また、同様の理由によって、起動抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗値をスイッチング電源装置１１より大きく設定することができ、該起動抵抗Ｒ１，Ｒ２での消費電力をより低減することができる。
【００５７】
一方、前記スイッチング電源装置１１では、起動後或る程度の期間が経過すると、前記起動コンデンサＣ５に蓄えられた電荷がゼロに近付いてゆくので、出力端短絡時の短絡電流を抑えることができる。
【００５８】
【発明の効果】
本発明のスイッチング電源装置は、以上のように、リンギングチョークコンバータ方式のスイッチング電源装置において、電源投入時に直流電源電圧を主スイッチング素子の制御端子に与え、オン閾値電圧以上となることで前記主スイッチング素子をオンさせ、スイッチング動作を起動させる起動回路に関連して、該起動回路で得られた起動電圧を保持する保持手段を設ける。
【００５９】
それゆえ、一旦上昇した起動電圧を保持手段で保持して、定常発振までの主スイッチング素子の制御端子への電流供給を、前記起動回路だけに頼らず、保持手段からも行い、発振を継続させるので、低電源電圧や重負荷でも容易に起動するようになり、起動特性を向上することができる。
【００６０】
また、主スイッチング素子のオフ時に殆どＧＮＤ電位となっている主スイッチング素子の制御端子の電位を、起動回路からの電流だけで立ち上げるには、該起動回路の抵抗値が小さくなり、該起動回路での消費電力が大きくなるのに対して、前記のように一旦上昇した起動電圧を保持手段で保持しておくことで、前記起動回路の抵抗値を大きくし、低消費電力化を図ることができるとともに、２次側短絡時の短絡電流も抑えることができる。
【００６１】
また、本発明のスイッチング電源装置は、以上のように、前記保持手段を、前記起動回路からの電流で充電される起動コンデンサと、前記起動コンデンサの充放電電流を制限する電流制限抵抗と、前記起動コンデンサの充電電圧を前記電流制限抵抗と起動回路との接続点から取出し、主スイッチング素子の制御端子に与える逆流防止用のダイオードとを備えて構成し、前記起動コンデンサおよび電流制限抵抗の時定数を、スイッチング周期の時間単位では前記起動コンデンサの充電電圧が変動しない大きさに設定する。
【００６２】
それゆえ、従来の起動回路に、上記のような僅かな部品を追加するだけで、確実な起動および低消費電力化を実現することができる保持手段を具体的に構成することができる。
【００６３】
さらにまた、本発明のスイッチング電源装置は、以上のように、前記保持手段を、前記起動回路からの電流で充電される起動コンデンサと、前記起動コンデンサの充放電電流を制限する電流制限抵抗とを備えて構成し、前記起動コンデンサの充電電圧を前記電流制限抵抗と起動回路との接続点から主スイッチング素子の制御端子に与えることで、主スイッチング素子のオン期間中に変圧器の制御巻線に誘起される電圧から得た電流によって前記起動コンデンサを充電する。
【００６４】
それゆえ、従来の起動回路に、上記のような僅かな部品を追加するだけで、確実な起動および低消費電力化を実現することができる保持手段を具体的に構成することができるとともに、前記起動コンデンサをむやみに大きな容量にする必要はなく、コンパクトに実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の一形態のスイッチング電源装置の電気回路図である。
【図２】図１で示すスイッチング電源装置における初期発振状態の各部の波形を模式的に示した図である。
【図３】図１で示すスイッチング電源装置における初期発振状態の各部の波形を示す図である。
【図４】ＲＣＣ方式のスイッチング電源装置の変圧器の２次側電流波形の模式図である。
【図５】本発明の実施の他の形態のスイッチング電源装置の電気回路図である。
【図６】図１で示すスイッチング電源装置における起動コンデンサの端子電圧の模式図である。
【図７】図５で示すスイッチング電源装置における起動コンデンサの端子電圧の模式図である。
【図８】ＲＣＣ方式の典型的な従来技術のスイッチング電源装置の電気回路図である。
【図９】図８で示すスイッチング電源装置における初期発振状態の各部の波形を示す図である。
【図１０】図９を模式的に示した図である。
【図１１】前記初期発振状態の主スイッチング素子のゲート電圧波形を拡大した図である。
【符号の説明】
１１，２１ スイッチング電源装置
１２ 制御回路
１５ 起動回路
１８ 電圧検出回路
１９，２９ 保持回路（保持手段）
Ｃ１ 直流カット用コンデンサ
Ｃ２ コンデンサ
Ｃ３ 平滑コンデンサ
Ｃ４ 寄生容量
Ｃ５，Ｃ５ａ 起動コンデンサ
Ｄ１ ダイオード
Ｄ２ 逆流防止用のダイオード
Ｎ１ １次巻線
Ｎ２ ２次巻線
Ｎ３ 制御巻線
ＰＣ フォトカプラ
Ｑ 主スイッチング素子
Ｒ１， Ｒ２，Ｒ３ 起動抵抗
Ｒ４ バイアス抵抗
Ｒ５ 抵抗
Ｒ６，Ｒ６ａ 電流制限抵抗
Ｔ 変圧器
ＴＲ１ フォトトランジスタ
ＴＲ２ 制御トランジスタ
【発明の属する技術分野】
本発明は、いわゆるリンギングチョークコンバータ（ＲＣＣ）方式のスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
前記ＲＣＣ方式のスイッチング電源装置は、主スイッチング素子のオン期間中に変圧器内に励磁エネルギを蓄積するとともに、変圧器の制御巻線に誘起される電圧から得た電流および２次側からのフィードバック電流によってコンデンサを充電し、その充電電圧が所定電圧となると制御スイッチング素子が前記主スイッチング素子の制御端子をオフ駆動し、そのオフ期間に、前記変圧器内に蓄積されていた励磁エネルギを２次側に出力し、出力終了後に変圧器の制御巻線に発生するリンギングパルスを前記主スイッチング素子の制御端子に帰還し、該主スイッチング素子を再びオン駆動することで定常発振を行う。そして、負荷が重くなる程、自動的に前記オフ期間およびオン期間が長く、すなわちスイッチング周波数が低下して、２次側出力電圧を所定の定電圧に維持するので、ＰＷＭ方式のスイッチング電源装置のような複雑な制御回路が不要であり、かつ該制御回路を動作させるとともに、パルス幅の基準となる電圧を発生するための電源回路も不要であり、低コストな電源装置に好適であり、広く用いられている。
【０００３】
図８は、前記ＲＣＣ方式の典型的な従来技術のスイッチング電源装置１の電気回路図である。このスイッチング電源装置１は、大略的に、変圧器ｔの１次巻線ｎ１に主スイッチング素子ｑを直列接続し、前記変圧器ｔの制御巻線ｎ３の出力を、制御回路２を介してこの主スイッチング素子ｑに帰還させて発振を継続させるように構成されている。
【０００４】
図示しない電源回路によって商用交流を整流して得られた直流電流またはバッテリからの直流電流が、入力端子ｐ１，ｐ２間に入力され、ハイレベル側の電源ライン３とローレベル側の電源ライン４との間に、直流電源電圧が出力される。前記電源ライン３，４間には、前記のように変圧器ｔの１次巻線ｎ１と、主スイッチング素子ｑとの直列回路が接続されている。前記主スイッチング素子ｑは、たとえばバイポーラトランジスタや電界効果型トランジスタなどで実現され、この図８の例では、電界効果型トランジスタで示している。前記電源ライン３，４間にはまた、起動回路５を介して前記制御回路２が接続されている。
【０００５】
前記起動回路５は、各回路部品のショート・オープン試験時に、ショートしても制御回路２に試験用の高電圧が直接印加されないように、２段の起動抵抗ｒ１，ｒ２から構成されている。
【０００６】
電源投入、すなわち入力端子ｐ１，ｐ２間に直流電源電圧が印加されると、前記起動抵抗ｒ１，ｒ２と制御回路２内の起動抵抗ｒ３との分圧値で、主スイッチング素子ｑ内の接合容量および直流カット用コンデンサｃ１が充電され始め、これによって主スイッチング素子ｑのゲート電位が上昇し始める。前記ゲート電位がオン閾値電圧、たとえば３Ｖ以上となると、該主スイッチング素子ｑがオンし、１次巻線ｎ１に、図８において上向き方向の電圧が印加されて、励磁エネルギが蓄積される。
【０００７】
前記変圧器ｔの制御巻線ｎ３には、前記主スイッチング素子ｑのオン時に、図８において上向き方向の電圧が誘起され、その誘起電圧によってバイアス抵抗ｒ４および前記直流カット用のコンデンサｃ１を介して、主スイッチング素子ｑのゲートに電流が与えられ、これによって主スイッチング素子ｑはオン状態を維持する。
【０００８】
また、前記主スイッチング素子ｑのオン時に制御巻線ｎ３に誘起された上向き方向の電圧による電流は、前記制御回路２のフォトカプラｐｃのフォトトランジスタｔｒ１を介して、コンデンサｃ２の一方の端子に与えられ、このコンデンサｃ２の他方の端子は前記ローレベルの電源ライン４に接続されている。したがって、該コンデンサｃ２は、前記上向き方向の電圧で充電され、２次側出力電圧が高くなる程、フォトトランジスタｔｒ１を介する充電電流が大きくなり、該コンデンサｃ２の端子間電圧は速く上昇する。前記コンデンサｃ２の端子間電圧は、主スイッチング素子ｑのゲート−ソース間に介在される制御トランジスタｔｒ２のベースに与えられており、該端子間電圧が制御トランジスタｔｒ２のオン閾値電圧、たとえば０．６Ｖ以上となると、該制御トランジスタｔｒ２がオンし、これによって主スイッチング素子ｑのゲート電位が急速に低下し、該主スイッチング素子ｑはオフ駆動される。
【０００９】
したがって、２次側出力電圧が高くなる程、すなわち軽負荷である程、コンデンサｃ２の端子間電圧が速く上昇し、主スイッチング素子ｑが速くオフ駆動される。前記コンデンサｃ２にはまた、制御巻線ｎ３で誘起された電流が抵抗ｒ５を介して与えられている。これらの抵抗ｒ５およびコンデンサｃ２の直列回路は、制御巻線ｎ３と並列に接続され、過電流保護回路を構成している。この過電流保護回路によって、２次側短絡などが生じても、主スイッチング素子ｑのオン期間が所定期間に制限され、該主スイッチング素子ｑの保護が図られている。
【００１０】
また、主スイッチング素子ｑがオフすると、制御巻線ｎ３には、図８の下向き方向に電圧が誘起され、その誘起電圧によって、前記コンデンサｃ２と抵抗ｒ５との直列回路に電流が流れ、該コンデンサｃ２の電荷が引き抜かれて、主スイッチング素子ｑの次のオン動作のための準備が行われる。
【００１１】
一方、主スイッチング素子ｑががオフした直後から、変圧器ｔに蓄積されていた励磁エネルギの２次巻線ｎ２への出力が開始され、該２次巻線ｎ２に誘起された直流電流は、ダイオードｄ１を介して平滑コンデンサｃ３に与えられ、該平滑コンデンサｃ３で平滑化された後、出力電源ライン６，７を介して出力端子ｐ３，ｐ４から、図示しない負荷回路へ出力される。前記出力電源ライン６，７間には、電圧検出回路８が介在されている。この電圧検出回路８は、分圧抵抗や前記フォトカプラｐｃなどを備えて構成されており、前記フォトカプラｐｃの図示しない発光ダイオードが前記出力電圧に対応した輝度で点灯駆動され、前記出力電圧の値が前記フォトトランジスタｔｒ１を介して、１次側の制御回路２へフィードバックされる。
【００１２】
こうして、変圧器ｔに蓄積されていた励磁エネルギが２次巻線ｎ２から全て放出されると、１次巻線ｎ１が有する寄生容量ｃ４に蓄積されていたエネルギが該１次巻線ｎ１から放出され、寄生容量ｃ４と該１次巻線ｎ１との間で電気的共振（リンギング）が発生する。このリンギングパルスは、１次巻線ｎ１と磁気的に結合している制御巻線ｎ３に伝達され、バイアス抵抗ｒ４および直流カット用コンデンサｃ１を介して主スイッチング素子ｑのゲートに与えられる。前記主スイッチング素子ｑのゲートに与えられるリンギングパルスは、定常発振状態で該主スイッチング素子ｑのオン閾値電圧以上となるように設定されており、これによって該主スイッチング素子ｑがオンする。このようにして、継続して主スイッチング素子ｑがオン／オフ駆動され、初期発振状態から、定常発振状態へ移行する。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
上述のように構成されるＲＣＣ方式のスイッチング電源装置１では、該スイッチング電源装置１が起動する際に、起動抵抗ｒ１，ｒ２から供給される電流に依存する初期発振状態がまず一定期間存在し、その後自律的な定常発振状態へ移行する。しかしながら、起動時の直流電源電圧や負荷状態によっては、前記の初期発振状態から、定常発振動作へ移行しない状態で安定してしまう起動不良が発生するという問題がある。特に、直流電源電圧が低かったり、負荷が重い状態で起動すると、２次側の出力電圧が確立されず、このため前記リンギングパルスの波高値が前記オン閾値電圧に満たず（前記リンギングパルスが空振りし）、再び起動抵抗ｒ１，ｒ２で得られる電圧が前記オン閾値電圧以上となるまで主スイッチング素子ｑがオンせず、この状態で安定し、起動不良となる。その様子を、図９〜図１１を用いて詳述する。
【００１４】
図９は、前記初期発振状態の各部の波形を示す図であり、図１０は、それを模式的に示した図である。ＶｄｓはソースがＧＮＤ電位に接続された主スイッチング素子ｑのドレイン電圧波形、Ｉｓは２次巻線ｎ２から放出される電流波形、Ｖｇｓは主スイッチング素子ｑのゲート電圧波形を示す。
【００１５】
また、図１１は、前記初期発振状態の主スイッチング素子ｑのゲート電圧波形を拡大した図である。この図１１の参照符ａで示すピークは、参照符ｗ１で示す２次巻線ｎ２からの電流放出期間が終了した際、寄生容量ｃ４と１次巻線ｎ１との間で発生する前記リンギングパルスが、１次巻線ｎ１と磁気的に結合している制御巻線ｎ３に現れたものである。
【００１６】
参照符ｗ２で示す期間は，起動抵抗ｒ１，ｒ２から供給される電流によって主スイッチング素子ｑ内の接合容量およびコンデンサｃ１が充電され、主スイッチング素子ｑのゲート電位が緩やかに上昇している期間である。参照符ｗ３で示す期間のピークは、主スイッチング素子ｑのゲート電位がオン閾値電圧以上となり、該主スイッチング素子ｑがオンすることによって、１次巻線ｎ１に電流が流れ、制御巻線ｎ３に図８の上向きの電圧が誘起された状態である。この制御巻線ｎ３に誘起された電圧は、前述のようにバイアス抵抗ｒ４および直流カット用のコンデンサｃ１を介して主スイッチング素子ｑのゲートに与えられ、これによって主スイッチング素子ｑはオン状態を維持する。
【００１７】
参照符ａで示すリンギングパルスの波高値は、電源起動の初期段階においては、２次側の出力電圧が確立されていないので、参照符Ｖｔｈで示す主スイッチング素子ｑのオン閾値電圧よりも低くなり、このリンギングパルスによって主スイッチング素子ｑはオンしない。したがって、前記主スイッチング素子ｑ内の接合容量およびコンデンサｃ１を起動抵抗ｒ１，ｒ２から供給される電流によって充電し、ゲート電位をさらに上昇させてオン閾値電圧以上にするためには、前記参照符ｗ２で示す期間を要する。
【００１８】
その後、２次側の出力電圧の上昇に伴って前記リンギングパルスの波高値は徐々に大きくなり、やがては前記オン閾値電圧Ｖｔｈ以上となる。ここに至って、起動抵抗ｒ１，ｒ２からの電流による助けを必要とせず、リンギングパルスのみで主スイッチング素子ｑがオンする状態となり、定常発振の状態に至る。しかしながら、前述のように直流電源電圧が低かったり、負荷が重い場合には、２次側の出力電圧が確立されず、前記参照符ａで示すリンギングパルスの波高値は、前記オン閾値電圧Ｖｔｈに至らない状態で安定してしまい、前記起動不良となる。
【００１９】
そこで、このような起動不良を改善する手法として、一般的には、起動抵抗ｒ１，ｒ２の抵抗値を小さく設定し、該起動抵抗ｒ１，ｒ２からの電流値を増大させる手法がある。これによって、前記参照符ｗ２で示す主スイッチング素子ｑのゲート電位がオン閾値電圧Ｖｔｈへ至る迄の待機期間を短くし、単位時間当りのオン／オフ回数を相対的に増加させることで、前記２次側出力電圧の確立が容易になる。
【００２０】
ところが、前記起動抵抗ｒ１，ｒ２の抵抗値を小さくすることは、該起動抵抗ｒ１，ｒ２で消費される電力の増大を招来し、特に軽負荷時は変換効率が顕著に悪化するという問題がある。
【００２１】
本発明の目的は、起動特性を向上することができるとともに、低消費電力化を図ることができるリンギングチョークコンバータ方式のスイッチング電源装置を提供することである。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
本発明のスイッチング電源装置は、リンギングチョークコンバータ方式のスイッチング電源装置において、起動回路に関連して、前記起動回路で得られた起動電圧を保持する保持手段を設けることを特徴とする。
【００２３】
上記の構成によれば、主スイッチング素子のオン期間中に変圧器内に励磁エネルギを蓄積するとともに、変圧器の制御巻線に誘起される電圧から得た電流および２次側からのフィードバック電流によってコンデンサを充電し、その充電電圧が所定電圧となると制御スイッチング素子が前記主スイッチング素子の制御端子をオフ駆動し、そのオフ期間に、前記変圧器内に蓄積されていた励磁エネルギを２次側に出力し、出力終了後に変圧器の制御巻線に発生するリンギングパルスを前記主スイッチング素子の制御端子に帰還し、該主スイッチング素子を再びオン駆動することで定常発振を行うようにしたリンギングチョークコンバータ方式のスイッチング電源装置において、電源投入時に直流電源電圧を前記主スイッチング素子の制御端子に与え、オン閾値電圧以上となることで前記主スイッチング素子をオンさせ、スイッチング動作を起動させる起動回路に関連して、該起動回路で得られた起動電圧を保持する保持手段を設ける。
【００２４】
したがって、従来では、特に直流電源電圧が低かったり、負荷が重い状態で起動すると、２次側の出力電圧が確立されず、このため前記リンギングパルスの波高値が前記オン閾値電圧に満たず（前記リンギングパルスが空振りし）、再び起動回路で得られる電圧が前記オン閾値電圧以上となるまで主スイッチング素子がオンせず、起動不良を生じていたのに対して、一旦上昇した起動電圧を保持手段で保持しておくことで、制御スイッチング素子のオフ駆動から速やかに主スイッチング素子の制御端子の電位を上昇させて該主スイッチング素子を再度オンさせることを繰返し、円滑に前記定常発振状態へと移行させることができる。このように定常発振までの主スイッチング素子の制御端子への電流供給を、前記起動回路だけに頼らず、保持手段からも行い、発振を継続させることで、低電源電圧や重負荷でも容易に起動するようになり、起動特性を向上することができる。
【００２５】
また、主スイッチング素子のオフ時に殆どＧＮＤ電位となっている主スイッチング素子の制御端子の電位を、起動回路からの電流だけで立ち上げるには、該起動回路の抵抗値が小さくなり、該起動回路での消費電力が大きくなるのに対して、前記のように一旦上昇した起動電圧を保持手段で保持しておくことで、前記起動回路の抵抗値を大きくし、低消費電力化を図ることができるとともに、２次側短絡時の短絡電流も抑えることができる。
【００２６】
また、本発明のスイッチング電源装置では、前記保持手段は、前記起動回路からの電流で充電される起動コンデンサと、前記起動コンデンサの充放電電流を制限する電流制限抵抗と、前記起動コンデンサの充電電圧を前記電流制限抵抗と起動回路との接続点から取出し、主スイッチング素子の制御端子に与える逆流防止用のダイオードとを備えて構成され、前記起動コンデンサおよび電流制限抵抗の時定数が、スイッチング周期の時間単位では前記起動コンデンサの充電電圧が変動しない大きさに設定されることを特徴とする。
【００２７】
上記の構成によれば、主スイッチング素子の制御端子に接続される電流制限抵抗と起動コンデンサとの直列回路は、主スイッチング素子のオフ時に制御スイッチング素子によって短絡されることになるけれども、前記スイッチング周期に対して、該スイッチング周期の時間単位では前記起動コンデンサの充電電圧が変動しない充分大きな時定数で、略一定に維持され、前記定常発振状態となるまで、主スイッチング素子のオン駆動を繰返すことができる。
【００２８】
したがって、従来の起動回路に、上記のような僅かな部品を追加するだけで、確実な起動および低消費電力化を実現することができる保持手段を具体的に構成することができる。
【００２９】
さらにまた、本発明のスイッチング電源装置では、前記保持手段は、前記起動回路からの電流で充電される起動コンデンサと、前記起動コンデンサの充放電電流を制限する電流制限抵抗とを備えて構成され、前記起動コンデンサの充電電圧を前記電流制限抵抗と起動回路との接続点から主スイッチング素子の制御端子に与えることで、主スイッチング素子のオン期間中に変圧器の制御巻線に誘起される電圧から得た電流によって前記起動コンデンサを充電することを特徴とする。
【００３０】
上記の構成によれば、主スイッチング素子の制御端子に接続される電流制限抵抗と起動コンデンサとの直列回路は、主スイッチング素子のオフ時に制御スイッチング素子によって短絡されることになるけれども、前記起動コンデンサは主スイッチング素子のオン期間中に変圧器の制御巻線に誘起される電圧から得た電流によっても充電されているので、前記電流制限抵抗の抵抗値を適宜設定することで、前記定常発振状態となるまで、主スイッチング素子のオン駆動を繰返すことができる。
【００３１】
したがって、従来の起動回路に、上記のような僅かな部品を追加するだけで、確実な起動および低消費電力化を実現することができる保持手段を具体的に構成することができるとともに、前記起動コンデンサをむやみに大きな容量にする必要はなく、コンパクトに実現することができる。
【００３２】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の一形態について、図１〜図４および前記図９〜図１１に基づいて説明すれば、以下のとおりである。
【００３３】
図１は、本発明の実施の一形態のスイッチング電源装置１１の電気回路図である。このスイッチング電源装置１１は、大略的に、変圧器Ｔの１次巻線Ｎ１に主スイッチング素子Ｑを直列接続し、前記変圧器Ｔの制御巻線Ｎ３の出力を、制御回路１２を介してこの主スイッチング素子Ｑに帰還させて発振を継続させるように構成されている。
【００３４】
図示しない電源回路によって商用交流を整流して得られた直流電流またはバッテリからの直流電流が、入力端子Ｐ１，Ｐ２間に入力され、ハイレベル側の電源ライン１３とローレベル側の電源ライン１４との間に、直流電源電圧が出力される。前記電源ライン１３，１４間には、前記のように変圧器Ｔの１次巻線Ｎ１と、主スイッチング素子Ｑとの直列回路が接続されている。前記主スイッチング素子Ｑは、たとえばバイポーラトランジスタや電界効果型トランジスタなどで実現され、この図１の例では、電界効果型トランジスタで示している。前記電源ライン１３，１４間にはまた、起動回路１５を介して前記制御回路１２が接続されている。
【００３５】
前記起動回路１５は、各回路部品のショート・オープン試験時に、ショートしても制御回路１２に試験用の高電圧が直接印加されないように、２段の起動抵抗Ｒ１，Ｒ２から構成されている。
【００３６】
電源投入、すなわち入力端子Ｐ１，Ｐ２間に直流電源電圧が印加されると、前記起動抵抗Ｒ１，Ｒ２と制御回路１２内の起動抵抗Ｒ３との分圧値で、主スイッチング素子Ｑ内の接合容量および直流カット用コンデンサＣ１が充電され始め、これによって主スイッチング素子Ｑのゲート電位が上昇し始める。前記ゲート電位がオン閾値電圧、たとえば３Ｖ以上となると、該主スイッチング素子Ｑがオンし、１次巻線Ｎ１に、図１において上向き方向の電圧が印加されて、励磁エネルギが蓄積される。
【００３７】
前記変圧器Ｔの制御巻線Ｎ３には、前記主スイッチング素子Ｑのオン時に、図１において上向き方向の電圧が誘起され、その誘起電圧によってバイアス抵抗Ｒ４および前記直流カット用のコンデンサＣ１を介して、主スイッチング素子Ｑのゲートに電流が与えられ、これによって主スイッチング素子Ｑはオン状態を維持する。
【００３８】
また、前記主スイッチング素子Ｑのオン時に制御巻線Ｎ３に誘起された上向き方向の電圧による電流は、前記制御回路１２のフォトカプラＰＣのフォトトランジスタＴＲ１を介して、コンデンサＣ２の一方の端子に与えられ、このコンデンサＣ２の他方の端子は前記ローレベルの電源ライン１４に接続されている。したがって、該コンデンサＣ２は、前記上向き方向の正極性の電圧で充電され、２次側出力電圧が高くなる程、フォトトランジスタＴＲ１を介する充電電流が大きくなり、該コンデンサＣ２の端子間電圧は速く上昇する。前記コンデンサＣ２の端子間電圧は、主スイッチング素子Ｑのゲート−ソース間に介在される制御トランジスタＴＲ２のベースに与えられており、該端子間電圧が制御トランジスタＴＲ２のオン閾値電圧、たとえば０．６Ｖ以上となると、該制御トランジスタＴＲ２がオンし、これによって主スイッチング素子Ｑのゲート電位が急速に低下し、該主スイッチング素子Ｑはオフ駆動される。
【００３９】
したがって、２次側出力電圧が高くなる程、すなわち軽負荷である程、コンデンサＣ２の端子間電圧が速く上昇し、主スイッチング素子Ｑが速くオフ駆動される。前記コンデンサＣ２にはまた、制御巻線Ｎ３で誘起された電流が抵抗Ｒ５を介して与えられている。これらの抵抗Ｒ５およびコンデンサＣ２の直列回路は、制御巻線Ｎ３と並列に接続され、過電流保護回路を構成している。この過電流保護回路によって、２次側短絡などが生じても、主スイッチング素子Ｑのオン期間が所定期間に制限され、該主スイッチング素子Ｑの保護が図られている。
【００４０】
また、主スイッチング素子Ｑがオフすると、制御巻線Ｎ３には、図１の下向き方向に電圧が誘起され、その誘起電圧によって、前記コンデンサＣ２と抵抗Ｒ５との直列回路に電流が流れ、該コンデンサＣ２の電荷が引き抜かれて、主スイッチング素子Ｑの次のオン動作のための準備が行われる。
【００４１】
一方、主スイッチング素子Ｑががオフした直後から、変圧器Ｔに蓄積されていた励磁エネルギの２次巻線Ｎ２への出力が開始され、該２次巻線Ｎ２に誘起された直流電流は、ダイオードＤ１を介して平滑コンデンサＣ３に与えられ、該平滑コンデンサＣ３で平滑化された後、出力電源ライン１６，１７を介して出力端子Ｐ３，Ｐ４から、図示しない負荷回路へ出力される。前記出力電源ライン１６，１７間には、電圧検出回路１８が介在されている。この電圧検出回路１８は、分圧抵抗や前記フォトカプラＰＣなどを備えて構成されており、前記フォトカプラＰＣの図示しない発光ダイオードが前記出力電圧に対応した輝度で点灯駆動され、前記出力電圧の値が前記フォトトランジスタＴＲ１を介して、１次側の制御回路１２へフィードバックされる。
【００４２】
こうして、変圧器Ｔに蓄積されていた励磁エネルギが２次巻線Ｎ２から全て放出されると、１次巻線Ｎ１が有する寄生容量Ｃ４に蓄積されていたエネルギが該１次巻線Ｎ１から放出され、寄生容量Ｃ４と該１次巻線Ｎ１との間で電気的共振（リンギング）が発生する。このリンギングパルスは、１次巻線Ｎ１と磁気的に結合している制御巻線Ｎ３に伝達され、バイアス抵抗Ｒ４および直流カット用コンデンサＣ１を介して主スイッチング素子Ｑのゲートに与えられる。前記主スイッチング素子Ｑのゲートに与えられるリンギングパルスは、定常発振状態で該主スイッチング素子Ｑのオン閾値電圧以上となるように設定されており、これによって該主スイッチング素子Ｑがオンする。このようにして、継続して主スイッチング素子Ｑがオン／オフ駆動され、初期発振状態から、定常発振状態へ移行する。以上の構成は、前述の図８で示す従来のスイッチング電源装置１と同様である。
【００４３】
注目すべきは、このスイッチング電源装置１１では、前記起動回路１５に関連して、該起動回路１５で得られた起動電圧を保持する保持回路１９が設けられていることである。前記保持回路１９は、前記起動回路１５からの電流で充電される起動コンデンサＣ５と、前記起動コンデンサＣ５の充放電電流を制限する電流制限抵抗Ｒ６と、前記起動コンデンサＣ５の充電電圧を前記電流制限抵抗Ｒ６と起動回路１５との接続点から取出し、主スイッチング素子Ｑのゲートに与えるために、アノードが前記接続点に接続され、カソードが前記主スイッチング素子Ｑのゲートに接続される逆流防止用のダイオードＤ２とを備えて構成される。
【００４４】
そして、前記起動コンデンサＣ５および電流制限抵抗Ｒ６の時定数が、スイッチング周期の時間単位では前記起動コンデンサＣ５の充電電圧が変動しない大きさに充分大きく設定される。たとえば、前記定常発振状態でのスイッチング周波数は５５ｋＨｚ、したがって前記スイッチング周期が１８．２μｓｅｃであるのに対して、前記起動コンデンサＣ５の容量が１μＦ、前記電流制限抵抗Ｒ６の抵抗値が２．２ｋΩ、したがって時定数が２２００μｓｅｃの、約１００倍に選ばれる。前記起動コンデンサＣ５の容量が大きくなると、立ち上がり難くなり、前記電流制限抵抗Ｒ６の抵抗値が小さくなると、電流定格上の問題が生じる可能性があるので、前記時定数は、好ましくは１０００〜５０００μｓｅｃに選ばれる。
【００４５】
したがって、電源が投入されると、起動抵抗Ｒ１、Ｒ２から供給される電流が前記主スイッチング素子Ｑの接合容量および直流カット用のコンデンサＣ１を充電するとともに、この保持回路１９内の起動コンデンサＣ５を充電する。そして、主スイッチング素子Ｑがオンからオフした際、該主スイッチング素子Ｑのゲート電位が低下し、前記起動コンデンサＣ５に蓄えられた電荷も、電流制限抵抗Ｒ６から逆流防止用のダイオードＤ２を介して放電されるけれども、前述のように該起動コンデンサＣ５および電流制限抵抗Ｒ６の時定数が、スイッチング周期に対して充分大きく設定されているので、起動コンデンサＣ５の充電電荷の変動量は少なく、スイッチング周期の時間単位のレベルでは、該起動コンデンサＣ５の充電電圧は殆ど変化しない。
【００４６】
したがって、次回の発振動作は、保持回路１９のない前記図８の従来技術の場合、前記図１０のＶｇｓに示すように、主スイッチング素子Ｑのゲートへのチャージは起動抵抗ｒ１，ｒ２を介して供給される電流のみによって行われるので、前記図１１において参照符ｗ２で示す充電期間が長くなってしまうのに対して、この保持回路１９を追加することで、図２のＶｇｓに示すように、主スイッチング素子Ｑのゲートへのチャージは起動抵抗Ｒ１，Ｒ２を介して供給される電流に加え、起動コンデンサＣ５に前回充電されていた電荷を持ち越しており、該起動コンデンサＣ５からも同時に電流が供給されるので、変圧器Ｔの２次巻線Ｎ２からの電流放出が終了した直後から主スイッチング素子Ｑのゲート電位が上昇し、またその上昇も早く、従来技術に比べて早い段階で次のオン閾値電圧Ｖｔｈに到達する。このようにして、初期発振状態において主スイッチング素子Ｑのオフ期間が短くなり、従来技術と比較して２次側電圧の確立が早期に行われる。
【００４７】
図３に、初期発振状態の各部の波形を示す。図９の従来の波形と比較して、これらの図の時間軸である横軸のスケールは同一であるが、本発明では、主スイッチング素子Ｑのオフ期間が短縮されたことによって、単位時間当りのスイッチングの回数が格段に多くなり、その結果、参照符Ｉｓで示す２次巻線Ｎ２から放出される電流の三角波の斜辺も早期に急峻になってゆくことが理解される。
【００４８】
ここで、図４に示すとおり、ＲＣＣ方式のスイッチング電源では、前記２次巻線Ｎ２からの電流Ｉｓの斜辺の傾きは、一般的に該２次巻線Ｎ２に現れるフライバック期間の電圧Ｖｓに比例する。したがって、上述のように三角波の斜辺が急峻になることで、従来技術に比べ、早期に２次巻線Ｎ２のＶｓ電圧が確立していると言える。
【００４９】
以上のように、一旦上昇した起動電圧を保持回路１９で保持しておくことで、制御トランジスタＴＲ２のオフ駆動から速やかに主スイッチング素子Ｑのゲート電位を上昇させて該主スイッチング素子Ｑを再度オンさせることを繰返し、円滑に定常発振状態へと移行させることができる。こうして、定常発振までの主スイッチング素子Ｑのゲートへの電流供給を、前記起動抵抗Ｒ１，Ｒ２だけに頼らず、保持回路１９からも行い、発振を継続させることで、低電源電圧や重負荷でも容易に起動するようになり、起動特性を向上することができる。
【００５０】
また、主スイッチング素子Ｑのオフ時に殆どＧＮＤ電位となっている該主スイッチング素子Ｑのゲート電位を、起動抵抗Ｒ１，Ｒ２からの電流だけで立ち上げるには、該起動抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗値が小さくなり、該起動抵抗での消費電力が大きくなるのに対して、前記のように一旦上昇した起動電圧を保持回路１９で保持しておくことで、前記起動抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗値を大きくし、低消費電力化を図ることができるとともに、２次側短絡時の短絡電流も抑えることができる。
【００５１】
さらにまた、前記保持回路１９は、起動コンデンサＣ５と、電流制限抵抗Ｒ６と、逆流防止用のダイオードＤ２とで構成されるので、従来の起動回路１５に対して、僅かな部品の追加で実現することができる。
【００５２】
本発明の実施の他の形態について、図５〜図７に基づいて説明すれば、以下のとおりである。
【００５３】
図５は、本発明の実施の他の形態のスイッチング電源装置２１の電気回路図である。このスイッチング電源装置２１は、前述のスイッチング電源装置１１に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付して、その説明を省略する。注目すべきは、このスイッチング電源装置２１では、起動電圧を保持する保持回路２９が、前記起動回路１５からの電流で充電される起動コンデンサＣ５ａと、前記起動コンデンサＣ５ａの充放電電流を制限する電流制限抵抗Ｒ６ａとを備えて構成され、前記起動コンデンサＣ５ａの充電電圧を、前記電流制限抵抗Ｒ６ａと起動回路１５との接続点から主スイッチング素子Ｑのゲートに直接与えるようにし、主スイッチング素子Ｑのオン期間中に、変圧器Ｔの制御巻線Ｎ３に誘起される電圧から得た電流によって、前記起動コンデンサＣ５ａを充電するようにしたことである。
【００５４】
前記電流制限抵抗Ｒ６ａと起動コンデンサＣ５ａとの直列回路は、主スイッチング素子Ｑのオフ時に制御トランジスタＴＲ２によって短絡されることになるけれども、前記起動コンデンサＣ５ａは主スイッチング素子Ｑのオン期間中に制御巻線Ｎ３に誘起される電圧から得た電流によっても充電されているので、前記電流制限抵抗Ｒ６ａの抵抗値が或る程度大きければ、前記定常発振状態となるまで、主スイッチング素子Ｑのオン駆動を繰返すことができる。
【００５５】
図６に、図１で示すスイッチング電源装置１１の起動コンデンサＣ５の端子電圧の模式図を示し、図７に、このスイッチング電源装置２１における起動コンデンサＣ５ａの端子電圧の模式図を示す。スイッチングを開始する前は、前記起動コンデンサＣ５，Ｃ５ａの端子電圧は共に上昇してゆく。スイッチングすると、起動コンデンサＣ５，Ｃ５ａの電荷は主スイッチング素子Ｑのゲートに流れ込む。また、スイッチング後に制御巻線Ｎ３に誘起された電圧による電流は、ダイオードＤ２で阻止され、これによって起動コンデンサＣ５では、図６で示すように端子電圧は自然放電によって低下してゆく。これに対して、起動コンデンサＣ５ａでは、前記主スイッチング素子Ｑのゲートに流れ込む電流よりも、制御巻線Ｎ３に誘起された電圧で充電される電流量の方が多くなり、図７で示すように端子電圧は上昇してゆく。
【００５６】
したがって、このスイッチング電源装置２１では、起動コンデンサＣ５ａの容量を、スイッチング電源装置１１の起動コンデンサＣ５よりも小さくすることができ、電源装置の小型化、低コスト化の点で有利である。また、同様の理由によって、起動抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗値をスイッチング電源装置１１より大きく設定することができ、該起動抵抗Ｒ１，Ｒ２での消費電力をより低減することができる。
【００５７】
一方、前記スイッチング電源装置１１では、起動後或る程度の期間が経過すると、前記起動コンデンサＣ５に蓄えられた電荷がゼロに近付いてゆくので、出力端短絡時の短絡電流を抑えることができる。
【００５８】
【発明の効果】
本発明のスイッチング電源装置は、以上のように、リンギングチョークコンバータ方式のスイッチング電源装置において、電源投入時に直流電源電圧を主スイッチング素子の制御端子に与え、オン閾値電圧以上となることで前記主スイッチング素子をオンさせ、スイッチング動作を起動させる起動回路に関連して、該起動回路で得られた起動電圧を保持する保持手段を設ける。
【００５９】
それゆえ、一旦上昇した起動電圧を保持手段で保持して、定常発振までの主スイッチング素子の制御端子への電流供給を、前記起動回路だけに頼らず、保持手段からも行い、発振を継続させるので、低電源電圧や重負荷でも容易に起動するようになり、起動特性を向上することができる。
【００６０】
また、主スイッチング素子のオフ時に殆どＧＮＤ電位となっている主スイッチング素子の制御端子の電位を、起動回路からの電流だけで立ち上げるには、該起動回路の抵抗値が小さくなり、該起動回路での消費電力が大きくなるのに対して、前記のように一旦上昇した起動電圧を保持手段で保持しておくことで、前記起動回路の抵抗値を大きくし、低消費電力化を図ることができるとともに、２次側短絡時の短絡電流も抑えることができる。
【００６１】
また、本発明のスイッチング電源装置は、以上のように、前記保持手段を、前記起動回路からの電流で充電される起動コンデンサと、前記起動コンデンサの充放電電流を制限する電流制限抵抗と、前記起動コンデンサの充電電圧を前記電流制限抵抗と起動回路との接続点から取出し、主スイッチング素子の制御端子に与える逆流防止用のダイオードとを備えて構成し、前記起動コンデンサおよび電流制限抵抗の時定数を、スイッチング周期の時間単位では前記起動コンデンサの充電電圧が変動しない大きさに設定する。
【００６２】
それゆえ、従来の起動回路に、上記のような僅かな部品を追加するだけで、確実な起動および低消費電力化を実現することができる保持手段を具体的に構成することができる。
【００６３】
さらにまた、本発明のスイッチング電源装置は、以上のように、前記保持手段を、前記起動回路からの電流で充電される起動コンデンサと、前記起動コンデンサの充放電電流を制限する電流制限抵抗とを備えて構成し、前記起動コンデンサの充電電圧を前記電流制限抵抗と起動回路との接続点から主スイッチング素子の制御端子に与えることで、主スイッチング素子のオン期間中に変圧器の制御巻線に誘起される電圧から得た電流によって前記起動コンデンサを充電する。
【００６４】
それゆえ、従来の起動回路に、上記のような僅かな部品を追加するだけで、確実な起動および低消費電力化を実現することができる保持手段を具体的に構成することができるとともに、前記起動コンデンサをむやみに大きな容量にする必要はなく、コンパクトに実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の一形態のスイッチング電源装置の電気回路図である。
【図２】図１で示すスイッチング電源装置における初期発振状態の各部の波形を模式的に示した図である。
【図３】図１で示すスイッチング電源装置における初期発振状態の各部の波形を示す図である。
【図４】ＲＣＣ方式のスイッチング電源装置の変圧器の２次側電流波形の模式図である。
【図５】本発明の実施の他の形態のスイッチング電源装置の電気回路図である。
【図６】図１で示すスイッチング電源装置における起動コンデンサの端子電圧の模式図である。
【図７】図５で示すスイッチング電源装置における起動コンデンサの端子電圧の模式図である。
【図８】ＲＣＣ方式の典型的な従来技術のスイッチング電源装置の電気回路図である。
【図９】図８で示すスイッチング電源装置における初期発振状態の各部の波形を示す図である。
【図１０】図９を模式的に示した図である。
【図１１】前記初期発振状態の主スイッチング素子のゲート電圧波形を拡大した図である。
【符号の説明】
１１，２１ スイッチング電源装置
１２ 制御回路
１５ 起動回路
１８ 電圧検出回路
１９，２９ 保持回路（保持手段）
Ｃ１ 直流カット用コンデンサ
Ｃ２ コンデンサ
Ｃ３ 平滑コンデンサ
Ｃ４ 寄生容量
Ｃ５，Ｃ５ａ 起動コンデンサ
Ｄ１ ダイオード
Ｄ２ 逆流防止用のダイオード
Ｎ１ １次巻線
Ｎ２ ２次巻線
Ｎ３ 制御巻線
ＰＣ フォトカプラ
Ｑ 主スイッチング素子
Ｒ１， Ｒ２，Ｒ３ 起動抵抗
Ｒ４ バイアス抵抗
Ｒ５ 抵抗
Ｒ６，Ｒ６ａ 電流制限抵抗
Ｔ 変圧器
ＴＲ１ フォトトランジスタ
ＴＲ２ 制御トランジスタ
Claims (3)
- リンギングチョークコンバータ方式のスイッチング電源装置において、
起動回路に関連して、前記起動回路で得られた起動電圧を保持する保持手段を設けることを特徴とするスイッチング電源装置。 - 前記保持手段は、
前記起動回路からの電流で充電される起動コンデンサと、
前記起動コンデンサの充放電電流を制限する電流制限抵抗と、
前記起動コンデンサの充電電圧を前記電流制限抵抗と起動回路との接続点から取出し、主スイッチング素子の制御端子に与える逆流防止用のダイオードとを備えて構成され、
前記起動コンデンサおよび電流制限抵抗の時定数が、スイッチング周期の時間単位では前記起動コンデンサの充電電圧が変動しない大きさに設定されることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。 - 前記保持手段は、
前記起動回路からの電流で充電される起動コンデンサと、
前記起動コンデンサの充放電電流を制限する電流制限抵抗とを備えて構成され、
前記起動コンデンサの充電電圧を前記電流制限抵抗と起動回路との接続点から主スイッチング素子の制御端子に与えることで、主スイッチング素子のオン期間中に変圧器の制御巻線に誘起される電圧から得た電流によって前記起動コンデンサを充電することを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002357039A JP2004194387A (ja) | 2002-12-09 | 2002-12-09 | スイッチング電源装置 |
| US10/701,564 US6909618B2 (en) | 2002-12-09 | 2003-11-06 | Switching power supply |
| CNB2003101225748A CN100533934C (zh) | 2002-12-09 | 2003-12-09 | 开关电源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002357039A JP2004194387A (ja) | 2002-12-09 | 2002-12-09 | スイッチング電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2004194387A true JP2004194387A (ja) | 2004-07-08 |
Family
ID=32463422
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002357039A Pending JP2004194387A (ja) | 2002-12-09 | 2002-12-09 | スイッチング電源装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6909618B2 (ja) |
| JP (1) | JP2004194387A (ja) |
| CN (1) | CN100533934C (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9030845B2 (en) | 2010-11-05 | 2015-05-12 | Brother Kogyo Kabushiki Kaisha | Power supply system and image forming apparatus |
Families Citing this family (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101091923B1 (ko) * | 2005-03-02 | 2011-12-08 | 페어차일드코리아반도체 주식회사 | 스위칭 모드 파워 서플라이 및 그 바이어스 전압 생성 방법 |
| JP5268615B2 (ja) | 2008-12-15 | 2013-08-21 | キヤノン株式会社 | 電源装置および画像形成装置 |
| DE102009060346A1 (de) * | 2009-12-24 | 2011-06-30 | Merten GmbH & Co. KG, 51674 | Elektrische Schaltung zum Schalten und/oder Dimmen von Lasten |
| JP5683241B2 (ja) * | 2010-12-06 | 2015-03-11 | キヤノン株式会社 | スイッチング電源装置及び画像形成装置 |
| JP5780428B2 (ja) * | 2011-09-20 | 2015-09-16 | 東芝ライテック株式会社 | スイッチング電源および照明装置 |
| US9431392B2 (en) * | 2013-03-15 | 2016-08-30 | Infineon Technologies Austria Ag | Electronic circuit having adjustable transistor device |
| US9810755B2 (en) | 2013-12-16 | 2017-11-07 | General Electric Company | System and method for energizing a superconducting magnet |
| JP6987645B2 (ja) * | 2018-01-05 | 2022-01-05 | 東芝テック株式会社 | 電力変換装置及び画像形成装置 |
| CN110365262A (zh) * | 2019-07-29 | 2019-10-22 | 惠州市威德盛科技有限公司 | 电机控制电路及泳池清洗机电源 |
| US11716015B2 (en) * | 2021-02-11 | 2023-08-01 | Rockwell Automation Technologies, Inc. | Low quiescent current startup circuit |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH1146480A (ja) | 1997-07-28 | 1999-02-16 | Cosel Usa Inc | スイッチング電源装置 |
| US6178100B1 (en) * | 1998-02-24 | 2001-01-23 | Sharp Kabushiki Kaisha | Switching power source |
| JP2000333448A (ja) | 1999-05-17 | 2000-11-30 | Sanken Electric Co Ltd | スイッチング電源装置 |
| KR100712749B1 (ko) * | 2000-02-04 | 2007-05-02 | 코닌클리즈케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이. | Ｄｃ/ｄｃ 변환 회로 |
-
2002
- 2002-12-09 JP JP2002357039A patent/JP2004194387A/ja active Pending
-
2003
- 2003-11-06 US US10/701,564 patent/US6909618B2/en not_active Expired - Fee Related
- 2003-12-09 CN CNB2003101225748A patent/CN100533934C/zh not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9030845B2 (en) | 2010-11-05 | 2015-05-12 | Brother Kogyo Kabushiki Kaisha | Power supply system and image forming apparatus |
| US9658681B2 (en) | 2010-11-05 | 2017-05-23 | Brother Kogyo Kabushiki Kaisha | Power supply system and image forming apparatus |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US20040109334A1 (en) | 2004-06-10 |
| CN100533934C (zh) | 2009-08-26 |
| CN1507142A (zh) | 2004-06-23 |
| US6909618B2 (en) | 2005-06-21 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6788556B2 (en) | Switching power source device | |
| EP2312736B1 (en) | Self-Excited Switching Power Supply Circuit | |
| JP3760379B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP2000350449A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP3492882B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP2004194387A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP2007336726A (ja) | 電源装置及びこれを備えた電気機器 | |
| US20120230063A1 (en) | Self-excited switching power supply circuit | |
| JP5408161B2 (ja) | 自励式スイッチング電源回路 | |
| JP3691498B2 (ja) | 自励式スイッチング電源回路 | |
| JP3613731B2 (ja) | 無負荷時省電力電源装置 | |
| US10897192B1 (en) | Scheme to reduce static power consumption in analog controller based power converters requiring an external high voltage startup circuit | |
| JP4329113B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP4069627B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP4484006B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP3198831B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP2000324823A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP2001037219A (ja) | 電源装置及びその制御方法 | |
| JP3392769B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP3271948B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP3570270B2 (ja) | 電源装置 | |
| JP3506216B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP2000262056A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP2003111298A (ja) | 給電器 | |
| JP2002119049A (ja) | スイッチング電源装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20050525 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20070312 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20070410 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20070807 |