CN100533934C - 开关电源装置 - Google Patents

Abstract

本发明揭示一种开关电源装置，设置保持电路，该保持电路与在电源接通时将直流电源电压供给主开关元件的栅极、并使开关动作起动的起动电路有关，保持该起动电路所得的起动电压。因此，以往的技术中，如在电源电压低、或负载重的状态下起动，则不能建立次级输出电压，由此冲击脉冲的波峰值不能达到导通阈值电压，产生起动不良的现象，而与此相反，本发明中，使栅极电位迅速从关闭驱动上升，并再次导通，反复以上动作，能顺利地向稳定振荡状态转移。据此起动电路的起动电阻不减小，即使电源电压低、负载重也容易起动，能提高起动特性提高并指望降低电耗。

Description

开关电源装置

技术领域

本发明涉及冲击线圈变换器(RCC：Ringing choke converter)方式的开关电源装置。

背景技术

所谓RCC方式系指这样一种变换器，它是在线圈中蓄能，再将所蓄能量释放产生电压振荡能，然后将产生的电压振荡能进行整流供给负载，并反复上述动作。

所述RCC方式的开关电源装置，是在主开关元件的导通期间将励磁能量储存在变压器内，并且，由变压器控制绕组的感应电压得到的电流及来自次级的反馈电流对电容器充电。而充电后的电压一达到规定电压，控制开关元件就驱动前述主开关元件的控制端子使其关闭。再有，在其关闭期间，储存在前述变压器内的励磁能量向次级输出，在输出结束后，将变压器控制绕组中产生的冲击脉冲反馈给前述主开关元件的控制端子，再度驱动该主开关元件使其导通，从而进行稳定振荡。

而且，负载越重，前述关闭期间及导通时间能自动延长，即开关频率降低，将次级输出电压维持在规定的稳定电压上。因而，可以不需要PWM方式开关电源装置那样复杂的控制电路，而且在使该控制电路动作时，也不需要产生成为脉宽基准的电压用的电源电路。因此，RCC方式的电源装置制作成本低，能得到广泛的应用。

还有，作为有关RCC方式开关电源装置中的领先技术，有日本国公开专利公报“特开2000-333448(公开日：2000年11月30日)”及日本国公开专利公报“特开平11-46480(公开日：1999年2月16日)”所揭示的技术。

图8是典型的已有技术的RCC方式开关电源装置1的电路图。该开关电源装置1大致的构成为，变压器t的初级绕组n1与主开关元件q串联连接，前述变压器t的控制绕组n3的输出通过控制电路2反馈给该主开关元件q，使其持续振荡。

利用图中未示出的电源电路将市电整流后得到的直流电流或来自电池的直流电流，在输入端P1、P2间输入，直流电源电压在高电平侧的电源线3和低电平侧的电源线4之间输出。

前述电源线3、4之间，连接着前述变压器t的初级绕组n1和主开关元件q的串联电路。所述主开关元件q例如用双极型晶体管或场效应管等来实现，图8的例中使用的是场效应管。前述电源线3、4之间通过起动电路5与控制电路2连接。

前述起动电路5由两级起动电阻r1、r2构成，使得在各电路元器件的短路及开路试验时，即使短路也不会将试验用高电压直接加在控制电路2上。

若电源接通，即直流电源电压加在输入端P1、P2之间，则主开关元件q内的结电容及隔直流电容c1开始充电。充电速度取决于前述起动电阻r1、r2和控制电路2内的起动电阻r3的分压值、主开关元件q内的结电容、及隔直流电容c1的电容量。由此，主开关元件q的栅极电位开始上升。再有，前述栅极电位一达到导通阈值电位，例如3V及3V以上，则该主开关元件q导通。由此，在图8中，朝上方向的电压加在初级绕组n1上，储存励磁能量。

在前述主开关元件q导通时，在前述变压器t的控制绕组n3中感应出图8中的朝上方向的电压。还由于该感应电压的作用，通过偏置电阻r4及前述隔直流电容c1，向主开关元件q的栅极供给电流。由此，主开关元件q维持导通状态。

另外，前述主开关元件q导通时，控制绕组n3感应的朝上方向的电压产生的电流，通过前述控制电路2的光电耦合器件pc的光电晶体管tr1，供给电容器c2的一端，该电容器c2的另一端与连接前述低电平的电源线4连接。因而，该电容器c2以前述朝上方向的电压充电，次级输出电压越高，通过光电晶体管tr1的充电电流越大，该电容器c2的端电压就迅速上升。

前述电容器c2的端电压加在位于主开关元件q的栅—源极间的控制晶体管tr2的基极上，该端电压一达到控制晶体管tr2的导通阈值电压，例如0.6V及0.6V以上，则该控制晶体管tr2导通。由此，主开关元件q的栅极电位急速下降，驱动该主开关元件q使其关闭。

因而，次级输出电压越高，即越是轻负载，则电容器c2的端电压上升就越快，驱动主开关元件q迅速关闭。还通过电阻r5将控制绕组3感应的电流供给前述电容器c2。电阻r5与电容器c2的串联电路和控制绕组n3并联连接，构成过电流保护电路。利用这一过电流保护电路，即使次级产生短路等，主开关元件q的导通期间也被限制在规定的时间内，以图能保护该主开关元件q。

另外，主开关元件q关闭，在控制绕组n3中感应出沿图8的朝下方向的电压。由于该感应电压的作用，在前述电容器c2和电阻r5的串联电路中流过电流，在该电容器c2中累积的电荷减少，为主开关元件q以后的导通动作做准备。

另一方面，从主开关元件q刚关闭后，就开始向次级绕组n2输出储存在变压器t中的励磁能量。而且，该次级绕组n2中感应出的直流电流，通过二极管d1给于滤波电容器c3，经该滤波电容器c3滤波后，通过输出电源线6、7，从输出端P3、P4向图中未示出的负载电路输出。

另外，电压检测电路8位于前述输出电源线6、7之间。该电压检测电路8由分压电阻及光电耦合器件(未图示)等构成，该光电耦合器件的发光二极管以与所述输出电压对应的辉度发光驱动，利用这一发光驱动，通过前述光电晶体管tr1，把前述输出电压反馈给初级的控制电路2。

这样，变压器t中储存的励磁能量一旦全部从次级绕组n2释放，则储存在初级绕组n1具有的寄生电容c4中的能量从该初级绕组n1释放，寄生电容c4和该初级绕组n1之间产生电谐振(冲击)。

而且，由上述冲击产生的冲击脉冲传递给与初级绕组n1磁耦合的控制绕组n3，通过偏置电阻r4及隔直流电容c1，提供给主开关元件q的栅极。提供给前述主开关元件q的栅极的冲击脉冲这样设定，使得在稳定振荡的状态下，大于该主开关元件q的导通阈值电压，由此该主开关元件q导通。这样，继续驱动主开关元件q使其导通/关闭，开关电源装置1就从初始振荡状态转入稳定振荡状态。

上述构成的RCC方式开关电源装置1中，该开关电源装置1起动时，首先取决于起动电阻r1、r2供给的电流的初始振荡状态要存在一定时间。此后，转入自主的稳定振荡状态。

但，由于起动时的直流电源电压或负载状态，也有时会产生一些异常的情况，如从前述的初始振荡状态稳在不转入稳定振荡动作的状态，产生起动不良的现象。

尤其是直流电源电压低，或在负载重的状态下起动，不能建立次级的输出电压。因此，前述冲击脉冲的波峰值不能达到前述导通阈值电压(前述冲击脉冲产生假振荡)，直至起动电阻r1、r2得到的电压再次大于等于前述导通阈值电压之前，主开关元件q一直不导通，稳在这一状态，变成起动不良。现利用图9～图11对该情形详细说明。

图9为表示前述初始振荡状态的各部分的波形图，图10为其示意图。Vds表示源极连接GND电位的主开关元件q的漏极电极波形，Is表示次级绕组n2释放的电流波形，Vgs表示主开关元件q的栅极电压波形。

另外，图11是前述初始振荡状态的主开关元件q的栅极电压波形的放大图。在用参考符号W1表示的来自次级绕组n2的电流释放期间结束时，虽然在与初级绕组n1磁耦合的控制绕组n3中出现在寄生电容c4和初级绕组n1之间产生的前述冲击脉冲，但该冲击脉冲相当于用参考符号a表示的峰值。

用参考符号W2表示的期间，是利用由起动电阻r1、r2供给的电流对主开关元件q内的结电容及电容器c1充电、而主开关元件q的栅极电位缓慢上升的期间。用参考符号W3表示的期间的峰值所表示的状态是，由于主开关元件q的栅极电位变成大于导通阈值电压，而该主开关元件q导通，从而电流流入初级绕组n1，在控制绕组n3中感应出图8的朝上的电压。该控制绕组n3中感应出的电压如前所述，通过偏置电阻r4及隔直流电容c1供给主开关元件q的栅极，由此主开关元件q维持导通状态。

用参考符号a表示的冲击脉冲的波峰值，在电源起动的初始阶段，因为次级没有建立输出电压，所以低于用参考符号Vth表示的主开关元件q的导通阈值电压。于是，利用这一冲击脉冲，主开关元件q不导通。这时，利用从起动电阻r1、r2供给的电流对前述主开关元件8内的结电容及电容器c1充电，再进一步使栅极电位上升，因而，为了使参考符号a表示的冲击脉冲波高值大于导通阈值电压，需要用前述参考符号W2表示的期间。

经过用参考符号W2表示的期间后，随着次级侧输出电压的上升，前述冲击电压的波峰值慢慢增大，不久就大于前述导通阈值电压Vth。此时，就不再需要来自起动电阻r1、r2的电流的帮助，仅靠冲击脉冲就使主开关元件q变成导通状态，直至稳定振荡状态。但是，如前所述，在直流电源电压低、或负载重时，不能建立次级侧的输出电压，用前述参考符号a所示的冲击脉冲的波峰值一直稳在不到前述导通阈值电压Vth的状态，就变成前述起动不良的情形。

所以，作为改善这种起动不良的方法，通常是将起动电阻r1、r2的阻值设小，使来自该起动电阻r1、r2的电流值增大。由此，缩短主开关元件q的栅极电位升至导通阈值电位的等待期间(即参照符号W2的期间)，相对增加每一单位时间里的导通/关闭次数，通过这样使得容易建立前述次级侧输出电压。

可是，使前述起动电阻r1、r2的阻值减小产生的问题是，会招致该起动电阻上消耗的功率增大，特别是轻负载时变换效率显著恶化。

发明内容

本发明之目的在于能提供一种冲击线圈变换器方式的开关电源装置，以求提高起动特性，并且亦能降低电耗。

本发明的开关电源装置是一种冲击线圈变换器方式的开关电源装置，其特征在于，设置与起动电路有关的、保持用所述起动电路得到的起动电压的保持电路，所述保持电路的时间常数这样设定，使得在开关周期的单位时间中所述保持电路保持的电压近似一定。

根据上述构成的冲击线圈变换器方式的开关电源装置，主开关元件导通期间中，励磁能量储存在变压器内。然后，利用变压器的控制绕组感应的电压而得到的电流及次级侧来的反馈电流，对电容器充电。再有，该充电电压一成为规定电压，则控制开关元件就驱动前述主开关元件的控制端子使其关闭，在该关闭期间，向次级侧输出储存在前述变压器内的励磁能量。然后，输出结束后，将变压器的控制绕组中产生的冲击脉冲反馈给前述主开关元件的控制端子，再次驱动该主开关元件使其导通，通过这样使其进行稳定振荡。

在这样构成的开关电源装置中，还设置起动电路，用于在电源接通时，将直流电源电压加在前述主开关元件的控制端子上，变成大于导通阈值电压，通过这样使前述主开关元件导通，从而使开关动作起动。这里，本发明中，设置与该起动电路有关的、保持用该起动电路所得的起动电压的保持电路。

在以往，特别是在直流电源电压低、或负载重的状态下起动，则不能建立次级的输出电压，因此前述冲击脉冲的波峰值不能前述导通阈值电压(前述冲击脉冲产生假振荡)，直到起动电路得到的电压再次大于导通阈值电压之前，主开关元件一直不导通，产生起动不良的现象。相反，采用本发明，通过在保持电路保持一旦上升的起动电压，使主开关元件控制端子的电位迅速从控制开关元件进行的关闭驱动上升，并再度使该主开关元件导通，反复上述动作，则能顺利地转入前述稳定振荡状态。

这样不仅依靠前述起动电路，还从保持电路向主开关元件的控制端子供给电流直至稳定振荡，通过使其继续振荡，从而在低电压、重负载的情形下也就能容易地起动，提高起动特性。

此外，在主开关元件关闭时，仅靠来自起动电路的电流使几乎变成GND电位的主开关元件控制端子的电位上升时，该起动电路的电阻值变小，在该起动电路上的电耗就增大。相反，本发明中，如前所述，通过用保持电路保持一旦上升的起动电压，从而能加大前述起动电路的电阻值，以求能降低电耗。还有，次级短路时，也能抑制短路电流。

本发明的开关电源装置是一种利用驱动主开关元件导通/关闭而使输出电压达到目标值的冲击线圈变换器方式的开关电源装置，包括保持电路，用于保持起动电路所得的起动电压，并且在驱动前述主开关元件使其关闭后，对上述主开关元件供给进行导通驱动用的电流，所述保持电路的时间常数这样设定，使得在开关周期的单位时间中所述保持电路保持的电压近似一定。

根据上述的构成，保持电路保持着用对主开关元件供给起动电压的起动电路得到的起动电压。还有，所述保持电路在驱动前述的主开关元件使其关闭后，对上述主开关元件供给进行导通驱动用的电流。由此，在驱动前述主开关元件使其关闭后，为进行导通驱动，不仅从前述起动电路、而且还能从前述保持电路供给所需的电流。于是，使主开并元件控制端子的电位迅速从控制开关元件进行的关闭驱动上升。而且，通过使该主开关元件再次导通，反复上述动作，从而能顺利而迅速转入前述稳定振荡状态。

本发明其它的目的、特征及优点通过以下的叙述将会充分理解。另外，本发明之长处，参照附图及以后的说明，也将会明了。

附图说明

图1为本发明一实施形态的开关电源装置的电路图。

图2为表示图1的开关电源装置在初始振荡状态的各部分电流波形的曲线图。

图3为表示图1的开关电源装置在初始振荡状态的各部分电流波形的曲线图。

图4为RCC方式开关电源装置的变压器次级电流波形示意图。

图5为本发明其它实施形态的开关电源装置的电路图。

图6为表示在图1的开关电源装置中起动电容器端电压随时间而变化的曲线。

图7为表示在图5的开关电源装置中起动电容器端电压随时间而变化的曲线。

图8为典型的以往技术的RCC方式开关电源装置的电路图。

图9为表示图8的开关电源装置在初始振荡状态的各部分电流波形图。

图10为表示图8的开关电源装置在初始振荡状态的各部分电流波形图。

图11为将图8的开关电源装置中初始振荡状态的主开关装置的栅极电压波形放大后的波形图。

具体实施方式

参照图1至图4说明本发明的一实施形态，其内容如下所述。

图1为本发明一实施形态的开关电源装置11的电路图。该开关电源装置11大致的构成为，主开关元件Q和变压器T的初始级绕组N1串联连接，通过控制电路12，将前述变压器T的控制绕组N3的输出反馈给主开关元件Q，使其持续振荡。

由图中未示出的电源电路将市电整流后所得的直流电流或来自电池的直流电流，在输入端P1、P2间输入，直流电源电压在高电平侧的电源线13和低电平侧的电源线14之间输出。在前述电源线13、14之间，如前所述，连接变压器T的初级绕组N1和主开关元件Q的串联电路。

前述主开关元件Q例如用双极型晶体管或场效应管等来实现，在图1的例中，用的是场效应管。在前述电源线13、14之间，还通过起动电路15连接有前述控制电路12。

前述起动电路15由两个起动电阻R1、R2构成，在各电路元器件进行短路·开路试验时，即使短路也不会试验用高压将直接加在控制电路12上。

若电源接通，即直流电源电压加在输入端子P1、P2之间，则主开关元件Q内的结电容及隔直流电容器c1开始充电。充电速度取决于前述起动电阻R1、R2和控制电路12内的起动电阻R3的分压值、主开关元件Q内的结电容、及隔直流电容器c1的电容量。由此，主开关元件Q的栅极电位开始上升。前述栅极电位一达到导通阈值电压，例如3V及3V以上，则该主开关元件Q导通。由此，在图1中，朝上方向的电压加在初级绕组N1上，储存励磁能量。

在前述主开关元件Q导通时，前述变压器T的控制绕组N3中感应出图1中的朝上方向的电压。然后，由于该感应电压的作用，通过偏置电阻R4及前述的隔直流电容器c1，电流从控制绕组N3流入主开关元件Q的栅极。据此，主开关元件Q维持导通状态。

另外，前述主开关元件Q导通时，由控制绕组N3中感应出的朝上方向的电压所得到电流，通过前述控制电路12的光电耦合器件PC的光电晶体管TR1，供给电容器c2(控制用电容器)的一端。另外，该电容器c2的另一端与前述低电平电源线14连接。因此，该电容器c2以前述朝上方向的正极性电压充电，次级输出电压越高，通过光电晶体管TR1的充电电流越大，该电容器c2的端电压就迅速上升。

再有，前述电容器c2的端电压加在位于主开关元件Q的栅极一源极间的控制晶体管TR2(控制开关元件)的基极上。这里，该端电压一大于控制晶体管TR2的导通阈值电压，例如0.6V或0.6V以上，则该控制晶体管TR2导通，由此，主开关元件Q的栅极电位急速降低，驱动该主开关元件Q使其关闭。

因此，次级输出电压越高，即越是轻负载，则电容器c2的端电压上升越快，迅速驱动主开关元件Q使其关闭。

对前述电容器c2还通过电阻R5供给用控制绕组N3感应出的电流。该电阻R5及电容器c2的串联电路和控制绕组N3并联连接，构成过电流保护电路。利用该过电流保护电路，即使次级产生短路等情况，也能将主开关元件Q的导通期间限制在规定的期间内，以图能保护主开关元件Q。

另外，主开关元件Q一关闭，控制绕组N3中感应出图1中的朝下方向的电压。由于该感应电压的作用，电流流过前述电容器c2和电阻R5的串联电路，该电容器c2中储存的电荷减少，为主开关元件Q进行以下的导通动作做准备。

另一方面，从主开关元件Q刚关闭后，变压器T中储存的励磁能量就开始向次级绕组N2输出，在次级绕组N2中感应出直流电流。而且，该次级绕组N2中感应出的直流电流通过二极管D1供给滤波电容器c3，用该滤波电容器c3滤波后，通过输出电源线16、17，从输出端子P3、P4向图中未示出的负载电路输出。

另外，电压检测电路18位于前述的输出电源线16、17之间，该电压检测电路18由分压电阻、光电耦合器件(未图示)等构成，该光电耦合器件的发光二极管以与前述输出电压对应的辉度发光驱动。然后，利用该发光驱动，前述输出电压的值通过前述光电晶体管TR1，反馈给初级的控制电路12。

这样，变压器T储存的励磁能量一旦全部从次级绕组N2释放，则初级绕组N1具有的寄生电容c4中储存的能量就从该初级绕组N1释放，寄生电容c4和该初级绕组N1之间产生电谐振(冲击)。该电谐振产生的冲击脉冲传递给与初级绕组N1磁耦合的控制绕组N3，通过偏置电阻R4及隔直流电容器c1，供给主开关元件Q的栅极。供给前述主开关元件Q的栅极的冲击脉冲设定成在稳定振荡状态下，大于该主开关元件Q的导通阈值电压，由此该主开关元件Q导通。

这样，继续驱动主开关元件Q使其导通/关闭，开关电源装置11就从初始振荡状态转移到稳定振荡状态。

应注意这一点，即在该开关电源装置11中，设置与前述起动电路15有关的、保持该起动电路15得到的起动电压的保持电路19。前述保持电路19包括起动电容器C5、限流电阻R6、及防止倒流用二极管D2。

起动电容器C5是利用来自前述起动电路15的电流充电的储存电容。限流电阻R6是限制前述起动电容C5的充放电电流的电阻，连接在起动电容器C5和起动电路15之间。

防止倒流用二极管D2用于从前述限流电阻R6和起动电路15的连接点取出前述起动电容器C5的充电电压，提供给主开关元件Q的栅极。还有，防止倒流用二极管D2的正极与前述连接点连接，负极与前述主开关元件Q的栅极连接。

另外，前述起动电容器C5及限流电阻R6的时间常数这样设定，使其相对于在开关周期的时间单位中前述起动电容器C5的充电电压不变动所需要的时间要足够大。

例如，前述稳定振荡状态下的开关频率为55kHz，因此前述开关周期为18.2μsec。与此相对应，前述起动电容器C5的容量为1μF，前述限流电阻R6的阻值为2.2kΩ，因此，时间常数为2200μsec，约为上述开关周期的100倍。

因而，电源一接通，起动电阻R1、R2供给的电流就对前述主开关元件Q的结电容及隔直流电容器c1充电，并且对该保持电路19内的起动电容器C5充电。然后，在主开关元件Q从导通变成关闭时，该主开关元件Q的栅极电位降低，储存在前述起动电容器C5中的电荷虽也从限流电阻R6通过防止倒流用二极管D2放电，但如前所述，该起动电容器C5及限流电阻R6的时间常数相对于开关周期设定得足够大，所以，与图8的构成相比，起动电容器C5的充电电荷的变化量少。特别是按照开关周期的时间单位的数量级来说，该起动电容器C5的充电电压几乎不变。

因此，在没有保持电路19的图8所示的以往技术的情况下，如图10的Vgs所示，下一次的振荡动作仅靠通过起动电阻r1、r2向主开关元件q的栅极供给电荷的电流来进行。所以，在前述图11中用参考符号W2表示的充电期间变长。

相反，在追加了保持电路19后的本实施形态的构成中，如图2的Vgs所示，向主开关元件Q的栅极供给电荷不仅由通过起动电阻R1、R2的电流来进行，而且还由来自起动电容器C5的电流来进行。所谓该来自起动电容器C5的电流是利用在起动电容器C5中保留的上一次充电的电荷而产生的电流。由此，在变压器T的次级绕组N2的电流释放一结束，主开关元件Q的栅级电位就上升，另外其上升也快，比以往的技术能更早到达此后的导通阈值电压Vth。这样，初始振荡状态中的主开关元件Q的关闭期间缩短。所以，与以往技术相比，能尽早到达次级输出电压的目标电平。

图3表示初始振荡状态的各部分的波形。图3的波形与图9的以往技术的波形相比，这两个图的时间轴即横轴的刻度均相同，但是每一单位时间内开关动作的次数格外多。这是由于本实施形态主开关元件Q的关闭期间比以往技术缩短的缘故。其结果，也就可以理解用参考符号Is表示的从次级绕组N2释放的电流三角波的斜边也迅速地变得越来越陡。

这里，如图4所示，在RCC方式开关电源中，前述次级绕组N2的电流Is的斜边的斜率，通常与该次级绕组N2中出现的回扫期间的电压Vs成正比。因此，如上所述，通过三角波的斜边变陡，从而可以说与以往的技术相比，利用本实施形态，能更快建立次级绕组N2的Vs电压。

如上所述，通过在保持电路19保持一旦上升的起动电压，能使主开关元件Q的栅极电位迅速从控制晶体管TR2进行的关闭驱动上升。由此，能使该主开关元件Q再度导通，反复上述动作，就能够顺利地转入稳定振荡状态。这样不仅依靠前述起动电阻R1、R2向主开关元件Q的栅极供给电流，而且还靠保持电路19来供给，使其持续振荡下去，直到稳定振荡，通过上述措施，即使在低电源电压、重负载时也能容易起动开关电源装置11。由此，能提高开关电源装置11的起动特性。

另外，将主开关元件Q关闭时几乎变成GND电位的该主开关元件Q的栅极电位在只用起动电阻R1、R2来的电流提升时，必须使该起动电阻R1、R2的阻值减小。这时，该起动电阻上的电耗变大。但，如本实施形态那样，通过用保持电路19保持一旦上升的起动电压，从而能增大前述起动电阻R1、R2的阻值，以求降低电耗，并且也能抑制次级短路时的短路电流。

再有，由于前述保持电路19由起动电容器C5、限流电阻R6、及防止倒流用二极管D2构成，所以相比以往的起动电路15，只要稍微增加点元器件就能实现。

还有，根据前述特开平11-46480号公报所述的开关电源装置，将起动电路连接及分开用的电路是必需的构成要素，但本实施形态的开关电源装置11中不需要这种将起动电路连接及分开的电路。因而，本实施形态的开关电源装置11与前述的特开平11-46480号公报所述的开关电源装置相比，元器件数量能减少，对降低成本更加有利。

此外，根据前述特开2000-333448所述的开关电源装置，从初级绕组得到起动电流的电路是必需的构成要素，但本实施形态的开关电源装置11中，不需要从初级绕组得到起动电流的电路。因而，本实施形态的开关电源装置11比前述特开2000-333448所述的开关电源装置的元器件数量能减少，对降低成本更加有利。

再有，根据前述特开2000-333448所述的开关电源装置，必须具备成为新的噪声源的整流滤波电路，而本实施形态的开关电源装置11中无需具备整流滤波电路。

对于本发明的其它实施形态，现参照附图5至7说明如下。

图5是本发明其它实施形态的开关电源装置21的电路图。该开关电源装置21与前述开关电源装置11相似，在对应的部分上标注相同的参考符号，其说明从略。

该开关电源装置21中，保持起动电压的保持电路29由用来自前述起动电路15的电流充电的起动电容器C5a、和限制前述起动电容器C5a的充放电电流的限流电阻R6a构成。再有，开关电源装置21中是这样构成，使得将前述起动电容器C5a的兖电电压从前述限流电阻R6和起动电路15的连接点，直接加在主开关元件Q的栅极上，在主开关元件Q的关闭期间中，利用变压器T的控制绕组N3中感应出的电压而得到的电流，对前述起动电容器C5a充电。

具体来说，前述限流电阻R6a接在起动电容器C5a和起动电路15之间。即起动电路15和前述限流电阻R6a和起动电容器C5a都串接。再有，前述限流电阻R6a和起动电路15的连接点与主开关元件Q的栅极连接。

这里，前述限流电阻R6a和起动电容器C5a的串联电路，在主开关元件Q关闭时，利用控制晶体管TR2短路。但前述起动电容器C5a在主开关元件Q的导通期间中，因为利用从控制绕组N3感应的电压而得到的电流也能充电，所以前述限流电阻R6a的阻值如大于某一程度，能一直反复驱动主开关元件Q使其导通，直到变成前述的稳定振荡状态。

图6中所示为表示图1所示开关电源装置11的起动电容器C5端电压的曲线图，图7中所示为该开关电源装置21中起动电容器C5a的端电压的曲线图。

开始开关动作前，前述起动电容器C5、C5a的端电压一起上升。一进行开关动作，起动电容器C5、C5a中的电荷就流入主开关元件Q的栅极。

这里，开关电源装置11中，开关动作后控制绕组N3中感应出的电压所产生的电流被二极管D2阻挡。因而，起动电容器C5的端电压如图6所示，通过自然放电而降低下去。相反，起动电容器C5a由于利用控制绕组N3感应的电压而充电的电流量比前述流入主开关元件Q的栅极的电流多，所以如图7所示端电压，上升。

因此，该开关电源装置21中，能使起动电容器C5a的电容量小于开关电源装置11的起动电容器C5，对于电源装置的小型化及降低成本有利。此外，依据同样的理由，能将起动电阻R1、R2的阻值设定得比开关电源装置11大，能更加减少该起动电阻R1、R2上的电耗。

另一方面，前述开关电源装置11中，起动后经过某一段期间，因蓄于前述起动电容器C5中的电荷接近零，所以能抑制输出端短路时的短路电流。

另外，本发明的开关电源装置中，其特征为所述保持装置由靠前述起动电路来的电流充电的起动电容器、限制前述起动电容器充放电电流的限流电阻、及从前述限流电阻和起动电路的连接点取出前述起动电容器的充电电压并供给主开关元件的控制端子的防止倒流用二极管构成，前述起动电容器及限流电阻的时间常数的大小设定为在开关周期的时间单位中使前述起动电容器的充电电压不变动。

根据上述的构成，与主开关元件控制端子连接的限流电阻和起动电容器的串联电路，在主开关元件关闭时，会通过控制开关元件而短路。但是，对于前述开关周期，因为设定的时间常数比在该开关周期的时间单位中使得前述起动电容器的充电电压不变动所需要的时间足够大，故在开关周期的时间单位中上述充电电压大致保持一定，能反复驱动主开关元件使其导通，直至成为前述稳定振荡状态。

因此，只要对以往的起动电路稍微增加点上述的元器件，就能具体地构成能实现可靠地起动和降低电耗的保持装置。

再有，本发明的开关电源装置中，其特征为前述保持装置由用前述起动电路的电流充电的起动电容器和限制前述起动电容器充放电电流的限流电阻构成，通过将前述起动电容器的充电电压从前述限流电阻和起动电路的连接点取出并供给主开关元件的控制端子，从而在主开关元件导通期间中，由变压器的控制绕组感应出的电压而得到的电流对前述起动电容器充电。

根据上述的构成，与主开关元件的控制端子连接的限流电阻和起动电阻的串联电路在主开关元件关闭时，虽通过控制开关元件而短路，但是由于前述起动电容器在主开关元件导通期间中，还利用从变压器的控制绕组感应出的电压而得到的电流进行充电，所以通过适当地设定前述限流电阻的限值，能反复驱动主开关元件使其导通，直至成为前述稳定振荡状态。

因此，仅在以往的起动电路中稍微增加点上述的元器件，就能具体构成能实现可靠地起动及降低电耗的保持装置，并且，前述起动电容器的电容量也不必过份大，能实现小型化。

本发明的详细说明项中所说明的具体实施形态或实施例，归根结底是为了便于了解本发明的技术内容，不应仅囿于上述具体例而作狭义的解释，在本发明的精神和以后所述的权利要求的范围内，可以作各种变更并实施。

Claims (9)

1.一种开关电源装置，是冲击线圈变换器方式的开关电源装置，

设置与起动电路有关的保持用所述起动电路得到的起动电压的保持电路，

其特征在于，

所述保持电路的时间常数这样设定，使得在开关周期的单位时间中所述保持电路保持的电压近似一定，其中，

所述保持电路的构成，包括：

用所述起动电路的电流充电的起动电容器、

限制所述起动电容器充放电电流的限流电阻、及

从所述限流电阻和起动电路的连接点取出所述起动电容器的充电电压并供给主开关元件的控制端子的防止倒流用二极管。

2.一种开关电源装置，是冲击线圈变换器方式的开关电源装置，

设置与起动电路有关的保持用所述起动电路得到的起动电压的保持电路，

其特征在于，

所述保持电路的时间常数这样设定，使得在开关周期的单位时间中所述保持电路保持的电压近似一定，其中，

所述保持电路的构成，包括：

用所述起动电路的电流充电的起动电容器、及

限制所述起动电容器充放电电流的限流电阻，

通过从所述限流电阻和起动电路的连接点将所述起动电容器的充电电压供给主开关元件的控制端子，从而在主开关元件导通期间，利用从变压器的控制绕组感应的电压而得到的电流，对所述起动电容器充电。

3.一种开关电源装置，是通过导通/关闭主开关元件使输出电压达到目标值的冲击线圈变换器方式的开关电源装置，

具有保持用起动电路得到的起动电压、并且关闭主开关元件后对所述主开关元件供给导通用的电流的保持电路，

其特征在于，

所述保持电路的时间常数这样设定，使得在开关周期的单位时间中所述保持电路保持的电压近似一定，其中，

所述保持电路，包括：

用所述起动电路的电流充电的起动电容器、及

限制所述起动电容器充放电电流的限流电阻。

4.如权利要求3所述的开关电源装置，其特征在于，

所述保持电路，包括

将所述起动电容器的充电电压从所述限流电阻和起动电路的连接点上取出后供给主开关元件的控制端子的防止倒流用二极管。

5.如权利要求3所述的开关电源装置，其特征在于，

通过从所述限流电阻和起动电路的连接点将所述起动电容器的充电电压供给主开关元件的控制端子，从而在主开关元件导通期间，利用变压器的控制绕组感应的电压而得到的电流，对所述起动电容器充电。

6.如权利要求所3至5中任何一项所述的开关电源装置，其特征在于，

具有由导通所述主开关元件来储存励磁能量、并且由关闭所述主开关元件而在次级释放所述励磁能量的变压器。

7.如权利要求3至5中任何一项所述的开关电源装置，其特征在于，包括

由导通所述主开关元件来充电、并且由关闭所述主开关元件来释放储存电压的控制用电容器、及

若所述控制用电容器的储存电压成为规定值、则关闭所述主开关元件的控制开关元件。

8.如权利要求3至5中任何一项所述的开关电源装置，其特征在于，

所述主开关元件是双极型晶体管。

9.如权利要求3至5中任何一项所述的开关电源装置，其特征在于，

所述主开关元件是场效应管。

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