CN1312833C - 直流电压变换电路 - Google Patents

直流电压变换电路 Download PDF

Info

Publication number
CN1312833C
CN1312833C CNB031063306A CN03106330A CN1312833C CN 1312833 C CN1312833 C CN 1312833C CN B031063306 A CNB031063306 A CN B031063306A CN 03106330 A CN03106330 A CN 03106330A CN 1312833 C CN1312833 C CN 1312833C
Authority
CN
China
Prior art keywords
transformer
switch element
current
voltage
oblique wave
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
CNB031063306A
Other languages
English (en)
Other versions
CN1442947A (zh
Inventor
市川知幸
太田真司
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Koito Manufacturing Co Ltd
Original Assignee
Koito Manufacturing Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Koito Manufacturing Co Ltd filed Critical Koito Manufacturing Co Ltd
Publication of CN1442947A publication Critical patent/CN1442947A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN1312833C publication Critical patent/CN1312833C/zh
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
    • H05B41/288—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices and specially adapted for lamps without preheating electrodes, e.g. for high-intensity discharge lamps, high-pressure mercury or sodium lamps or low-pressure sodium lamps
    • H05B41/2885—Static converters especially adapted therefor; Control thereof
    • H05B41/2886—Static converters especially adapted therefor; Control thereof comprising a controllable preconditioner, e.g. a booster
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B20/00—Energy efficient lighting technologies, e.g. halogen lamps or gas discharge lamps

Abstract

在反馈型结构的直流电压变换电路中，进行开关频率的高频化处理，同时提高电效率。进行控制，使得在构成直流电压变换电路(15)的变压器(10)的初级侧中设置的开关元件(11)成为导通期间，变压器(10)存储能量，在该开关元件截止期间将该能量从次级绕组(10s)输出，同时在将该能量从次级绕组(10s)全部输出结束的时刻，使开关元件(11)成为导通状态。因此，检测从变压器(10)的次级侧电流Is变为零的时刻至该变压器的初级侧Ip开始流入的时间，同时通过控制部件(16)来改变开关频率，使得该时间缩短。

Description

直流电压变换电路
技术领域
本发明涉及在反馈型的直流电压变换电路中提高电路效率、减低成本的技术。
背景技术
有关将直流输入电压变换成期望的直流电压的直流电压变换电路(所谓DC-DC变换器)，已知各种结构形态。
例如，在对放电灯(卤化金属灯等)的点火电路的应用中，作为用于将来自直流电源的直流输入电压变换成期望的直流电压的直流-直流变换电路，可列举反馈型的结构。即，配有以下结构：将半导体开关元件连接到变换用变压器的初级绕组侧并进行该元件的导通/截止控制，同时在变压器的次级侧设置整流二极管和平滑电容器。
就该反馈型电路的工作来说，例如在电流连续模式时，进行控制，使得在将变压器中存储的能量完全排放到该变压器的次级侧前，开关元件为导通状态(即，在变压器的次级侧电流变为零安培前，开关元件导通)。
但是，就电流连续模式而言，与电效率(输出功率与输入功率的比例)相关联，存在下述问题。
首先，在着眼于设置在变压器的次级侧的整流二极管的逆恢复时间中的电力损失时，在电流流入该二极管的期间中开关元件为导通状态，二极管为反偏置状态，所以在逆恢复时间中产生电力损失。而且，二极管的逆恢复时间中的损失的总量与开关频率成比例，所以在电流连续模式中，该频率越高，电力损失越大。
此外，在开关元件为导通状态的时刻，产生变压器的初级电流，所以产生该元件的开关损失。
发明内容
因此，本发明的课题是：在反馈型结构的直流电压变换电路中，进行开关频率的高频化处理，同时提高电效率，而且没有因此带来的成本显著上升。
本发明鉴于在反馈型结构的直流电压变换电路中，在进行控制，使得将变压器中存储的能量完全排放到该变压器的次级侧的时刻开关元件为导通状态的电流边界模式(即，变压器的次级侧电流变为零安培时开关元件导通)时，在整流二极管的电流变为零安培后开关元件变为导通状态，所以不产生逆恢复时间中的电力损失，而且，在开关频率比较高时(例如，几百千赫兹以上)，在电流边界模式中电效率最高的情况，为了解决上述课题，具有下述所示的结构。
配有用于控制的控制部件，使得在变压器初级侧设置的开关元件为导通状态期间变压器存储能量，在该开关元件截止状态期间将该能量从次级绕组输出，同时在将该能量从次级绕组完全输出结束的时刻使开关元件为导通状态。
检测从变压器的次级侧电流变为零的时刻至该变压器的初级侧电流开始流入的时间，同时通过控制部件来改变开关频率，使得该时间缩短。
本发明的直流电压变换电路，具有包括变压器和设置在其初级绕组的开关元件的反馈型的电路结构，配有进行控制的控制部件，使得在该开关元件为导通状态期间变压器存储能量，在该开关元件为截止状态期间将该能量从次级绕组输出，同时在该能量从次级绕组全部输出的时刻开关元件为导通状态。直流电压变换电路的控制部件检测从所述变压器的次级侧电流变为零的时刻至该变压器的初级侧电流开始流入的时间，同时改变开关频率，使得该时间缩短。
因此，根据本发明，控制开关频率而使得从变压器的次级侧电流变为零的时刻至该变压器的初级侧电流开始流入的时间接近零，所以可以实现电流边界模式中的驱动控制，而且，因此而不需要高速元件等。
附图说明
图1是表示放电灯点火电路的构成例的电路方框图。
图2是表示直流-直流变换电路的构成例的电路图。
图3是电流连续模式的说明图。
图4是电流边界模式的说明图。
图5是电流不连续模式的说明图。
图6是表示本发明的直流电压变换电路的构成例的图。
图7是说明图6的电路工作的波形图。
图8是表示斜波发生电路的构成例的图。
图9是说明图8的电路工作的波形图。
图10是表示斜波发生电路的构成例的电路图。
图11是表示频率控制电路的构成例的图。
图12是说明图11的电路工作的波形图。
图13是表示频率控制电路的构成例的电路图。
具体实施方式
本发明的直流电压变换电路具有包括变压器和在该变压器的初级侧设置的开关元件的反馈型电路结构，在该开关元件为导通状态的期间变压器存储能量，在该开关元件为截止状态的期间从次级绕组输出该能量。在本发明中，通过进行后述的电流边界模式的驱动控制，从而适合电效率的提高、电路装置的小型化、低成本化，例如，可以应用于放电灯点火电路(特别是用作车辆灯具的光源的卤化金属灯等的放电灯中，在包含该点火电路的装置设置空间上受到制约情况下的该点火电路)，但不限于此，可以广泛地应用于电源电路等各种用途。
图1是表示将本发明的直流电压变换电路应用于放电灯点火电路时的基本结构例的图。
放电灯点火电路1包括直流电源2、直流-直流变换电路3、直流-交流变换电路4、起动电路5、控制电路7。
设置直流-直流变换电路3，以便接受来自直流电源2的电源电压并进行电压变换。即，接受来自直流电源2的直流输入电压(将其记为‘Vin’)并变换为期望的直流电压，具有使用变压器和开关元件的反馈型的电路结构(后面进行详述)。
设置直流-交流变换电路4，以便在将直流-直流变换电路3的输出电压变换成交流电压后，通过起动电路5将该电压供给放电灯6。例如，配有使用了四个半导体开关元件的桥式电路和其驱动电路，通过进行使两组开关元件相反地导通/截止控制，来输出交流电压。
设置起动电路(所谓起动器)5，以便产生对放电灯6的用于起动的高电压脉冲信号(起动脉冲)，起动放电灯，该信号被重叠在直流-交流变换电路4输出的交流电压上并施加在放电灯6上。
控制电路7接受施加在放电灯上的电压和流入该放电灯的电流或与它们对应的电压和电流的检测信号，并控制投入到放电灯6的电力，同时控制直流-直流变换电路3的输出。例如，设置控制电路7，以便接受通过检测直流-直流变换电路3的输出电压和输出电流的检测部8取得的检测信号，并控制与放电灯6的状态对应的供给电力，通过对直流-直流变换电路3传送控制信号，来控制其输出电压。此外，对直流-交流变换电路4传送控制信号并进行交替输出的极性切换控制。再有，控制电路7具有以下作用：通过在放电灯的点火前将对该放电灯的供给电压提供到某个电平，从而还可进行用于确保放电灯点火的输出控制。此外，作为直流-直流变换电路3的开关控制方式，已知PWM(脉宽调制)方式、PFM(脉频调制)方式等。
图2是表示反馈式DC-DC变换器的基本结构例9(在与上述直流-直流变换电路3的关系中，与构成对放电灯的供电系统的电路部分相当)的主要部分的图，配有下述主要部件(括弧内的数字表示标号)。
·变压器(10)
·开关元件(11)
·整流二极管(12)
·平滑电容器(13)。
图中所示的端子‘Ti+’、‘Ti-’为输入端子，被供给上述的直流输入电压‘Vin’，在两端子间设有电容器14。此外，‘To+’、‘To-’为输出端子，将电压变换后的正极性输出电压(将其记为‘Vout’)传送到后级电路(直流-交流变换电路)。
变压器10的初级绕组10p(在图中，用黑圈表示卷绕开头)连接开关元件11，对该元件供给来自控制电路7的驱动信号。在图中，作为开关元件11，使用N沟道MOS型FET(场效应晶体管)，其漏极连接到变压器10的初级绕组10p(卷绕结束的端子)，FET的源极连接到输入端子‘Ti-’。
在变压器10的次级侧，设置整流二极管12和平滑电容器13。即，变压器10的次级绕组10s的一端(卷绕结束侧的端子)连接到整流二极管12的阳极，该次级绕组10s的另一端(图中带有黑圈表示的卷绕开头侧的端子)连接到使端子‘Ti-’和‘To-’相关联的线路。而且，整流二极管12的阴极连接到端子‘To+’和平滑电容器13的一端。再有，平滑电容器13被设置在输出端子‘To+’、‘To-’之间，将该电容器的两端电压作为Vout输出。
图中的‘Ip’表示变压器10的初级侧电流，‘Is’表示变压器10的次级侧电流，‘VG’表示FET的栅极驱动信号电压(与从控制电路7供给的控制电压相当)。
有关这样的反馈型电路结构，可列举出如下所示的三种工作模式。
(I)电流连续模式(参照图3)
(II)电流边界模式(参照图4)
(III)电流不连续模式(参照图5)。
再有，在图3至图5中，从上到下以VG、Ip、Is的顺序示意地表示各自的波形。
首先，在(I)电流连续模式中，进行控制，使得在将变压器10中存储的能量完全排放到该变压器的次级侧前使开关元件11变为导通状态。即，如图3所示，在VG的上升开始时刻Ip、Is都不是零安培。
在(II)电流边界模式中，进行控制，使得在将变压器10中存储的能量完全排放到该变压器的次级侧前使开关元件11变为导通状态。即，如图4所示，在变压器10的次级侧电流Is变为零安培时开关元件11导通，在VG的上升开始时刻Ip、Is都为零安培。
在(III)电流不连续模式中，进行控制，使得从将变压器10中存储的能量完全排放到该变压器的次级侧的时刻起，经过某个不连续期间之后，开关元件11变为导通状态。即，如图5所示，从变压器10的次级侧电流Is变为零安培起，在经过某个时间后开关元件11导通。再有，这里，如图中‘TT’所示，‘不连续期间’是从变压器10的次级侧电流Is变为零安培的时刻至变压器10的初级侧电流Ip上升开始的期间。
在着眼于变压器10的次级侧中设置的整流二极管12的逆恢复时间中的电力损失时，在电流连续模式中，在电流流入该二极管的期间开关元件11为导通状态，二极管12成为反偏置状态，所以在逆恢复时间中产生电力损失。相反，在电流边界模式和电流不连续模式中，整流二极管12的电流变为零安培后开关元件11被导通状态，所以不产生逆恢复时间中的电力损失。再有，二极管的逆恢复时间中的损失总量与开关频率(相当于开关元件11的控制信号的频率)成正比，所以在电流连续模式中，高频率越高，电力损失越大。
此外，对于作为DC-DC变换器整体的效率，比较各模式时，可判明在开关频率低时，在电流连续模式中电效率高，在几百千赫兹以上的高频开关时，在电流边界模式中电效率最高。再有，在电流不连续模式中，在开关元件11的开关损失增大后，因上述不连续期间的谐振动作的影响，电效率比电流边界模式低。
因此，在驱动开关频率高至几百千赫兹以上的反馈型DC-DC变换器时，以电流边界模式动作的情况成为电效率最高的情况，但因此需要开关频率控制电路。
图6是表示本发明的直流电压变换电路的构成例15的图，表示直流-直流变换部及控制部的主要部分的概要。再有，在本例中，采用PWM控制方式(改变脉冲的占空因数的方式)，但不限于此，也可以采用PFM控制方式(改变控制脉冲的频率的方式)。此外，对于变压器10来说，在使其初级绕组10p和次级绕组10s的一端(10p的卷绕结束侧端子和10s的卷绕开头侧端子)连接在一起后并连接到N沟道FET的漏极的方面，与图2所示的结构没有本质的不同。图中所示的‘VDS’表示开关元件11的FET的漏极-源极间电压，‘VGS’表示该FET的栅极-源极间电压，‘Vs’表示变压器10的次级侧电压。
控制部件16进行控制，使得在将变压器10在开关元件11的导通期间存储的能量在该开关元件的截止期间从次级绕组10s全部输出结束的时刻，再次使该开关元件为导通状态，即设置用于实现上述电流边界模式的控制，配有下述的结构元件(括弧内的数字表示标号)。
·输出检测部(17)
·运算控制部(18)
·定时检测部(19)
·斜波发生部(20)。
输出检测部17被设置用于检测变压器10的输出电压或输出电流。在本例中，形成检测变压器10的输出电压的电压检测部，检测从变压器10的次级绕组10s经整流平滑电路(二极管12、电容器13)输出的电压‘Vout’，例如，将使用分压电阻等检测的检测电压传送到后级的误差放大器21的负输入端子(反转输入端子)。
误差放大器21与后级的PWM比较器22一起构成运算控制部18，被设置用于放电灯(负载)的功率控制。向误差放大器21的正输入端子供给规定的基准电压‘VREF’(在图中用电压源的记号表示)。即，求出来自输出检测部17的检测电压和VREF的差，将误差信号(控制电压)供给PWM比较器22(比较部)的正输入端子。
对PWM比较器22的负输入端子供给来自后述的斜坡(ramp)波发生部20的斜波(或锯齿状波)，根据该斜波信号和来自上述误差放大器21的误差信号的电平比较来输出矩形波状的脉冲信号(PWM脉冲)，并通过缓冲器23传送到上述开关元件11的控制端子(FET时为栅极)。再有，该脉冲信号还被送到后述的斜波发生部20(其频率控制电路)。
这样，对于包含误差放大器21的运算控制部18来说，设置用来接受来自输出检测部17的检测信号和来自斜波发生部20的斜波并传送对开关元件11的控制信号。
定时检测部19检测变压器10的次级侧电流Is变为0A的定时。即，在电流边界模式中，需要进行控制，使得在将变压器10中存储的能量完全排放到次级侧的时刻开关元件11为导通状态，所以检测次级侧电流Is的输出结束时刻。在本例中，使用FET作为开关元件11，所以根据其漏极-源极间电压VDS的波形来检测次级侧电流的输出结束定时(Is变为零的时刻)。再有，根据上述Vs来进行该定时的检测也可以，但就Vs的电平来说，对于GND(地)电位，为了产生正和负的电压，与对后级的控制部的信号输入相关联，需要正电压和负电压的限幅器，结构稍稍复杂。相反，在检测VDS的电路形态中，VDS的电平对于GND电位始终为正电压，仅用对于正方向电压的限幅器就可以处理，所以可以简化结构。
斜波发生部(在本例中，为PWM斜波发生部)20接受来自定时检测部19的信号后产生斜波，同时按照从变压器10的次级侧电流变为零的时刻至该变压器的初级侧电流开始流入的时间(相当于上述不连续期间的长度)来改变该斜波的频率(即，通过控制斜波的频率，使得上述不连续期间的长度缩短，从而改变开关频率)。在本例中，由频率控制电路24和斜波发生电路25构成。
频率控制电路24根据来自定时检测部19的信号和来自PWM比较器22的控制信号(PWM脉冲)，生成用于控制斜波的频率的信号并传送到后级的斜波发生电路25。
斜波发生电路25按照来自频率控制电路24的控制信号来产生频率可变控制的斜波，将其传送到PWM比较器22(其负输入端子)。
在本电路中，形成功率控制的反馈环，通过将上述输出电压Vout的检测信号电平和表示与误差放大器21的基准电压VREF的误差的误差信号与斜波进行电平比较，来进行占空控制(使PWM脉冲的占空因数变化)，将PWM比较器22的输出信号(PWM脉冲)通过缓冲器23传送到开关元件11来驱动该元件。
然后，根据定时检测部19的检测信号和PWM脉冲，通过控制斜波的频率来进行根据电流边界模式的开关动作。
图7是动作说明的波形图，图中所示的各记号的意义如下。
‘Vramp’＝表示斜波发生电路25生成的斜波的信号电平
‘Verr’＝误差放大器21的输出信号电平
‘Spwm’＝PWM比较器22的输出信号(PWM脉冲)
‘STT’＝表示不连续期间中H(高)电平的信号，表示对于电流边界模式(不连续期间为零)的时间误差量。
再有，有关‘VSG’、‘VDS’、‘Ip’、‘Is’，如上所述。
此外，t1至t4所示的各时刻的意义如下述。
‘t1’＝Spwm的上升时刻，Vramp低于Verr的时刻
‘t2’＝Spwm的下降时刻，Vramp与Verr一致的时刻
‘t3’＝次级侧电流Is变为零的时刻
‘t4’＝t3以后Spwm开始上升的时刻。
再有，t3～t4所示的误差期间‘Te’相当于上述不连续期间。
在图中，为了说明的简便使Verr固定，就斜波的电平Vramp来说，从时刻t1起按照一定的斜率逐渐增加，在其与Verr一致的时刻t2时Spwm、VGS下降。
在t1至t2期间，初级侧电流Ip逐渐增加，但在t2时刻该电流变为零。
就次级侧电流Is来说，在t2时刻上升，在显示某个值后，随着经过时间减少，在t3的时刻变为零。
就VDS来说，在t2时刻上升后，在t3时刻下降，而不立即变为零，经过衰减振动进行收敛。通过检测VDS的t3时的下降沿，可以规定误差期间Te的起点。然后，Vramp急剧地下降，在低于Verr的时刻t4时，Spwm上升，所以如果检测该边沿，就可以规定误差期间Te的终点。
于是，在本例中，误差期间Te的长度不为零，所以形成电流不连续模式，但如果改变PWM斜波的频率，使得误差期间的长度接近零，则最终可以进行该期间为零的状态、即电流边界模式中的开关动作，进行这样控制的部分是上述频率控制电路24。
在本发明中，按照下述(1)至(4)所示的方法，进行电流边界模式中的驱动控制。
(1)将PWM脉冲的频率预先初始设定为低的值，使得最初以电流不连续模式进行开关动作
(2)对不连续期间进行测定(即，测定上述误差期间Te的长度)
(3)在减少不连续期间的长度方向上，通过使斜波的频率缓慢变化(使频率上升)，来接近电流边界模式(误差期间Te的长度为零)
(4)通过(2)及(3)的控制，以电流边界模式使工作稳定
再有，在(3)中，根据(2)中测定的不连续期间的长度，不是突然改变斜波的频率，而是通过缓慢地提高频率来使得不连续期间的长度逐渐缩短，进行逐渐趋近作为目标的电流边界模式的控制，最终保证该模式中的稳定工作。
下面，说明以斜波发生部20为中心的电路结构例。
图8表示作为斜波发生电路25的结构例，使用多个电流源、电容器、比较器的结构的图。
分别附带‘I1’和‘I2’表示的电流源是对电容器26供给充电电流的供给源，但将电流源I1形成恒流源，将电流源I2形成受来自频率控制电路24的信号控制的可变电流源。即，作为连接到电容器26的电流源，将I1、I2两个并联设置，通过对该电容器的充电路径向对于这些电流源串联设置的电容器26供给与I1和I2的各电流值之和相等的合计电流‘I’。
磁滞比较器27使用运算放大器28来构成，其反转输入端子连接到电容器26和电流源I1、I2的连接点(在图中，用‘P’点表示)，同时通过电阻29向运算放大器28的非反转输入端子供给用恒压源记号表示的基准电压‘E’。再有，非反转输入端子通过电阻30接地，同时通过电阻31连接到运算放大器28的输出端子。
PNP晶体管32形成用于高速工作的射极跟随器。在该晶体管32导通状态时，形成上述电容器26的放电路径，该晶体管的发射极通过电阻33连接到上述连接点P。此外，晶体管32的基极连接到二极管34的阳极，该二极管的阴极连接到运算放大器28的输出端子，所以在连接点P的电位超过磁滞比较器27中规定的阈值时，通过运算放大器28的输出信号使晶体管32变为导通状态，使电容器26放电。再有，二极管34被设置用于PNP晶体管32的基极-发射极间施加反电压的保护。
如图所示，从连接点P获得的电容器26的端子电压相当于上述Vramp，作为斜波送出到PWM比较器22。
图9是说明上述斜波发生电路25的工作的波形图。在该图中，上方所示的图表示电流源I2的电流值小的情况下的Vramp波形，下方所示的图表示电流源I2的电流值大的情况下的Vramp波形。再有，图中所示的‘VTH’、‘VTL’表示由上述磁滞比较器27确定的阈值(一定的比较基准值)，‘VTH’表示上限阈值，‘VTL’表示下限阈值。
首先，在电流源I2的电流值小时，由I2和I1的合计电流I确定的对电容器26的充电电流比较小，斜波的斜率比较小。然后，在Vramp达到VTH的时刻运算放大器28的输出信号变为L(低)电平，所以晶体管32成为导通状态，使电容器26放电。由此，Vramp急剧地下降，在达到VTL时，运算放大器28的输出信号这次为H(高)电平，所以晶体管32成为截止状态，通过I2和I1进行对电容器26的充电，使Vramp再次上升这样的循环周期性地重复进行。
这种情况下，斜波的斜率平缓，在与下图的比较中，可知其频率低。
此外，在电流源I2的电流值大时，合计电流I确定的对电容器26的充电电流比较大，所以斜波的斜率变得陡峭。然后，在Vramp达到VTH的时刻上述运算放大器28的输出信号为L(低)电平，所以晶体管32成为导通状态，使电容器26放电。由此，Vramp急剧地下降，在达到VTL时，运算放大器28的输出信号这次为H(高)电平，所以晶体管32成为截止状态，通过I2和I1进行对电容器26的充电，使Vramp再次上升这样的循环周期性地重复进行。
这种情况下，由于斜波的斜率大，所以在与上图的比较中，可知其频率高。
于是，通过改变I2的电流值来改变斜波的斜率，可以改变其频率。
再有，在本例中，形成将电流源I1的电流值固定，使电流源I2的电流值变化的结构方式，但也可以是仅设置I2，通过来自频率控制电路24的信号来改变该电流值的结构。
图10是表示斜波发生电路25的具体例的图。
对于电流源I1，使用基于PNP晶体管35、36的电流镜电路，各晶体管的发射极通过各自的电阻连接到电源端子37。而且，将各晶体管的基极之间进行连接后，连接到晶体管35的集电极，同时通过电阻38和可变电阻39(电流值设定用)被接地。此外，将晶体管36的集电极连接到电容器26，同时连接到构成磁滞比较器27的运算放大器28的反转端子。
对于可变电流源I2，使用基于PNP晶体管40、41的电流镜电路，各晶体管的发射极通过各自的电阻连接到电源端子37。而且，将各晶体管的基极之间连接后，连接到晶体管40的集电极。再有，晶体管40的集电极通过电阻42连接到后述的(构成)误差放大器(的运算放大器)的输出端子。而晶体管41的集电极通过正方向的二极管43连接到连接点P。
关于晶体管32和二极管34与运算放大器28的连接关系，与图8的情况相同，而有关供给该运算放大器28的非反转输入端子的基准电压，可从分压电阻29、30获得。而且，在运算放大器28的输出级，设置PNP晶体管44、45构成的电流镜电路，将晶体管44的集电极连接到运算放大器28的输出端子和二极管34的阴极。
图11是表示频率控制电路24的结构例的图，为了表示与上述斜波发生电路25的关联，同时连带图示该电路的一部分(电流源I1、I2、电容器26等)。
图中所示的检测信号‘S19’是由定时检测部19获得的信号。即，定时检测部19检测上述开关元件11的电压(非控制端子间施加的电压，在FET时为上述VDS)，从该电压波形中检测变压器的次级侧电流变为零的时刻。在本例中，根据次级侧电流Is变为零的定时，S19表示H电平。对于该信号，可以通过检测VDS的下降沿来获得，并供给D触发器46的时钟信号输入端子(CLK)。
在D触发器46中，将规定电压供给其D端子和预置端子(在图中，在‘PR’上附加杆记号表示)，而向复位端子(在图中，在‘R’上附加杆记号表示)供给表示PWM脉冲波的Spwm的否定信号(在图中，在‘Spwm’上附加杆表示)。即，在Spwm上升至H电平时D触发器46被复位。
附加‘I3’、‘I4’表示的电流源都是恒流源，电流源I4通过开关元件47(在图中，简单地用开关记号表示)连接到电流源I3。再有，使电流源I4的电流值比电流源I3大(在各电流源的电流值为I3、I4时，是‘I3＜I4’的设定)。
开关元件47例如使用晶体管，接受D触发器46的 输出(在图中，在‘Q’上附加杆记号表示)，规定其导通/截止状态。即，在 输出为H电平(或Q输出为L电平)时，开关元件47为导通状态。
电容器48的其一端连接在电流源I3和开关元件47之间，而另一端接地。该电容器48被设置用于将与上述不连续期间的长度相当的时间性误差量(是将电流边界模中的动作时刻作为零基准的量，相当于上述误差期间的长度)换算成电压。即，对于电容器48，电流源I3用于充电，电流源I4用于放电，在开关元件47为截止状态时(误差期间)电容器48的端子电压上升，而在开关元件47导通状态时，该电容器48的端子电压下降。
电容器48的端子电压被传送到电压缓冲器49。该缓冲器的输出端子连接到电阻50的一端，该电阻的另一端通过电容器51接地，同时被供给误差放大器52的负输入端子。在该误差放大器的正输入端子上，供给电压源记号表示的规定的基准电压‘Vref’，将电容器51的端子电压和Vref之差(误差)从输出端子传送到电流源I2。即，误差越增大，电流源I2的电流值越增加的结果，使PWM斜波的频率上升。
再有，在图中，作为斜波发生电路25的构成部分，示出I1、I2、电容器26、控制部(包含磁滞比较器27的部分)25a。
图12是说明上述频率控制电路24工作的波形图，表示VDS、STT、Vramp、Vc48、Vc51。再有，Vc48表示电容器48的端子电压，Vc51表示电容器51的端子电压，与其相对应，在图中用虚线分别示出的‘V48’、‘V51’表示电流边界模式中的工作时的电压。而‘STT’相当于D触发器46的Q输出信号。
如上述的步骤(1)所示，在最初的状态(除了放电灯的点火初期以外正常时的初始状态)，为了以电流不连续模式工作，将PWM脉冲的频率预先设定得低。即，通过斜波发生电路25中的电流源I1、I2的合计电流I(＝I1+I2)的值来规定斜波的频率，可变电流源I2通过误差放大器52的输出来控制，所以在对电容器26的供给电流I呈现最低值时，为了进行电流不连续模式的工作，分别设定I2的最低电流值和I1的电流值就可以。
对于信号STT，与变压器10的次级侧电流Is变为零的时刻相当，是与VDS下降时刻同步上升的信号，接受该信号的D触发器46的Q输出信号变为H电平。然后，在PWM脉冲Spwm上升的时刻(斜波的下降时刻)，使D触发器46进行复位，Q输出信号变为L电平。即，该期间与上述误差期间(Te)相当，其长度表示时间性的误差量。
开关元件47接受D触发器46的 输出信号后被导通/截止，所以误差期间中该开关元件为截止状态，对电容器48进行充电，其电压Vc48上升。而在误差期间以外时开关元件47为导通状态，进行电容器48的放电(为I3＜I4)，其电压Vc48慢慢下降。在重复进行这样的动作后，Vc51的电平逐渐下降。即，电容器48中被换算成电压的时间性的误差量经过电压缓冲器49传送到构成积分电路的电阻50和电容器51，按照Vc51和Vref之差来控制可变电流源I2的电流值的结果，使PWM斜波的频率变化。Vc51的电平高，与Vref之差越大，I2的电流值越增加，所以斜波的频率上升，其结果，以STT表示的误差期间的长度逐渐缩短。而且，最终Vc51达到电流边界模式工作时的电压电平V51后转移到该模式中的稳定工作。
这样，对与不连续期间的长度相当的时间性的误差量，测定Is变为0A时刻至Ip开始上升时刻的期间长度，按照该长度来改变对斜波发生电路25的电容器26的供给电流I(在本例中，其中的I2)，通过控制PWM斜波和由该斜波和误差放大器输出生成的PWM脉冲的频率，可以实现电流边界模式中的开关动作。再有，不需要按照Vc51的电平一次确定PWM斜波的频率，所以按照多次误差运算的结果来缓慢上升该频率，以接近电流边界模式中的频率，最终锁定在该模式的频率上就可以(工作开始的初期为电流不连续模式，逐渐趋近电流边界模式后为了转移到该模式而改变开关频率)。
频率控制电路24根据来自定时检测部19的检测信号S19和对开关元件的控制信号Spwm，检测从变压器10的次级侧电流Is变为零的时刻至该变压器的初级侧电流开始流入的期间(不连续期间)，同时通过以该期间越长，斜波的斜率越大来变化，进行该斜波的频率控制。
再有，有关对这样的电流边界模式的转移控制和该模式中的驱动控制，在应用于放电灯点火电路中，最好是在放电灯的稳定点火状态下进行。即，‘稳定点火状态’指除了放电灯点火之后的不稳定状态和正常点火前的过渡状态以外的状态，放电灯的点火状态不稳定的结果，在发生中途熄灭等状况下不推荐上述控制。
图13是表示频率控制电路24的具体结构例的图。
在发射极跟随器(集电极接地)的PNP晶体管53的基极上，通过电阻54和二极管55供给上述开关元件11的FET的VDS，而通过电阻对晶体管53的发射极供给规定的电源电压，同时通过施密特触发器式的NOT门电路57将发射极输出供给D触发器46的时钟信号输入端子CLK。即，在VDS为L电平时，晶体管53为导通状态，将H电平信号供给D触发器46的输入端子CLK。再有，使用高速的开关元件来驱动DC-DC变换器，所以形成基于发射极跟随器的晶体管53的限幅器。
对于PWM脉冲Spwm，设置发射极跟随器的PNP晶体管58，通过施密特触发器式的NOT门电路59将该发射极输出供给D触发器46的复位端子。
对于电流源I3，由使用PNP晶体管60、61的电流镜电路构成，各晶体管的发射极通过各自的电阻连接到电源端子。然后，将两晶体管的基极之间相连接后连接到晶体管60的集电极，同时通过电阻62接地，在晶体管61的集电极上连接上述电容器48。
对于电流源I4，由使用NPN晶体管63、64的电流镜电路构成，对各晶体管的发射极通过各自连接的电阻来供给规定电压Vref(图中用恒压源的记号表示)。然后，将两晶体管的基极之间相连接后连接到晶体管64的集电极，该集电极通过电阻65连接到电源端子，而晶体管63的集电极连接到电容器48和晶体管61的连接点。
作为与上述开关元件47相当的元件，设置PNP晶体管66。即，该晶体管的基极通过电阻67连接到D触发器46的
Figure C0310633000171
输出端子，同时其发射极连接到晶体管63、64的基极，晶体管66的集电极上供给用恒电压源的记号表示的规定电压Vref。
电压缓冲器49形成使用运算放大器68的电压跟随器的结构，在其输出级上，设置电阻50和电容器51构成的积分电路。而且，电容器51的端子电压通过电阻传送到构成误差放大器52的运算放大器69的反转输入端子。
对于可变电流源I2，如上所述，由使用PNP晶体管40、41的电流镜电路构成，运算放大器69的输出端子通过电阻42连接到晶体管40的集电极和晶体管40、41的基极。而且，晶体管41的集电极通过正向的二极管43连接到电容器26。
再有，对于运算放大器69的非反转输入端子，与供给该端子的基准电压Vref相关联，使用包含分别形成对的PNP晶体管70、71和NPN晶体管72、73的电流镜电路和必要的无源元件。
如上所述，从初始设定为电流不连续模式的状态起开始驱动控制，检测从上述变压器10的次级侧电流Is变为零的时刻至该变压器的初级侧的电流Ip开始流入的时间，通过可缩短该时间的控制部件来改变开关频率，从而可以逐渐接近电流边界模式，最终进行该模式下的稳定的驱动控制。
此外，通过电流边界模式下的工作，整流二极管自身的逆恢复时间的影响不出现在直流-直流变换电路整体的特性(电效率)上，所以不需要使用高速的整流二极管，可以实现低成本化。
例如，通过将上述结构应用于汽车灯具的放电灯点火电路，可以有助于装置的小型化。即，在车辆用途中设置空间等受限制，所以小型化的要求严格，因此，构成点火电路的直流-直流变换电路的高频化、高效率化是必要事项，而通过使用上述说明的控制方式，可以进行对应处理。
从以上记载的情况可知，根据方案1的发明，控制开关频率，使得从变压器的次级侧电流变为零时刻至该变压器的初级侧电流开始流入的时间接近零，所以可以实现电流边界模式下的驱动控制，可以进行开关频率高频化的处理，同时可以提高电效率。而且，由于不需要使用高速开关元件，所以没有明显的成本上升。
根据方案2的发明，通过检测变压器的次级侧电流变为零的时刻，同时控制斜波的频率并将其传送到运算控制部，可以获得对开关元件的控制信号，所以没有不得不进行电路结构和控制方式等的大幅度变更的情况。
根据方案3的发明，可以简化定时检测部的电路结构。
根据方案4的发明，按照从变压器的次级侧电流变为零的时刻至该变压器的初级侧电流开始流入期间的长度来控制斜波的频率，所以可以平滑地进行向电流边界模式的转移。

Claims (4)

1.一种直流电压变换电路，具有包括变压器和设置在其初级绕组的开关元件的反馈型的电路结构，配有进行控制的控制部件，使得在该开关元件为导通状态期间变压器存储能量，在该开关元件为截止状态期间将该能量从次级绕组输出，同时在该能量从次级绕组全部输出的时刻开关元件为导通状态，其特征在于：
直流电压变换电路的控制部件检测从所述变压器的次级侧电流变为零的时刻至该变压器的初级侧电流开始流入的时间，同时改变开关频率，使得该时间缩短。
2.如权利要求1所述的直流电压变换电路，其特征在于，它包括：
输出检测部，检测所述变压器的输出电压或电流；
定时检测部，检测所述变压器的次级侧电流变为零的时刻；
斜波发生部，按照来自所述定时检测部的检测信号和对所述开关元件的控制信号，产生频率可变控制的斜波；以及
运算控制部，接受来自所述定时检测部的检测信号和来自所述斜波发生部的斜波并传送对所述开关元件的控制信号。
3.如权利要求2所述的直流电压变换电路，其特征在于：
定时检测部检测施加在所述开关元件上的电压，并根据该电压来检测变压器的次级侧电流变为零的时刻。
4.如权利要求2或权利要求3所述的直流电压变换电路，其特征在于，该直流电压变换电路设有斜波发生部，所述斜波发生部根据来自所述定时检测部的检测信号和对所述开关元件的控制信号，检测从所述变压器的次级侧电流变为零的时刻至该变压器的初级侧电流开始流入的时间，通过该时间的长度越长则斜波的倾斜变化越大来控制该斜波的频率。
CNB031063306A 2002-03-01 2003-02-24 直流电压变换电路 Expired - Fee Related CN1312833C (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP56022/2002 2002-03-01
JP2002056022A JP3839737B2 (ja) 2002-03-01 2002-03-01 直流電圧変換回路
JP56022/02 2002-03-01

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN1442947A CN1442947A (zh) 2003-09-17
CN1312833C true CN1312833C (zh) 2007-04-25

Family

ID=27751005

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CNB031063306A Expired - Fee Related CN1312833C (zh) 2002-03-01 2003-02-24 直流电压变换电路

Country Status (5)

Country Link
US (1) US6826063B2 (zh)
JP (1) JP3839737B2 (zh)
CN (1) CN1312833C (zh)
DE (1) DE10309189B4 (zh)
FR (1) FR2836762B1 (zh)

Families Citing this family (20)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7034625B2 (en) * 2003-11-19 2006-04-25 Power Integrations, Inc. Method and apparatus to improve frequency stability of an integrated circuit oscillator
JP4400872B2 (ja) * 2004-07-16 2010-01-20 株式会社小糸製作所 放電灯点灯装置
JP2006049127A (ja) 2004-08-05 2006-02-16 Koito Mfg Co Ltd 照明用光源の点灯装置
US7573250B2 (en) * 2004-08-24 2009-08-11 International Rectifier Corporation Method and apparatus for calibrating a ramp signal
JP4386358B2 (ja) * 2004-09-10 2009-12-16 株式会社小糸製作所 放電灯点灯装置
EP1803335B1 (en) * 2004-10-22 2015-01-07 Osram-Sylvania Inc. Ballast with zero voltage switching converter
JP4672458B2 (ja) * 2005-06-23 2011-04-20 ローム株式会社 自励式ｄｃ／ｄｃコンバータの駆動回路およびそれを用いた発光装置ならびに電子機器
JP2007252113A (ja) * 2006-03-16 2007-09-27 Ricoh Co Ltd スイッチングレギュレータ
JP2008053110A (ja) * 2006-08-25 2008-03-06 Koito Mfg Co Ltd 放電灯点灯回路
CN101378197B (zh) * 2007-08-27 2011-04-20 通嘉科技股份有限公司 具边界模式控制的充电装置
US7573730B2 (en) * 2007-11-08 2009-08-11 Leadtrend Technology Corp. Charging device with boundary mode control
ITTO20070859A1 (it) * 2007-11-29 2009-05-30 St Microelectronics Srl Convertitore di tensione isolato con retroazione al primario, e relativo metodo di controllo della tensione di uscita
JP4949285B2 (ja) * 2008-01-31 2012-06-06 オリジン電気株式会社 プラズマ放電装置
JP5071138B2 (ja) * 2008-02-13 2012-11-14 富士電機株式会社 電流負帰還回路およびそれを用いるｄｃ−ｄｃコンバータ
JP2009283401A (ja) 2008-05-26 2009-12-03 Panasonic Electric Works Co Ltd 電源装置および灯具、車両
JP5117980B2 (ja) * 2008-10-02 2013-01-16 パナソニック株式会社 エネルギー伝達装置およびエネルギー伝達制御用半導体装置
IT1403601B1 (it) * 2010-12-22 2013-10-31 St Microelectronics Srl Dispositivo di controllo di un convertitore dc-dc.
KR101822068B1 (ko) 2011-11-23 2018-01-26 페어차일드코리아반도체 주식회사 스위치 제어 방법, 스위치 제어기 및 이를 포함하는 컨버터
JP2013016855A (ja) * 2012-09-25 2013-01-24 Panasonic Corp 電源装置および灯具、車両
CN103427659A (zh) * 2013-08-22 2013-12-04 深圳桑达国际电源科技有限公司 电能转换系统、dc-dc变换器及其电压尖峰抑制电路

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH08298770A (ja) * 1995-04-25 1996-11-12 Matsushita Electric Works Ltd スイッチング電源装置
JPH10150769A (ja) * 1996-11-15 1998-06-02 Shindengen Electric Mfg Co Ltd フォワ−ド型ｄｃ−ｄｃコンバ−タ

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE69627909T2 (de) * 1995-01-17 2003-11-13 Vlt Corp Regelung der in den Transformatoren von Schaltnetzteilen gepseicherten Energie
US5757626A (en) * 1996-06-21 1998-05-26 Delta Electronics Inc. Single-stage, single-switch, islolated power-supply technique with input-current shaping and fast output-voltage regulation
DE19732169B4 (de) * 1997-07-25 2007-10-11 Infineon Technologies Ag Vorrichtung zur Gleichspannungsversorgung
EP0993105B1 (en) * 1998-10-07 2003-01-08 STMicroelectronics S.r.l. Control of power transfer in a flyback converter by modulating the off-phase in function of the load
JP2000268989A (ja) 1999-03-12 2000-09-29 Koito Mfg Co Ltd 放電灯点灯回路
JP3710951B2 (ja) 1999-03-17 2005-10-26 株式会社小糸製作所 放電灯点灯回路
JP3480438B2 (ja) * 2000-09-07 2003-12-22 松下電器産業株式会社 多出力スイッチング電源装置
JP3470693B2 (ja) * 2000-10-25 2003-11-25 株式会社村田製作所 自励発振型スイッチング電源装置

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH08298770A (ja) * 1995-04-25 1996-11-12 Matsushita Electric Works Ltd スイッチング電源装置
JPH10150769A (ja) * 1996-11-15 1998-06-02 Shindengen Electric Mfg Co Ltd フォワ−ド型ｄｃ−ｄｃコンバ−タ

Also Published As

Publication number Publication date
FR2836762B1 (fr) 2006-12-01
FR2836762A1 (fr) 2003-09-05
DE10309189B4 (de) 2006-04-20
CN1442947A (zh) 2003-09-17
US20030214251A1 (en) 2003-11-20
JP3839737B2 (ja) 2006-11-01
JP2003259641A (ja) 2003-09-12
DE10309189A1 (de) 2003-12-04
US6826063B2 (en) 2004-11-30

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN1312833C (zh) 直流电压变换电路
US8004253B2 (en) Duty cycle dependent non-linear slope compensation for improved dynamic response
US4758937A (en) DC-DC converter
US8456868B2 (en) Controller for a resonant switched-mode power converter
US6639811B2 (en) Switching power supply unit
CN100590954C (zh) 多输出电流谐振型dc-dc变换器
WO2003050936A1 (fr) Convertisseur cc-cc
US4763235A (en) DC-DC converter
US4763236A (en) DC-DC converter
JPH04372572A (ja) スイッチング回路及びそれを用いた変換装置、力率改善電源装置
US8634210B2 (en) DC-DC converter including switching frequency control circuit
CN113746347B (zh) 反激式开关电源及其采样控制电路、采样控制方法和芯片
KR101265799B1 (ko) 가변모드 컨버터 제어회로 및 이를 구비한 하프-브리지컨버터
US4138715A (en) Resonant switching converter
US7092261B2 (en) Switching power supply utilizing oscillator frequency tuner for load driving capability under peak load condition
JPH08130871A (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータ
CN108365766B (zh) Llc准谐振开关电源
US7154762B2 (en) Power source apparatus
JP7177663B2 (ja) 電源制御装置、およびｌｌｃ共振コンバータ
CN114614674A (zh) 反激变换器、恒流控制方法及照明系统
JP4328417B2 (ja) 電源回路
KR100916488B1 (ko) 입력 전원 스위칭과 동기화된 전원장치
JP2776152B2 (ja) スイッチングレギュレ−タ
JP7291604B2 (ja) 電源制御装置、および電源回路
JP3001009B2 (ja) スイッチング電源装置

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20070425

Termination date: 20160224

CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee