JP4949285B2 - プラズマ放電装置 - Google Patents

Description

この発明は、直流スパッタ装置などのプラズマ放電装置、特に、広範囲の定電力入力又は定電流入力を必要とする構成に適したプラズマ放電装置に関する。

プラズマ放電装置、例えばスパッタ装置は真空チャンバ内にアルゴン（Ａｒ）などの不活性ガスを導入し、ターゲット電極に数百Ｖ以上の負極性電圧を印加してプラズマ放電を発生させ、不活性ガスをイオン化して正イオンを発生させる。このプラズマ放電装置の一例が、正イオンを加速し、ターゲットの表面に衝突させてターゲット材料を蒸発させ、この蒸気を半導体表面又は光ディスクなどの基板面に沈着させることによって、ターゲット材料の薄膜を形成する薄膜形成装置である。このようなスパッタ装置の内、真空中又は不活性ガス中で、比較的低い電圧でプラズマ放電を発生させる直流スパッタ装置は広範囲の定電力入力又は定電流入力を必要とする。

図８に、一般的な最大定格１ｋＷの直流スパッタ装置が必要とする入力特性の一例を示して、かかる従来の直流スパッタ装置の直流電源（以下ではスパッタ電源と言う。）に要求される電力特性を具体的に説明する。このようなスパッタ電源は、例えば、定格放電電圧が５００Ｖで２Ａの電流を供給することが可能であるが、放電電圧が２５０Ｖの場合には４Ａの電流を供給できなければならない。つまり、定格出力特性曲線Ａの場合には、出力電流が２〜４Ａ（出力電圧が５００Ｖ〜２５０Ｖ）の範囲では定電力を維持する定電力制御機能を備えていなければならない。放電電圧が１００Ｖよりも低い範囲はアーク放電などの異常放電が発生している領域なので、通常では使用されない領域であった。スパッタ電源に対して要求される制御範囲は、最大定格１ｋＷの定格出力特性曲線Ａから、通常は曲線Ｂのように、定格電力の１０％に相当する電力（ほぼ１００Ｗ）まで制御できることが要求されていた。

しかしながら、最近では、従来では要求されることのなかった定格電力の１０％よりも低い電力領域まで制御できることを要求されることが多くなってきている。形成する薄膜の厚みの精度と生産性の均一性をより向上させ、維持するために、例えば図８の曲線Ｃで示すように定格電力の１％程度まで、この場合には１０Ｗ程度までの出力特性を安定に実現できることが求められる。従来のスパッタ電源では後述の理由からこの要求を実際上で満足させるには難点があった。なお、チャンバ内にプラズマ放電を発生させる点火電圧については上述していないが、一般的にスパッタ電源には定格電圧の２倍以上の高電圧を発生できる機能が必要であり、従来の多くのスパッタ電源は点火電圧発生部をわざわざ備えている。

次に公知のスパッタ電源の主な二つの方式について説明する。先ず第１の方式としては、出力トランスの１次巻線に４個のスイッチング半導体素子をブリッジに接続してなるブリッジインバータと、直列共振回路と、その出力トランスの２次巻線に接続された整流回路と、コンデンサインプット回路などからなる共振型ブリッジコンバータを用いた直列共振方式Ａ（例えば、特許文献１、２参照）があり、第２の方式としては、出力トランスの１次巻線に４個のスイッチング半導体素子をブリッジに接続してなるブリッジ型インバータと、その出力トランスの２次巻線に接続された整流回路と、チョークインプット回路などからなる非共振方式Ｂ（例えば、特許文献３参照）が知られている。

前記直列共振方式Ａは、その動作については知られているので詳しくは説明しないが、前記ブリッジインバータのスイッチング周波数にほぼ比例する出力電力を出力できるという利点を有する。この利点によれば、前記ブリッジインバータのスイッチング周波数を制御することにより、プラズマ放電装置が必要とする定格放電電力から微小な放電電力まで非常に広い範囲の出力電力を得ることができる。しかし、前記直列共振方式Ａは直列共振回路固有の定電流特性を呈するため、定電力特性のスパッタ電源に適用する場合、定格出力範囲内の電圧、電流の双方とも大きな値に選定して定格電力の設計を行わなければならない。このことはスパッタ電源を構成する部品、特にスイッチング半導体素子やダイオードなどの半導体素子、トランスなどの大型化を招くだけでなく、コストアップになるという問題点を生じる。さらに、直列共振電流は共振回路に流れ込む順電流部分とそれと逆方向の帰還電流部分とがあって、実際に負荷に供給される電流部分は前記順電流部分と前記帰還電流部分との差分であるだけであり、無効電流部分が大きく、それによる回路損失が増加する欠点があり、環境面でも好ましくない。

前記非共振方式Ｂの電源回路はブリッジ型コンバータ回路であり、その動作についてはよく知られているので詳しくは説明しないが、ブリッジ型コンバータ回路のスイッチング半導体素子はパルス幅制御（ＰＷＭ）され、出力電圧はスイッチング半導体素子のオンデューティ（１周期のオン幅の割合）を制御して行われる。したがって、例えば定格放電電圧が５００Ｖで電流が２Ａの場合、放電電圧を２５０Ｖにするには、定電力出力特性を維持するために、スイッチング半導体素子のオンデューティを１／２に小さくして４Ａの電流を流すことになり、当然にスイッチング半導体素子のスイッチング損失とそのオン期間の電力損失が増える。

前述したような定格放電電力から微小な放電電力まで非常に広い範囲の電力を必要とするプラズマ放電装置に、前記非共振方式Ｂの電源回路を採用した場合の最大の欠点は、ＰＷＭ制御では最小パルス幅よりもパルス幅を小さく制御できないことであり、つまり最小電力よりも小さい電力に制御できないという点である。例えば、定格放電電力が１ｋＷの場合、その１％の設定電力はほぼ１０Ｗになるが、実際上のＰＷＭ制御では前記最小パルス幅の厳しい制約があるので、定格放電電力の１％程度までは到底制御できない。したがって、この場合には、最小パルス幅の駆動パルスを制御周期の一部分で除去することにより、ある周期では駆動パルスの存在しない空白の期間をもつ間欠制御をせざるを得ないが、この間欠制御では低リプルで安定した電力制御を行うことができない。

また前述したように、プラズマ放電装置では定格放電電圧の２倍程度の高電圧を最初に点火電圧として印加して、放電を発生させるプロセスが必須である。前記直列共振方式Ａ及び前記非共振方式Ｂでは、点火時に定格放電電圧の２倍以上の高電圧を発生できるような昇圧比で、出力トランスの１次巻線と２次巻線の巻数比を設定しているものが多い。この場合には、スイッチング半導体素子を１／２以上のオンデューティでスイッチング動作させるケースがあるから、当然に点火時の高電圧で最大定格電流が出力トランスの２次巻線Ｎ２に流れる設計を行うことになり、等価的に１次巻線を流れる１次電流のピーク値が増加するために、スイッチング半導体素子の電流利用率が低くなり、不経済である。この問題を解決するために、点火電圧発生用の第３の巻線を出力トランスに設けたり、あるいは別途、高電圧発生回路を備えたプラズマ放電装置もある（例えば、特許文献４参照）が、やはり小型化の面、経済性の面で難点がある。
特開２００４−４０９６２公報 特表平１１−５０５６６１号公報 特開２００３−２６８５４１公報 特開２００５−３３９６８公報

本発明は、上述のような従来の課題を解決するために、片波のシングル又はダブルのフォワード型ＤＣ−ＤＣコンバータを用い、プラズマ放電装置独特の特性に適合するようにそのフォワード型ＤＣ−ＤＣコンバータを制御することにより、特別な回路あるいは部品を用いることなく容易に点火電圧を発生することができ、しかも定格放電電圧から定格放電電力の１％程度の放電電力までの非常に広い範囲の電力を安定に得ることができるプラズマ放電装置を提供するものである。

第１の発明は、直流電源部と、その直流電源部から出力ケーブルを通して電力を受電するプラズマ放電部とからなるプラズマ放電装置において、前記直流電源部は、前記プラズマ放電部を点火させる点火電圧を発生するのに適した巻数比を有する１次巻線と２次巻線とを備えるトランスと、そのトランスの前記１次巻線に直列に接続された単一のスイッチング半導体素子部又は前記１次巻線を挟んで互いに直列に接続された一対のスイッチング半導体素子部と、前記単一のスイッチング半導体素子部又は前記一対のスイッチング半導体素子部のスイッチング動作を制御する制御回路と、前記トランスの前記２次巻線に接続された整流素子とフィルタ用チョークとフィルタ用コンデンサとフライホイールダイオードとからなるチョークインプット型整流回路とを備えてなる片波のフォワード型ＤＣ−ＤＣコンバータであり、前記点火電圧を発生させる点火時には、前記フォワード型ＤＣ−ＤＣコンバータがカットオフモードで動作して、前記フィルタ用コンデンサに充電された電圧を前記点火電圧として前記プラズマ放電部に印加し、前記プラズマ放電部が点火した後のプラズマ放電時には、前記制御回路が、前記２次巻線の電圧が前記チョークインプット型整流回路により平均化されて所定の電圧値にされるオンデューティで前記単一のスイッチング半導体素子部又は前記一対のスイッチング半導体素子部をスイッチングさせ、前記フォワード型ＤＣ−ＤＣコンバータを電流連続モードで動作させて、所望のプラズマ放電電圧を前記プラズマ放電部に供給することを特徴とするプラズマ放電装置を提供する。

第２の発明は、前記第１の発明において、前記フィルタ用コンデンサのキャパシタンスと前記出力ケーブルが有するインダクタンスとが直列共振するように前記フィルタ用コンデンサの前記キャパシタンスを選定し、プラズマ放電部に異常放電が発生するときには、前記キャパシタンスと前記インダクタンスとが直列共振を行い、この直列共振によって前記フィルタ用コンデンサの電圧が反転して逆極性になるとき、この逆極性の電圧を前記プラズマ放電部に印加して前記異常放電を消滅させることを特徴とするプラズマ放電装置を提供する。

第３の発明は、前記第１の発明又は前記第２の発明において、前記プラズマ放電部が必要とするプラズマ放電電力に応じて前記フォワード型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電力を変化させるときには、前記制御回路は、周波数変調により、前記スイッチング半導体素子部のオンデューティを制御することを特徴とするプラズマ放電装置を提供する。

第４の発明は、前記第１の発明ないし前記第３の発明のいずれかにおいて、前記制御回路が、検出電力信号と電力基準信号との誤差信号と、前記出力電圧の大きさに応じて設定される周波数の三角波信号とを比較して、前記出力電圧の大きさに応じて設定された周波数であって、前記誤差信号に左右されるオンデューティ又はパルス幅の駆動パルスで前記スイッチング半導体素子部を駆動することを特徴とするプラズマ放電装置を提供する。

前記第１の発明によれば、片波のシングル又はダブルのフォワード型ＤＣ−ＤＣコンバータを用い、プラズマ放電装置の点火時には前記フォワード型ＤＣ−ＤＣコンバータをカットオフ動作モードで動作させることによって、特別な回路あるいは部品を用いることなく簡単な構成のフォワード型コンバータで容易に点火電圧を発生することができ、しかも必要とされるプラズマ放電電力を安定に得ることができるプラズマ放電装置を提供することができる。

前記第２の発明によれば、前記第１の発明が奏する効果の他に、プラズマ放電部に異常放電が発生するときには、フィルタ用コンデンサのキャパシタンスと出力ケーブルのインダクタンスとが直列共振して異常放電を消滅させるので、異常放電を消滅させるための特別な回路などが不要であり、更にプラズマ放電装置を簡便にすることができる。

前記第３の発明によれば、前記第１の発明又は前記第２の発明が奏する効果の他に、前記プラズマ放電部が必要とするプラズマ放電電力に応じて前記フォワード型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電力を変化させるときには、前記制御回路は、周波数変調により、前記スイッチング半導体素子部のオンデューティを制御するので、定格プラズマ放電電力から定格プラズマ放電電力の１％程度の放電電力までの非常に広い範囲の電力を安定に得ることができる。

前記第４の発明によれば、前記第１の発明ないし前記第３の発明が奏する効果の他に、プラズマ放電部が要求する定電力を供給しながら、プラズマ放電電圧の変動に追従して周波数を変調し、変化する出力電力を供給することができ、より品質の高い薄膜の形成などを行えるプラズマ放電装置を提供することができる。

[実施形態１]
本発明に係る実施形態１の第１のプラズマ放電装置１００について、図１〜図４により説明する。この第１のプラズマ放電装置１００の特徴は、第１に小型化及び経済性の面で有利な片波のフォワード型コンバータを用いること、第２にプラズマ放電装置の点火の際に片波のフォワード型コンバータを後述する電流不連続モード（以下、カットオフモードという。）で動作させることにある。図１は第１のプラズマ放電装置１００の主要な部分の回路構成を示す図であり、図２、図３は第１のプラズマ放電装置１００の動作を説明するための各部の波形を示す図である。図２は、プラズマ放電しているときに、フォワード型コンバータを後述する電流連続モードで動作させるときの波形を示し、図２（Ａ）は駆動パルスの電圧波形、図２（Ｂ）はトランスの１次巻線の電圧波形、図２（Ｃ）はトランスの１次巻線の電流波形、図２（Ｄ）はフィルタ用チョークの電流波形をそれぞれ示す。また、図３は、プラズマ放電部が点火する前に、フォワード型コンバータを後述するカットオフモードで動作させるときの波形を示し、図３（Ａ）は駆動パルスの電圧波形、図３（Ｂ）はトランスの１次巻線の電圧波形、図３（Ｃ）はフィルタ用チョークの電流波形、図３（Ｄ）はフィルタ用コンデンサの充電電圧波形をそれぞれ示す。図４はスイッチング半導体素子部のオンデューティ制御を説明するための１周期Ｔの波形を示している。

第１のプラズマ放電装置１００は大きく分けて直流電源部１と、直流電源部１から電力を受電するプラズマ放電部５０と、直流電源部１とプラズマ放電部５０とを接続する同軸ケーブルのような出力ケーブル６０とからなる。直流電源部１は片波のフォワード型ＤＣ−ＤＣコンバータからなり、以下ではフォワード型コンバータ１という。フォワード型コンバータ１は、不図示の商用電源の交流電圧を直流に変換するコンバータとフィルタ回路などからなる一般的な直流電源２、プラズマ放電部５０を点火させる点火電圧を発生するのに適した巻数比を有する１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２とを備えるトランス３と、トランス３の１次巻線Ｎ１を挟んで互いに直列に接続された一対のスイッチング半導体素子部４、５と、トランス３の磁気エネルギーを直流電源部１に帰還させるよう接続されたリセット用ダイオード６、７と、トランス３の２次巻線Ｎ２に直列接続された整流素子８と、トランス３の２次巻線Ｎ２と整流素子８とに跨って接続されたフライホイールダイオード９と、フィルタ回路を構成するフィルタ用チョーク１０とフィルタ用コンデンサ１１と、出力電流を検出する電流検出器１２と、出力電圧を検出する電圧検出器１３と、検出されたそれら電流と電圧とを乗算して得られる検出電力に対応する電力検出信号Ｐｄを出力する乗算回路１４と、スイッチング半導体素子部４、５に駆動パルスを与える制御回路１５とからなる。ここで、整流素子８とフライホイールダイオード９とフィルタ用チョーク１０とフィルタ用コンデンサ１１とはチョークインプット回路３０を構成する。フォワード型コンバータ１は、４個のスイッチング半導体素子をブリッジ接続してなる従来のブリッジコンバータに比べて小型化及び経済性の面でも有利である。

制御回路１５は、主として誤差増幅部１５Ａ、周波数設定部１５Ｂ、オンデューティ変調部１５Ｃ、及び駆動パルス発生部１５Ｄからなる。誤差増幅部１５Ａは、乗算回路１４からの電力検出信号Ｐｄと予め設定された電力基準信号Ｐｒとの誤差信号Ｓ１を生じる誤差増幅器などからなる。周波数設定部１５Ｂは、誤差増幅部１５Ａからの誤差信号を受けて、その誤差信号の値に応じた周波数の信号を出力する電圧―周波数変換回路１５Ｂ１と、電圧―周波数変換回路１５Ｂ１からの信号に基づいて周波数が制御される三角波信号を発生する三角波信号発生回路１５Ｂ２などからなり、前記誤差信号に応じた周波数をもつ三角波信号Ｓ２を出力する。オンデューティ変調部１５Ｃは、誤差増幅部１５Ａからの誤差信号Ｓ１と周波数設定部１５Ｂからの三角波信号Ｓ２とを比較するコンパレータなどからなり、誤差信号Ｓ１と三角波信号Ｓ２とによって、三角波信号Ｓ２の周波数を基準にして出力電力が一定になるようにオンデューティが変調された制御信号Ｓ３を駆動パルス発生部１５Ｄに出力する。駆動パルス発生部１５Ｄは、制御信号Ｓ３を適当な大きさの駆動パルスにしてスイッチング半導体素子部４、５に供給する。

図１に示すフォワード型コンバータ１は、トランス３の１次巻線Ｎ１を挟んで互いに直列に接続された一対のスイッチング半導体素子部４、５を少なくとも備えるので、ダブルフォワード型コンバータと称するが、単一のスイッチング半導体素子部をトランス３の１次巻線Ｎ１に直列に接続した構成、例えば図１でスイッチング半導体素子部４又はスイッチング半導体素子部５のどちらか一方を削除して短絡すると共に、リセット用ダイオード７又はリセット用ダイオード６のどちらか一方を削除し、１次巻線Ｎ１に直列に付加された不図示のリセット巻線にリセット用ダイオード７又はセット用ダイオード６を接続してなる一般的な回路構成のシングルフォワード型コンバータでもよい。また、例えば図１でスイッチング半導体素子部４又はスイッチング半導体素子部５のどちらか一方を削除して短絡すると共に、リセット用ダイオード６、７を削除し、トランス３の１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２のそれぞれに不図示のコンデンサを並列に接続し、トランス３の励磁インダクタンスと前記不図示のコンデンサとを共振させてリセットする回路構成のシングルフォワード型コンバータであっても勿論よい。

この本発明ではダブルフォワード型コンバータ、シングルフォワード型コンバータのいずれでもよいが、実施形態１では電圧が高い場合に適した構成のダブルフォワード型コンバータを採用している。なお、スイッチング半導体素子部は単体のＦＥＴあるいはＩＧＢＴ、又はトランジスタなどのスイッチング半導体素子でもよいが、必要に応じてこのようなスイッチング半導体素子を複数個直列又は並列、あるいは直並列接続したものでもよい。また、図１に示すダブルフォワード型コンバータにおいて、リセット用ダイオード６及び７としてスイッチング半導体素子部４又はスイッチング半導体素子部５と同様なスイッチング半導体素子を用い、これらの有する内部ダイオードを利用し、これらスイッチング半導体素子をリセット用ダイオードとして用いても良い。

フォワード型コンバータ１の出力端子１６、１７は同軸ケーブルなどの出力ケーブル６０によってプラズマ放電部５０に接続される。なお、実際には一方の電極が接地されるプラズマ放電部５０と、商用電源に接続される直流電源部１との間を直流的に絶縁するために、電流検出器１２又は電圧検出器１３からスイッチング半導体素子部４、５との間の配線にフォトカプラあるいはパルストランスのような直流絶縁手段が備えられているが、図１では省略している。

先ず、このフォワード型コンバータ１の基本的な電流連続モードの動作を説明する。スイッチング半導体素子部４、５は、図２（Ａ）に示すような同等の大きさの駆動パルスで同時にオン、オフを繰り返し、スイッチング半導体素子部４、５がオンしているオン幅Ｔ１でトランス３の１次巻線Ｎ１に直流電源２の直流電圧Ｖ１を印加することにより、図２（Ｂ）に示すような電圧を１次巻線Ｎ１に発生する。このときトランス３の１次巻線Ｎ１には図２（Ｃ）に示すような電流、つまりスイッチング半導体素子部４、５がオンしているオン幅Ｔ１には励磁電流Ｉｍが重畳されて増加する右肩上がりの電流、スイッチング半導体素子部４、５がオフしているオフ幅Ｔ２には励磁電流Ｉｍが減少する右肩下がりの電流が流れ、フィルタ用チョーク１０には図２（Ｄ）に示すような連続した脈動する電流が流れる。一般にこれを電流連続モードと言っている。このとき、スイッチング半導体素子部４、５のオフ幅Ｔ２の時間内に、トランス３のコアに蓄えられた磁気エネルギーをリセット電流として、リセット用ダイオード６、７を通して直流電源２に戻すことにより、励磁電流がゼロになり、トランス３がリセットされる。なお、１周期Ｔは、Ｔ＝Ｔ１＋Ｔ２で表される。

スイッチング半導体素子部４、５のオフ幅Ｔ２の時間内に、励磁電流がリセット用ダイオード６、７を通して電源２にすべて帰還されることによりゼロになって、１次巻線Ｎ１の電圧がリセットを終了しなければならない。トランス３のリセットに要するリセット時間を確保するために、オン幅Ｔ１をオフ幅Ｔ２以下（Ｔ１≦Ｔ２）にしなければならない。この条件により、Ｔ１／（Ｔ１＋Ｔ２）で決まるスイッチング半導体素子部４、５のオンデューティＤの最大値は０．５となり、スイッチング半導体素子部４、５は０．５以下のオンデューティＤでスイッチングを行わなければならない。トランス３の２次巻線Ｎ２の電圧Ｖ２は、前記チョークインプット回路３０で整流、平滑される、つまり平均化される。したがって、オンデューティＤの最大値（０．５）では、出力端子１６、１７間の直流出力電圧Ｖｏはトランス３の２次巻線Ｎ２の電圧Ｖ２のほぼ１／２となるから、例えばプラズマ放電部５０の定格プラズマ放電電圧が５００Ｖの場合には、トランス３の２次巻線Ｎ２の電圧Ｖ２は定格プラズマ放電電圧の２倍の電圧に等しい１０００Ｖ程度の電圧を必要とする。

一般的なインピーダンス負荷の場合には、図２（Ｄ）に示すように、フォワード型コンバータを電流連続モードで動作させるので、正常な動作範囲では、図３（Ｃ）に示すようなフィルタ用チョーク１０に電流が流れない期間が存在するカットオフモードで動作させることはほとんどない。例えば、フォワード型コンバータ１をカットオフモードで動作させる場合は、電流連続モードと同じ制御では出力電圧が高くなってしまい、正常に動作できなくなる。したがって、通常はダミー抵抗を出力端子１６と１７との間に接続してフィルタ用チョーク１０に流れる電流が途切れないようにするなどの工夫が必要になる。つまり、従来ではフォワード型コンバータ１をカットオフモードでは動作させないが、本発明では、プラズマ放電部５０を点火させる際にはフォワード型コンバータ１を積極的にカットオフモードで動作させることを一つの特徴にしている。プラズマ放電部５０を点火させる際には駆動初期からフォワード型コンバータ１をカットオフモードで動作させることによって、特別な高電圧発生回路又は部品を必要とすることなく、直流高電圧を発生させることができる。なお、ダミー抵抗を出力端子１６と１７との間に接続した場合には、ダミー抵抗を通してフィルタ用チョーク１０に連続して電流が流れるから、出力端子１６、１７間にはトランス３の２次巻線Ｎ２の電圧Ｖ２に近い高電圧は得られない。

次に、第１のプラズマ放電装置１００の動作について説明する。先ず、制御回路１５は、図３（Ａ）に示すような初期の駆動パルスをスイッチング半導体素子部４、５に供給してオン、オフ動作をさせ、トランス３の１次巻線Ｎ１に図３（Ｂ）に示すような電圧を発生し、２次巻線Ｎ２に電流を流す。２次巻線Ｎ２の極性を示す黒点側が正の電圧であるとき、２次巻線Ｎ２を流れる電流はフィルタ用コンデンサ１１、フィルタ用チョーク１０及び整流素子８を通して流れ、フィルタ用コンデンサ１１を充電する。次に、２次巻線Ｎ２の極性を示す黒点側が負の電圧になるとき、フィルタ用チョーク１０に蓄えられている磁気エネルギーによる電流がフライホイールダイオード９を通してフィルタ用コンデンサ１１に流れる。実施形態１において、プラズマ放電部５０が点火する前は、プラズマ放電部５０がほぼ無限大の負荷抵抗となる。このとき、制御回路１５からの前記初期の駆動パルスは、フィルタ用チョーク１０を流れる電流が連続せずに断続する図３（Ｃ）に示す波形となるように、スイッチング半導体素子部４、５のオンデューティＤが例えば０．５よりも小さいオン幅Ｔ１とする。つまり、スイッチング半導体素子部４、５のオンデューティＤを小さいオン幅Ｔ１にすることにより、図３（Ｃ）に示すように、フィルタ用チョーク１０を電流が流れる区間は短くなり、フィルタ用チョーク１０を電流が流れない区間が生じる。この動作がフォワード型コンバータ１のカットオフモードである。

フィルタ用チョーク１０を電流が流れない区間では、フィルタ用チョーク１０の電圧降下はゼロであるから、フィルタ用コンデンサ１１の電圧にほぼ等しい電圧が出力端子１６、１７を介してプラズマ放電部５０に印加される。フィルタ用コンデンサ１１の充電電圧が上昇するのに伴い、出力端子１６、１７を介してプラズマ放電部５０に印加される電圧が上昇する。フィルタ用コンデンサ１１が例えば数十〜数百周期で最大値で２次巻線Ｎ２の高電圧（例えば１０００Ｖ）まで充電されると、２次巻線Ｎ２の高電圧に近い電圧がプラズマ放電部５０に印加されることになり、プラズマ放電部５０を点火することができる。そして、プラズマ放電部５０がプラズマ放電状態に至ると、放電電流を流すためにスイッチング半導体素子部４、５のオンデューティＤを例えば０．５のオン幅Ｔ１にすることにより、フィルタ用チョーク１０を通して流れる電流は図２（Ｄ）に示すように連続し、フォワード型コンバータ１は電流連続モードで動作する。

前述の場合には、最初からスイッチング半導体素子部４、５のオンデューティＤを小さいオン幅Ｔ１にして、フォワード型コンバータ１のカットオフモードで動作させたが、プラズマ放電装置によっては要求される点火までの時間が異なることがある。この場合には、スイッチング半導体素子部４、５のオンデューティＤを調整することにより、フィルタ用コンデンサ１１の充電時間を制御し、点火までの時間を調整することができる。例えば、スイッチング半導体素子部４、５のオン幅Ｔ１が一定であるならば、フィルタ用コンデンサ１１の充電電圧の上昇に伴って、フィルタ用チョーク１０を流れる電流は図３（Ｃ）に示すように減少するから、当然にフィルタ用コンデンサ１１の充電電圧の上昇率は図３（Ｄ）に示すように低くなる。この充電電圧の上昇率を低下させないためには、フォワード型コンバータ１をカットオフモードで動作させる範囲で、スイッチング半導体素子部４、５のオン幅Ｔ１を徐々に大きくして、フィルタ用チョーク１０を流れる電流を減少させないようにする。そして、更にプラズマ放電部５０の点火までの時間を短縮する場合には、フィルタ用コンデンサ１１が２次巻線Ｎ２の高電圧（例えば１０００Ｖ）の例えば７０〜１００％に充電されるまで、スイッチング半導体素子部４、５のオンデューティＤのオン幅Ｔ１を大きくし、フィルタ用チョーク１０を流れる電流を増加させて、短時間でフィルタ用コンデンサ１１を充電してもよい。

その一例として、最初はスイッチング半導体素子部４、５のオンデューティＤを大きくし、フォワード型コンバータ１を電流連続モードで動作させて、フィルタ用コンデンサ１１を短い時間で２次巻線Ｎ２の高電圧（例えば１０００Ｖ）の７０〜１００％の範囲の選定された電圧値まで充電し、その電圧値に達した時点で、スイッチング半導体素子部４、５のオンデューティＤを小さな値に切り替えることにより、フォワード型コンバータ１をカットオフモードで動作させてもよい。この場合には、フォワード型コンバータ１をカットオフモードに切り替えた時点で、プラズマ放電部５０に印加される電圧は、最大値で２次巻線Ｎ２の高電圧（例えば１０００Ｖ）となる。フィルタ用コンデンサ１１の充電電圧が２次巻線Ｎ２の電圧に達していない場合には、次の周期以降で今までよりも緩やかに上昇するフィルタ用コンデンサ１１の充電電圧がプラズマ放電部５０に印加される。このようにして、前述よりも短い時間で所望の点火電圧をプラズマ放電部５０に印加し、点火することができる。この場合、点火時間の調整が可能である。なお、フィルタ用コンデンサ１１が２次巻線Ｎ２の高電圧の７０〜１００％の範囲の選定された電圧値に達した時点は、予め設定された周期が経過する時点であってもよい。

前述の例で、最大定格プラズマ放電電圧の５００Ｖを出力するためには、トランス３の２次巻線Ｎ２の電圧がほぼ１０００Ｖであり、スイッチング半導体素子部４、５のオンデューティＤは０．５でなければならない。そして、スイッチング半導体素子部４、５に与えられる駆動パルスのオン幅Ｔ１を例えば５μｓであるとすると、１周期が１０μｓであるからスイッチング半導体素子部４、５の駆動パルスの周波数は１００ｋＨｚとなる。このときのオンデューティＤは０．５である。フォワード型コンバータは出力電圧により駆動パルスのオン幅Ｔ１がほぼ決まるために、誤差増幅部１５Ａが出力する出力電圧の誤差信号Ｓ１に応じて周波数を変調しても、出力電圧により駆動パルスの周波数が決まることになる。したがって、最大定格プラズマ放電電圧の出力時には、制御回路１５の周波数設定部１５Ｂは駆動パルスの周波数が１００ｋＨｚになるように設定されており、最大定格プラズマ放電電圧時にはオンデューティ変調部１５Ｃの基礎的な周波数を１００ｋＨｚにする。なお、駆動パルスのオン幅Ｔ１がほぼ一定であれば、オンデューティＤは周波数に比例し、周波数が１／２になれば、オンデューティＤも１／２になる。

オンデューティ変調部１５Ｃは、誤差増幅部１５Ａからの誤差信号の大きさに応じて１００ｋＨｚを中心にオンデューティＤを変調し、一定の出力電力になるように変調されたオンデューティＤの制御信号Ｓ３を駆動パルス発生部１５Ｄに与える。そして、駆動パルス発生部１５Ｄは、適当な電圧の駆動パルスをスイッチング半導体素子部４、５に供給する。このようにスイッチング半導体素子部４、５がほぼ１００ｋＨｚの駆動周波数を中心に制御されたオンデューティＤでスイッチング動作を行うことにより、フォワード型コンバータ１は電流連続モードで動作し、ほぼ５００Ｖの電圧の定格プラズマ放電電力をプラズマ放電部５０に供給する。

次にプラズマ放電部５０が必要とするプラズマ放電電圧が２５０Ｖになる場合、トランス３の２次巻線Ｎ２の電圧の波高値は巻数比ｎだけで決まるからほぼ１０００Ｖであり、したがって必要なオンデューティＤは必然的に０．２５となる。前述から駆動パルスのオン幅はほぼ５μｓであり、オンデューティＤが０．２５であることから逆算すると、１周期は２０μｓとなり、駆動パルスの周波数はほぼ５０ｋＨｚとなる。つまり、プラズマ放電部５０が必要とするプラズマ放電電圧を第１のプラズマ放電電圧（例えば５００Ｖ）から第２のプラズマ放電電圧（例えば２５０Ｖ）に変化させるとき、分かり易くするために制御回路１５がパルス幅（オン幅Ｔ１）を実質的に変えないものとすれば、前記第１のプラズマ放電電圧の大きさに対する前記第２のプラズマ放電電圧の大きさの比率を前記第１のプラズマ放電電圧のときのオンデューティ（例えば０．５）に乗じたオンデューティ（例えば０．２５）になる周波数（例えば５０ｋＨｚ）の駆動パルスでスイッチング半導体素子部４、５を駆動する。

したがって、プラズマ放電部５０が必要とするプラズマ放電電圧が２５０Ｖの場合には、制御回路１５の周波数設定部１５Ｂは誤差増幅部１５Ａからの誤差信号Ｓ１によって駆動周波数Ｆを５０ｋＨｚに設定し、オンデューティ変調部１５Ｃは５０ｋＨｚの周波数を基本にして、出力電力が定格値に維持されるようにオンデューティＤの変調を行う。スイッチング半導体素子部４、５は、前述のように周波数設定部１５Ｂで設定された駆動周波数Ｆで、かつオンデューティ変調部１５ＣによりオンデューティＤの変調された駆動パルスでスイッチング動作を行い、フォワード型コンバータ１はほぼ２５０Ｖの電圧で定格プラズマ放電電力をプラズマ放電部５０に供給することができる。プラズマ放電電圧が５００Ｖから２５０Ｖの範囲では、前述したように、その電圧値に比例する周波数を駆動周波数Ｆとして周波数設定部１５Ｂが設定する。

この点について図４を用いて説明する。図４（Ａ）は誤差信号Ｓ１のレベルが高いときの１周期Ｔの誤差信号Ｓ１と三角波信号Ｓ２とを示している。誤差信号Ｓ１のレベルが高いときには三角波信号Ｓ２の周波数はそれに応じて高くなることを示している。また、図４（Ｂ）は誤差信号Ｓ１のレベルが低いときの１周期Ｔの誤差信号Ｓ１と三角波信号Ｓ２とを示し、誤差信号Ｓ１のレベルが低いときには三角波信号Ｓ２の周波数がそれに応じて低くなる。オンデューティ変調部１５Ｃは、誤差信号Ｓ１のレベルに応じて周波数が変化する三角波信号Ｓ２と誤差信号Ｓ１とを比較し、三角波信号Ｓ２が誤差信号Ｓ１と同等以下にある区間をオン幅Ｔ１、三角波信号Ｓ２が誤差信号Ｓ１よりも大きな区間と三角波信号Ｓ２が一定の低レベルにある区間との和の区間をオフ幅Ｔ２とする制御信号Ｓ３を出力する。したがって、制御信号Ｓ３は三角波信号Ｓ２の周波数を基準にして誤差信号Ｓ１と三角波信号Ｓ２とによってオンデューティＤ、つまり周波数が変調される。

ここで、定電力負荷装置であるプラズマ放電装置５０にあっては、プラズマ放電電圧が５００Ｖのときも２５０Ｖのときも伝達負荷電力は等しいので、５００Ｖのときにスイッチング半導体素子部４、５を流れる電流をＩｐとすると、２５０Ｖのときにスイッチング半導体素子部４、５を流れる電流は当然に２Ｉｐとなる。この場合のスイッチング半導体素子部４、５のスイッチング損失を比較すると、２５０Ｖのときにはスイッチング半導体素子部４、５を流れる電流が５００Ｖのときの２倍になるが、スイッチング周波数、換言すればオンデューティＤがほぼ１／２になるので、スイッチング損失を総合的に大きく減少させることができる。

次に、プラズマ放電装置５０が定格プラズマ放電電力（例えば１ｋＷ）よりも大幅に小さい電力、例えば定格プラズマ放電電力の１％程度である１０Ｗ（例えば電圧が５Ｖ、電流が２Ａ）の一定電力を必要とする場合、電圧比率に応じて定格プラズマ放電電力時の駆動周波数１００ｋＨｚの１％程度に相当する１ｋＨｚ程度まで周波数を下げれば、オンデューティＤが０．０１程度になる。つまり、プラズマ放電部５０が必要とするプラズマ放電電力を第１のプラズマ放電電力（例えば５００Ｖ×２Ａ＝１ｋＷ）から第２のプラズマ放電電力（例えば５Ｖ×２Ａ＝１０Ｗ）に変化させるときには、制御回路１５は、パルス幅（オン幅Ｔ１）を実質的に変えずに前記第１のプラズマ放電電力（放電電圧）の大きさに対する前記第２のプラズマ放電電力（放電電圧）の大きさの比率（０．０１）を前記第１のプラズマ放電電力（放電電圧）のときのオンデューティＤ（例えば０．５）に乗じたオンデューティＤ（例えば０．００５）になる周波数（例えば１ｋＨｚ）の駆動パルスでスイッチング半導体素子部４、５を駆動する。

したがって、この場合には、制御回路１５の周波数設定部１５Ｂは駆動パルスの駆動周波数Ｆを１ｋＨｚに設定し、オンデューティ変調部１５Ｃは誤差増幅部１５Ａからの誤差信号Ｓ１と周波数設定部１５Ｂからの１ｋＨｚの周波数の三角波信号Ｓ２とを比較して、１ｋＨｚの周波数を中心にオンデューティＤの変調された制御信号Ｓ３を出力する。駆動パルス発生部１５Ｄは制御信号Ｓ３を受けて、１ｋＨｚを中心にオンデューティＤが変調された駆動パルスをスイッチング半導体素子部４、５に送出することにより、フォワード型コンバータ１はほぼ１０Ｗの一定の電力をプラズマ放電部５０に供給する。

前述からも明らかなように、駆動周波数Ｆ、つまりオンデューティＤを低下させたときのスイッチング半導体素子部４、５のスイッチング損失は総合的に小さくなり、また、この小電力領域ではスイッチング半導体素子部４、５を１ｋＨｚ程度の駆動周波数Ｆでスイッチング動作させても、パワーが小さいので騒音などの悪影響はほとんど問題にならない。なお、前述した最大の定格放電電圧の値、駆動周波数Ｆ、スイッチング半導体素子部４、５の前記オン幅、プラズマ定格電力の値などはすべて一例であってそれら値に制限されるものでない。

以上で述べた実施形態１によれば、周波数設定部１５Ｂは誤差増幅部１５Ａからの誤差信号Ｓ１によりプラズマ放電電力（放電電圧）に対応して駆動周波数Ｆの変更を行ったが、プラズマ放電電力（放電電圧）の設定に対応して電力基準信号Ｐｒの設定を変更するときに連動して、駆動周波数Ｆの設定などを自動的に又は手動的に行えるようにしてもよい。例えば、周波数設定部１５Ｂはプラズマ放電部５０が要求する定格プラズマ放電電力（放電電圧）値から前述したような小さい一定のプラズマ放電電力（放電電圧）値（例えば１０Ｗ）まで対応する周波数値の周波数制御テーブルを内蔵するマイクロコンピュータ（不図示）などから構成されてもよい。また、そのマイクロコンピュータに、プラズマ放電電力（放電電圧）に対応する電力基準信号Ｐｒの設定テーブルを備えても勿論よい。以上で述べたように、フォワード型コンバータとプラズマ放電装置の双方を熟知し、双方が有する独特の特徴を組み合わせることによって、特別な高電圧発生部や高電圧を発生するための部品を必要とせず、小型化、経済性などに優れたプラズマ放電装置１００を提供することができる。

[実施形態２]
図５及び図６により実施形態２に係る第２のプラズマ放電装置２００について説明する。図５はプラズマ放電装置２００を説明するための図であり、図５において、図１で用いた記号と同じ記号の部材は同一の名称の部材を示すものとする。図６は異常放電がプラズマ放電部５０のチャンバ（不図示）に発生した場合のシミュレーション波形を示している。第２のプラズマ放電装置２００は、図１に示した第１のプラズマ放電装置１００と同じ回路構成であるので、説明に必要な部分の回路構成を等価的に示し、他の回路部品は図示するのを省略している。

このプラズマ放電装置２００の大きな特徴は、プラズマ放電部５０に異常放電が発生するときに出力ケーブル６０のインダクタンスＬと直列共振を生じるようにフィルタ用コンデンサ１１のキャパシタンスＣを選定し、プラズマ放電部５０のチャンバ（不図示）に逆電圧を印加して異常放電を消滅させる働きを行うところにある。このとき、フォワード型コンバータ１のフィルタ用チョーク１０のインダクタンスが出力ケーブル６０のインダクタンスＬに比べて大幅に大きいために、フライホイールダイオード９により制限又は短絡されることなく、プラズマ放電部５０のチャンバに逆電圧を印加することができる。つまり、別途、共振用のインダクタンス手段を備えずに、プラズマ放電部５０に異常放電が発生したときだけ実質的に出力ケーブル６０のインダクタンスＬとフィルタ用コンデンサ１１のキャパシタンスＣとで直列共振させ、その直列共振を異常放電の消滅に利用しているところに特徴がある。この部分の技術内容について説明する。

共振によって異常放電を消滅させる技術については種々の文献に既に開示されているが、異常放電が発生したときに出力ケーブルのインダクタンスを共振用インダクタンスとして用いて共振させ、別途、共振用インダクタンス手段を備えずに異常放電を消滅させるプラズマ放電装置についてはそれら文献に開示されていない。したがって、主として出力ケーブル６０のインダクタンスＬを直列共振に利用する内容について説明を行う。

実際のプラズマ放電装置２００にあっては、フォワード型コンバータ１の出力端子１６、１７とプラズマ放電部５０との間の距離は通常、数ｍから５０ｍ程度の距離であり、フォワード型コンバータ１とプラズマ放電部５０とはこのような距離と同等以上の長さをもつ出力ケーブル６０によって接続されている。出力ケーブル６０としては同軸ケーブルが用いられている。先ず、用いる一般的な長さの同軸ケーブルのインダクタンスＬの大きさを考慮して、同軸ケーブルのインダクタンスＬと直列共振を行うのに適したキャパシタンスＣをもつようフィルタ用コンデンサ１１を選定する。

図５において、フィルタ用チョーク１０のインダクタンスをＬｆ、異常放電時のプラズマ放電部５０のチャンバ（不図示）をスイッチＳ、共振によるフィルタ用コンデンサ１１の反転電圧をＥで示し、反転電圧Ｅの極性は図示のとおりである。プラズマ放電部５０の点火前はスイッチＳが開いた状態にある。フォワード型コンバータ１が時刻ｔ０で動作を開始し、図６（Ｂ）に示すようにほぼ時刻ｔ０で点火電圧を発生することにより、プラズマ放電部５０にプラズマ放電が発生する。過渡的な短い時間が経過すると、出力電流Ｉｏは図６（Ａ）に示すように、出力電圧Ｖｏは図６（Ｂ）に示すように、また、プラズマ放電部５０のプラズマ放電電圧Ｖｏ２は図６（Ｃ）で示すように、それぞれのほぼ一定の値で安定する。

このようにフォワード型コンバータ１が連続電流動作モードで動作して、プラズマ放電部５０に所望の放電電力を供給している定常時に、時刻ｔ１でプラズマ放電部５０のチャンバ（不図示）に異常放電が発生すると、図６（Ｃ）で示すように、プラズマ放電部５０のプラズマ放電電圧Ｖｏ２が瞬時的に大きく低下する。つまり、図５でスイッチＳが閉じた状態と等しくなると、フィルタ用コンデンサ１の両端は出力ケーブル６０のインダクタンスＬ及びスイッチＳを通して短絡され、ＬＣ直列共振が発生することにより、図６（Ｂ）に示すようにフィルタ用コンデンサ１１の電圧は反転し、その電圧は図５で示す極性になる。このとき時刻ｔ１で、スイッチＳを通して流れる電流を一旦遮断してゼロにし、時刻ｔ２で出力電圧Ｖｏの逆電圧がピークになるようにするには、フィルタ用コンデンサ１１のキャパシタンスＣと出力ケーブル６０のインダクタンスＬとの共振インピーダンスが（Ｌ／Ｃ）^１／２であるとすれば、共振電流のピーク値ＩｐがＥ／（Ｌ／Ｃ）^１／２よりも大きくなければならないという条件を満足しなければならない。

フィルタ用コンデンサ１１のキャパシタンスＣを大きくすれば、前記条件を満足するが、フィルタ用コンデンサ１１のキャパシタンスＣが大き過ぎれば、共振電流のピーク値Ｉｐが過大となって、プラズマ放電部５０のチャンバ（不図示）を損傷させる危険性がある。このような危険性を避けるという面からは、Ｉｐ＝Ｅ／（Ｌ／Ｃ）^１／２であることが好ましい。例えば、定格放電電圧が５００Ｖで、プラズマ電流が５Ａのプラズマ放電装置で、インダクタンスＬが５０μＨの出力ケーブル６０を用いた場合には、前記式からフィルタ用コンデンサ１１のキャパシタンスＣは５ｎＦとなる。シミュレーションでは、異常放電時に確実に有効な直列共振が発生するようにキャパシタンスＣに余裕をみて、フィルタ用コンデンサ１１のキャパシタンスＣを１３ｎＦとした。このシミュレーション時の共振周波数Ｆｒは１９７．５ｋＨｚで、１周期はほぼ５μｓである。

この実施形態２では、出力端子１６、１７から見た内部インピーダンスを与えるフィルタ用チョーク１０が高インピーダンスを呈するので、ＬＣ直列共振による共振電流Ｉｒは、出力端子１６、１７からフィルタ用チョーク１０及びフライホイールダイオード９を通して実質的に流れない。したがって、前述したように直列共振によるフィルタ用コンデンサ１１の反転電圧Ｅはプラズマ放電部５０のチャンバ（不図示）に逆電圧として印加され、負荷電流とは逆極性の電流を流して確実に異常放電を消滅させる。逆に、フィルタ用チョーク１０のインダクタンスが小さい場合、例えば出力ケーブル６０のインダクタンスＬと同程度、又はそれよりも小さい場合には、ＬＣ直列共振による共振電流がフィルタ用チョーク１０及びフライホイールダイオード９を通して流れるので、フィルタ用コンデンサ１１の反転電圧Ｅは小さくなり、プラズマ放電部５０のチャンバ（不図示）の異常放電を消滅させるに足る逆電圧を与えることができない。

プラズマ放電部５０のチャンバ（不図示）から異常放電が消滅すると、フォワード型コンバータ１が継続して連続電流動作モードで動作しているから、フィルタ用コンデンサ１１のキャパシタンスＣと出力ケーブル６０のインダクタンスＬとのＬＣ直列共振は実質的に消滅する。つまり、このプラズマ放電装置２００にあっては、フィルタ用コンデンサ１１のキャパシタンスＣと出力ケーブル６０のインダクタンスＬとでＬＣ直列共振を発生させるだけでなく、チョークインプット回路３０の特性を利用し、フィルタ用チョーク１０のインダクタンスＬｆが出力ケーブル６０のインダクタンスＬに比べて大幅に大きなことから、フィルタ用コンデンサ１１のキャパシタンスＣと出力ケーブル６０のインダクタンスＬとの直列共振による共振電流を実質的にすべてプラズマ放電部５０のチャンバ（不図示）に流すようにしているので、有効にプラズマ放電部５０のチャンバ（不図示）の異常放電を消滅させることができる。

実施形態２によれば、フォワード型コンバータ１とプラズマ放電装置５０の双方が有する独特の特徴を組み合わせることによって、特別な高電圧発生部や高電圧を発生するための部品を必要とせず、小型化、経済性などに優れたプラズマ放電装置２００を提供することができるだけでなく、特別な部品を必要とすることなくプラズマ放電部５０のチャンバ（不図示）の異常放電を速やかに消滅させることができる。また、図６のシミュレーション波形からも分かるように、プラズマ放電部５０が定常のプラズマ放電状態にある場合、フィルタ用コンデンサ１１のキャパシタンスＣと出力ケーブル６０のインダクタンスＬとは実質的に共振を行わず、ほぼ一定の直流電流がプラズマ放電部５０に流れている。したがって、定常のプラズマ放電状態ではフィルタ用コンデンサ１１のキャパシタンスＣと出力ケーブル６０のインダクタンスＬとの共振による影響は皆無である。なお、実施形態２でも、プラズマ放電部５０が点火されてプラズマ放電が発生するまでは、フォワード型コンバータ１はカットオフ動作モードで動作する。

[実施形態３]
図７により実施形態３に係るプラズマ放電装置３００について説明する。図７において、図１、図５で用いた記号と同じ記号の部材は同一の名称の部材を示すものとする。制御回路１５は、プラズマ放電装置１００の制御回路１５と同様に、主として乗算回路１４からの電力検出信号Ｐｄと予め設定された電力基準信号Ｐｒとの誤差信号Ｓ１を生じる誤差増幅部１５Ａ、誤差増幅部１５Ａからの誤差信号Ｓ１を受けて、誤差信号Ｓ１に応じて設定される周波数の三角波信号Ｓ２を生じる三角波信号発生回路１５Ｂ２を有する周波数設定部１５Ｂと、誤差信号Ｓ１と三角波信号Ｓ２とによりオンデューティＤの変調された制御信号Ｓ３を出力するオンデューティ変調部１５Ｃと、駆動パルス発生部１５Ｄとからなる。また、プラズマ放電装置３００は、電圧検出器１３からの電圧検出信号Ｖｄに対応する周波数信号Ｆｄに変換する電圧−周波数変換器２０を有する。プラズマ放電装置３００は基本的にはプラズマ放電装置１００と同様であるので、主に異なる部分について説明する。なお、実施形態３でも、プラズマ放電部５０が点火されてプラズマ放電が発生するまでは、フォワード型コンバータ１がカットオフ動作モードで動作する。

プラズマ放電装置３００にあっては、電圧−周波数変換器２０が電圧検出器１３により検出された出力電圧検出信号Ｖｄをそれにほぼ比例する周波数信号Ｆｄに変換し、周波数設定部１５Ｂに与える。周波数設定部１５Ｂは電圧−周波数変換器２０からの周波数信号Ｆｄにより決められる周波数の三角波信号Ｓ２をオンデューティ変調部１５Ｃの一方の入力端子に与える。オンデューティ変調部１５Ｃは、誤差増幅部１５Ａからの前述した誤差信号Ｓ１と出力電圧の大きさにほぼ比例する周波数の三角波信号Ｓ２とを比較し、図４に示したように、誤差信号Ｓ１と三角波信号Ｓ２とが交差する時点により左右されるオンデューティＤの制御信号Ｓ３を駆動パルス発生部１５Ｄに与える。つまり、制御信号Ｓ３はプラズマ放電電圧値に応じて設定される周波数であって、電力の誤差信号Ｓ１に左右されるオンデューティＤの信号である。

前記実施形態で説明したように、図８に示したような定格出力特性曲線Ａのプラズマ放電電圧値又はプラズマ放電電力値を満足する駆動周波数Ｆでフォワード型コンバータ１を動作させている状態で、例えば、プラズマ放電部５０が必要とする電力がほぼ１０Ｗ（５Ｖ、２Ａ）になるものとする。電圧検出器１３がその電圧（ほぼ５Ｖの電圧）を検出し、電圧検出器１３の電圧検出信号Ｖｄは電圧−周波数変換器２０にも入力され、電圧検出信号Ｖｄに比例する周波数の周波数信号Ｆｄ、つまりほぼ１ｋＨｚの周波数の周波数信号Ｆｄに変換される。その周波数信号Ｆｄは制御回路１５の周波数設定部１５Ｂに入力され、周波数設定部１５Ｂの三角波信号発生回路１５Ｂ２は周波数信号Ｆｄにほぼ等しい周波数の三角波信号Ｓ２をオンデューティ変調部１５Ｃに与える。誤差増幅部１５Ａは、前述したように、電力検出信号Ｐｄと１０Ｗに対応する電力基準信号Ｐｒとの誤差信号Ｐｄをオンデューティ変調部１５Ｃに入力する。したがって、この場合、制御回路１５はプラズマ放電電圧の検出電圧Ｖｄに対応するほぼ１ｋＨｚの周波数であって、誤差信号Ｓ１に左右されるオンデューティＤの駆動パルスをスイッチング半導体素子部４、５に与え、プラズマ放電電力をほぼ１０Ｗに維持すると共に、プラズマ放電電圧をほぼ５Ｖに維持する。他のプラズマ放電電力値及びプラズマ放電電圧値の場合も同様である。

以上の実施形態１〜３では、オンデューティＤが変調された駆動パルスでスイッチング半導体素子部４、５を駆動する例について述べたが、前述したように、定格プラズマ放電電力又は定格プラズマ放電電圧の駆動周波数Ｆを基本にして、検出されたプラズマ放電電力又はプラズマ放電電圧に応じた周波数に駆動信号の周波数を設定してフォワード型コンバータ１を運転し、その動作中にプラズマ放電部５０のプラズマ放電電力（プラズマ放電電圧）が変動する場合には、駆動パルスのパルス幅制御を行うことにより、プラズマ放電部５０のプラズマ放電電力（プラズマ放電電圧）に追従するようにフォワード型コンバータ１の出力電力又は出力電圧を制御してもよい。つまり、オンデューティＤ（周波数）の変調ではなく、パルス幅制御を行ってもよい。

また、以上の実施形態１〜３では定電力制御について述べたが、一般的な定電流制御でも勿論よい。この場合には、図１において、電流検出器１２で検出された電流検出信号と電流基準信号との誤差信号を小さくする方向に誤差増幅部１５Ａが制御した駆動パルスを、制御回路１５がスイッチング半導体素子部４、５に送出すればよい。この場合、駆動パルスは周波数設定部１５Ｂにより設定された周波数を中心に制御されるオンデューティＤの制御、あるいは周波数設定部１５Ｂにより設定された周波数でパルス幅が変調されるパルス幅制御のいずれでもよい。

なお、以上の実施形態１〜３で挙げた定格プラズマ放電電力の値、定格プラズマ放電電圧、駆動周波数Ｆなどの値は説明をより分かり易くするための一例であって、本発明はこれら各種の値に限定されるものではない。また、実施形態２で説明した出力ケーブル６０のインダクタンスとフィルタ用コンデンサ１１のキャパシタンスによる共振を実施形態３に適用して、異常放電を消滅させるようにしても勿論よい。更にまた、制御回路１５が定格プラズマ放電電力（そのときのプラズマ放電電圧）から必要とされる最小のプラズマ放電電力（プラズマ放電電圧）までの範囲の値に対応する電力基準信号Ｐｒの基準信号テーブルを内蔵し、プラズマ放電部５０のプラズマ放電電力（プラズマ放電電圧）が設定されたときに自動的に相当する定電力基準信号Ｐｒを前記基準信号テーブルから読み出して設定しても良い。

発明の実施形態１にかかる第１のプラズマ放電装置１００を説明するための図面である。 フィルタ用チョークを流れる電流の電流連続モードを説明するための波形を示す図面である。 フィルタ用チョークを流れる電流の電流不連続モードを説明するための波形を示す図面である。 発明の実施形態１にかかる第２のプラズマ放電装置１００を説明するための１周期Ｔの波形を示す図面である。 発明の実施形態２にかかる第２のプラズマ放電装置２００の一部分を説明するための図面である。 発明の実施形態２にかかる第２のプラズマ放電装置２００を説明するための各部の波形を示す図面である。 発明の実施形態３にかかる第３のプラズマ放電装置３００を説明するための図面である。 プラズマ放電装置におけるプラズマ放電部の一般的な入力特性発明を説明するための図面である。

符号の説明

１・・・フォワード型コンバータ （直流電源部）
２・・・直流電源
３・・・トランス
４、５・・・スイッチング半導体素子部
６、７・・・リセット用ダイオード
８・・・整流素子
９・・・フライホイールダイオード
１０・・・フィルタ用チョーク
１１・・・フィルタ用コンデンサ
１２・・・電流検出器
１３・・・電圧検出器
１４・・・乗算回路
１５・・・制御回路
１５Ａ・・・誤差増幅部
１５Ｂ・・・周波数設定部
１５Ｂ１・・・電圧−周波数変換回路
１５Ｂ２・・・三角波信号発生回路
１５Ｃ・・・オンデューティ変調部
１５Ｄ・・・駆動パルス発生部
１６、１７・・・フォワード型コンバータ１の出力端子
２０・・・電圧−周波数変換器
３０・・・チョークインプット回路
５０・・・プラズマ放電部
６０・・・出力ケーブル

Claims (4)

1. 直流電源部と、該直流電源部から出力ケーブルを通して電力を受電するプラズマ放電部とからなるプラズマ放電装置において、
   前記直流電源部は、前記プラズマ放電部を点火させる点火電圧を発生するのに適した巻数比を有する１次巻線と２次巻線とを備えるトランスと、該トランスの前記１次巻線に直列に接続された単一のスイッチング半導体素子部又は前記１次巻線を挟んで互いに直列に接続された一対のスイッチング半導体素子部と、前記単一のスイッチング半導体素子部又は前記一対のスイッチング半導体素子部のスイッチング動作を制御する制御回路と、前記トランスの前記２次巻線に接続された整流素子とフィルタ用チョークとフィルタ用コンデンサとフライホイールダイオードとからなるチョークインプット型整流回路とを備えてなる片波のフォワード型ＤＣ−ＤＣコンバータであり、
   前記点火電圧を発生させる点火時には、前記フォワード型ＤＣ−ＤＣコンバータがカットオフモードで動作して、前記フィルタ用コンデンサに充電された電圧を前記点火電圧として前記プラズマ放電部に印加し、
   前記プラズマ放電部が点火した後のプラズマ放電時には、前記制御回路が、前記２次巻線の電圧が前記チョークインプット型整流回路により平均化されて所定の電圧値にされるオンデューティで前記単一のスイッチング半導体素子部又は前記一対のスイッチング半導体素子部をスイッチングさせ、前記フォワード型ＤＣ−ＤＣコンバータを電流連続モードで動作させて、プラズマ放電電圧を前記プラズマ放電部に供給することを特徴とするプラズマ放電装置。
2. 請求項１において、
   前記フィルタ用コンデンサのキャパシタンスと前記出力ケーブルが有するインダクタンスとが直列共振するように前記フィルタ用コンデンサの前記キャパシタンスを選定し、プラズマ放電部に異常放電が発生するときには、前記キャパシタンスと前記インダクタンスとが直列共振を行い、この直列共振によって前記フィルタ用コンデンサの電圧が反転して逆極性になるとき、この逆極性の電圧を前記プラズマ放電部に印加して前記異常放電を消滅させることを特徴とするプラズマ放電装置。
3. 請求項１又は請求項２において、
   前記プラズマ放電部が必要とするプラズマ放電電力に応じて前記フォワード型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電力を変化させるときには、前記制御回路は、周波数変調により、前記スイッチング半導体素子部のオンデューティを制御することを特徴とするプラズマ放電装置。
4. 請求項１ないし請求項３のいずれかにおいて、
   前記制御回路が、検出電力信号と電力基準信号との誤差信号と、前記出力電圧の大きさに応じて設定される周波数の三角波信号とを比較して、前記出力電圧の大きさに応じて設定された周波数であって、前記誤差信号に左右されるオンデューティ又はパルス幅の駆動パルスで前記スイッチング半導体素子部を駆動することを特徴とするプラズマ放電装置。
   

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