CN102522899B - 一种双管正激功率变换器的控制电路的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种功率变换器的控制电路，公开了一种双管正激功率变换器的控制电路及其控制方法。一种双管正激功率变换器的控制电路，它包括开关管功率电路、储能变压器、同步整流电路、滤波电路、分压检测电路、差分放大电路、A/D转换电路以及数字控制器；一种双管正激功率变换器的控制电路的控制方法，当功率变换器处于稳态工作时，数字控制器采用PID控制模式稳定输出电压；当分压检测电路检测到输出电压的波动超过给定值，数字控制器将PID控制算法的参数和占空比信号保留，从PID控制模式切换到CBC控制模式。本发明在双管正激变换器控制电路中得到了广泛地应用，适用于任意隔离型的DC/DC功率变换器。

Description

一种双管正激功率变换器的控制电路的控制方法

技术领域

本发明涉及一种功率变换器的控制电路，更具体地说，涉及一种双管正激功率变换器的控制电路的控制方法。

背景技术

随着新一代功率集成电子器件的不断出现，开关电源越来越广泛地应用于我们的日常生活。与传统的线性电源相比，开关电源的控制精度和效率都有了很大的提高。正激变换器是一种电路结构简单的隔离型DC-DC功率变换器，被广泛地应用于需要电气隔离的中小功率场合，诸如混合动力汽车、航空电源、新能源开发等各类直流开关电源。为了克服正激变换器的磁复位问题，已提出有源钳位、双管正激、谐振磁复位等各种拓扑结构形式的正激变换器。其中，双管正激变换器(DTFC)无需变压器磁芯复位电路，有着开关管应力低、能够有效地避免桥臂直通等优点，因此获得了广泛地关注和研究。

提高双管正激变换器的效率、降低开关损耗等问题现已得到了深入地探讨，事实上，随着DC/DC功率变换器在供电电源中的应用越来越广泛，对其在大扰动信号下的动态响应要求也随之提高。这一问题现已引起了国内外学者的关注和研究，并得到一系列的研究成果，比如《A new current feedback fuzzy logic controller with extended state observer for DC-to-DCconverters》，Applied Power Electronics Conference and Exposition,2004.APEC'04.NineteenthAnnual IEEE，2004(3):1771-1777，文中将模糊逻辑控制理论应用到Boost变换器中；《Dynamic Response Optimization of Quantum Series-Parallel Resonant Converters Using SlidingMode Control》，Power Electronics Specialists Conference，2000，PESC’00.2000(2):702–707，文中提出了采用滑模控制方法提高QSPRC变换器的动态性能；《A New Digital ControlAlgorithm to Achieve Optimal Dynamic Response Performance in DC-to-DC Converters》，IEEETransactions on Power Electronics,2007,22(4):1489–1498，文中提出了基于电容充放电平衡(Capacitor Balance Control CBC)控制算法，设计了一类控制器用于优化Buck变换器的动态响应。虽然这些控制电路可以较好地改善功率变换器的动态响应，但它们都有至少一种下列弊端：1)变化的开关频率；2)工作频率主要取决于输出电容的等效串联电阻(ESR)；3)没有考虑到PWM信号受限时的情况，不能应用于隔离型的功率变换器。

发明内容

1.要解决的问题

针对现有技术的不足，本发明提供了一种双管正激功率变换器的控制电路的控制方法，它适用于双管正激变换器的控制电路和控制算法，使其具有较高精度的稳态输出电压，同时还具备良好的动态响应性能。

2.技术方案

本发明的控制电路及其控制方法主要是采用复合控制的方法，在稳态时采用传统的PID模式控制稳定变换器的输出电压，而在动态过程中则采用非线性控制方法，通过坐标变换、预测方法实现输出电容的充放电平衡，从而提供快速的动态响应。

为了实现上述目的，本发明所采用的技术方案如下：

一种双管正激功率变换器的控制电路的控制方法，其过程为：由输出端输入在额定范围内变化的直流电压即输入电压v_in，在储能变压器的副边产生交流电压信号，通过同步整流电路整流成直流方波信号，再经过滤波电路在输出电容C两端形成稳定精度的输出电压v_o，功率变换器通过输出电感L和输出电容C两个储能元件向负载R传递能量；分压检测电路测量输出电压v_o的实际值，与差分放大电路中稳压管W₁两端的参考电压v_ref进行比较，得到的误差值经过运算放大器O₁进行差分放大，经过A/D转换电路转化为相应的数字值，输入数字控制器，执行设定的CBC控制算法，产生PWM控制信号至开关管功率电路中的mos管S₁、S₂的栅极，控制这两个mos管S₁、S₂执行相应的开通和关断动作，进而控制滤波电路输出高精度、稳定的输出电压v_o；

其中，当功率变换器处于稳态工作时，数字控制器采用PID控制模式稳定输出电压v_o；当分压检测电路检测到输出电压v_o的波动超过给定值，数字控制器将PID控制算法的参数和占空比信号保留，从PID控制模式切换到CBC控制模式，CBC控制模式具体步骤如下：

1）所述数字控制器输出占空比为50%的DPWM信号，内部计数器开始计数；

2）在间隔

时间段内采样输出电压v_oA，v_oB，根据如下公式计算时间段T′₀：

$T_0^{\′}=\frac{v_{\mathrm{oA}}-v_{\mathrm{oB}}+a\frac{T_s^2}{16}}{\frac{2}{{\mathrm{aT}}_s}},a=\frac{2C}{k_1}---(1-1)$

$k_1=\frac{{\mathrm{nv}}_{\mathrm{in}}-2v_o}{2L}---(1-2)$

其中a为中间参数，T_s为功率变换器的开关频率，v_oA，v_oB为在A点和B点测量的输出电压值，C为输出电容值，k₁为输出电感L电流的上升斜率，n为变压器的变比，v_in是输入电压，v_o是输出电压，L是输出电感值；

3）按照如下关系式计算时间段T′₁，T′₂：

$T_1^{\′}=\sqrt{\frac{k_1}{k_1+k_2}}{T}_0^{\′},T_2^{\′}=\frac{k_2}{k_1}{T}_1^{\′}---(1-3)$

其中k₁为输出电感L电流的上升斜率，k₂为输出电感L电流的下降速率：

$k_1=\frac{{\mathrm{nv}}_{\mathrm{in}}-{2v}_o}{2L},k_2=\frac{v_o}{L}---(1-4)$

公式中，n为变压器的变比，k₂为输出电感L电流的下降速率，v_in是输入电压，v_o是输出电压，L是输出电感值；

4）计数器计数时间等于时间段T′₀+T′₁时，数字控制器输出占空比为0%的DPWM信号，继续计数；

5）计数器计数时间等于时间段T′₀+T′₁+T′₂时，重置PID控制算法的参数和占空比信号，切换回PID控制模式。

3.有益效果

与现有技术相比，本发明具有以下优点：

（1）本发明是基于电容充放电平衡原理的控制电路及其控制方法，保证隔离型开关电源系统在负载电流出现阶跃变化时，在最短的时间内使电感电流和输出电压同时达到新的稳态值,从而使输出电压跌落/过冲幅度最小,系统恢复时间最短，使系统达到最佳的动态性能，且为下一代节能环保，快速响应型低成本CPU、IC电源的诞生奠定理论和实践基础；

（2）由于本发明采用线性-非线性复合控制的策略，稳态时采用传统的PID控制方法，动态过程中采用基于电容电荷平衡原理的非线性控制方法，所以兼顾了快速响应和稳态精度两方面的要求；

（3）本发明在双管正激变换器控制电路中得到了广泛地应用，适合任意隔离型的DC/DC功率变换器。

附图说明

图1为本发明的控制电路图；

图2为基于电容充放电平衡控制算法的控制原理图；

图3为基于CBC控制算法的双管正激功率变换器动态响应示意图；

图4为坐标转换示意图。

图中：1、开关管功率电路；2、储能变压器；3、同步整流电路；4、滤波电路；5、分压检测电路；6、差分放大电路；7、A/D转换电路；8、数字控制器。

具体实施方式

下面结合附图和具体的实施例对本发明进行进一步的说明。以下的描述使得本邻域的熟练技术人员能够在特点的应用和其需求范围内实现和使用所提供的本发明。但本文所定义的基本原理和方法也可以应用于其它实例。因此，本发明并不旨在限制本文所显示和描述的特定实例。

实施例1

如图1的控制电路中，v_in为输入电压，v_o为输出电压。由输出端输入在额定范围内变化的直流电压v_in，它可包含较大的纹波成分，由数字控制器8提供的PWM控制信号控制开关管功率电路1中相应的mos管开通和关断，在储能变压器2的副边产生交流电压信号，通过同步整流电路3整流成直流方波信号，再经过滤波电路4在输出电容C两端形成一定稳定精度的输出电压v_o，功率变换器所连接的负载R并联连接在输出电容C的两端；分压检测电路5并联于负载R的两端，测量输出电压v_o的实际值，与差分放大电路6中稳压管W₁两端的参考电压v_ref进行比较，得到的误差值经过运算放大器O₁进行差分放大，经过A/D转换电路7转化为相应的数字值，输入数字控制器8，执行设定的CBC控制算法，产生PWM控制信号至开关管功率电路1中的mos管S₁、S₂的栅极，控制这两个mos管S₁、S₂执行相应的开通和关断动作，进而控制滤波电路4输出高精度、稳定的输出电压v_o。

所述的开关管功率电路1包括复位二极管D₁、复位二极管D₂、mos管S₁和mos管S₂，mos管S₁的漏极D与复位二极管D₁的阴极连接，复位二极管D₁的阳极与mos管S₂的漏极D连接，mos管S₂的源极S与复位二极管D₂的阳极连接，复位二极管D₂的阴极与mos管S₁的源极S连接；输入电压v_in的正极与mos管S₁的漏极D连接，输入电压v_in的负极与mos管S₂的源极S连接，并且负极同时接地。

储能变压器2原边的正端与mos管S₁的源极S相连，其负端与mos管S₂的漏极D相连，储能变压器2的副边、同步整流电路3和滤波电路4依次连接。

所述的同步整流电路3包括整流二极管D₃和续流二极管D₄，整流二极管D₃的阳极连接所述储能变压器2副边的正端，整流二极管D₃的阴极分别连接续流二极管D₄的阴极和滤波电路4中输出电感L的一端；续流二极管D₄的阳极接地，同时连接所述储能变压器2副边的负端。

所述的滤波电路4包括输出电感L和输出电容C，输出电感L的一端连接输出电容C，输出电容C的另一端连接续流二极管D₄的阳极，同时接地；输出电容C两端形成的电压即是功率变换器的输出电压，负载R并联连接在输出电容C的两端，变换器通过输出电感L和输出电容C两个储能元件向负载R传递能量。

如附图2所示，分压检测电路5由两个电阻R₁、电阻R₂组成，电阻R₁和电阻R₂的阻值比由参考电压v_ref信号决定，通常选用10k以上的电阻串联后并联在负载R的两端。将电阻R₂上端的电压信号引出作为输出电压v_o的实际检测值，经过电阻R₃连接到差分放大电路6中的运算放大器O₁的正端，同时经过电阻R₄接地；运算放大器O₁的负端通过电阻R₅串联连接稳压管W₁后接地，运算放大器O₁的负端同时连接电阻R₆至运算放大器的输出端，电容C₁并联在电阻R₆两端。输出电压v_o的实际检测值与稳压管W₁提供的参考电压v_ref信号，形成误差信号，由运算放大器O₁将此误差信号进行放大，放大倍数由电阻R₃、R₄、R₅、R₆以及电容C₁确定。通过A/D转换电路7转换为对应的数字值，连接至数字控制器8，执行设定的控制算法，产生PWM控制信号。

数字控制器8选择Altera公司的Cyclone控制芯片。输入信号为A/D转换电路7提供的输出电压检测信号和外部时钟信号。采用的编程方法为FPGA的Block diagram编程方法。首先将A/D采样芯片提供的外部时钟信号倍频，用于D触发器、RS触发器、计数器、乘法器、比较器等宏模块的时钟信号；其次将A/D芯片提供的采样信号经过乘法和加法实现增量式PID信号，如附图2中所示的d₁(n)；另外一路A/D信号则通过D触发器、计数器、比较器等宏模块实现CBC控制信号，如附图2中所示的d₂(n)；最后，通过一个选择器实现PID和CBC之间的切换，输出用于控制mos管S₁、S₂的PWM信号，即图2中所示的d(n)信号。

本发明所采用的控制算法是这样工作的，以负载R的电流发生正跃变为例，控制算法主要分为两个部分，当功率变换器处于稳态工作时，采用PID控制模式稳定输出电压v_o，当负载R的电流发生正跃变时，由于输出电感L的电流不能突变，因此输出电容C放电来维持新的负载R电流，数字控制器8切换到CBC控制模式，输出最大占空比信号，使得输出电感L的电流以最快的速度上升，当输出电感L的电流到达其峰值，将占空比信号置为0，通过输出电感L的电流对输出电容C进行充电，这使得输出电压v_o逐渐恢复到稳态值，当动态过程结束后，切换回原来的PID控制模式。

如图3所示，CBC模式控制的核心就是让双管正激变换器在瞬态过程中输出电容C的放电电荷等于充电电荷，从而使得功率变换器的输出电压v_o跌落/超调最小，恢复时间最短。对照附图3，也就是输出电感L的电流和输出电流之间所围成的阴影面积相等。即：

S′_l=S′₂+S′₃      (1-0)

其中，S₁’为动态过程中输出电容C的放电量，S₂’、S₃’为动态过程中输出电容C的充电量。

基于这一控制原理，结合附图3和附图4，当分压检测电路5检测到输出电压v_o的波动超过给定值，数字控制器8将PID控制算法的参数和占空比信号保留，从PID控制模式切换到CBC控制模式(附图3中的P₀点，即负载电流发生跃变的时间点)，CBC控制模式具体步骤如下：

1）数字控制器8输出占空比为50%的DPWM信号，内部计数器开始计数；

2)在间隔

时间段内采样输出电压v_oA，v_oB(附图3中的A点和B点)，根据如下公式计算时间段T′₀：

$v_{\mathrm{oA}}-v_{\mathrm{oB}}=v_o\left(T_0^{\′}\right)-v_o(T_0^{\′}-\frac{T_s}{4})={\mathrm{aT}}_0^{\′2}-a{(T_0^{\′}-\frac{T_s}{4})}^2=a\frac{T_s}{2}{T}_0^{\′}-a\frac{T_s^2}{16}---(1-0^{,})$

$\⇒T_0^{\′}=\frac{v_{\mathrm{oA}}-v_{\mathrm{oB}}+a\frac{T_s^2}{16}}{\frac{2}{{\mathrm{aT}}_s}},a=\frac{2C}{k_1}---(1-1)$

$k_1=\frac{{\mathrm{nv}}_{\mathrm{in}}-2v_o}{2L}---(1-2)$

其中a为中间参数，T_s为功率变换器的开关频率，v_oA，v_oB为在A点和B点测量的输出电压值，C为输出电容值，k₁为附图3中的输出电感L的电流的上升斜率，n为变压器的变比，v_in是输入电压，v_o是输出电压，L是输出电感值。

上述计算公式的理论依据是，由输出电容C的电压-电流关系式，在动态过程中有：

$i_C=C\frac{{\mathrm{dv}}_o}{\mathrm{dt}}=i_L-i_{o2}\⇒C\frac{{\mathrm{dv}}_o}{\mathrm{dt}}=k_{1}t+i_L-i_{o2}=k_{1}t+{\mathrm{\Δi}}_o\⇒v_o=\frac{k_1}{2C}{t}^2{+\mathrm{\Δi}}_{o}t+c={\mathrm{at}}^2+\mathrm{bt}+c---(1-2^{,})$

其中，t表示时间，i_C为流过输出电容C的电流值，i_L为流过输出电感L的电流值，i_o2为负载R电流发生跃变后的电流值，C为输出电容值。因此，动态过程中输出电压波形为二次函数曲线，而时间段T′₀恰好是输出电压到达最低点的时间，如附图3所示的C点。公式（1-2’）中的参数a已知，如果在二次函数曲线上采样两个点进行曲线拟合，既可得出这条二次函数曲线的形状。而A点和B点则正是在瞬态过程开始时候采样的这两个点。将附图3中的坐标原点A转移到C点，如附图4所示的坐标系变换，即可很方便的求解出C点的横坐标T′₀，即公式（1-1）。

3）按照如下关系式计算时间段T′₁，T′₂：

$T_1^{\′}=\sqrt{\frac{k_1}{k_1+k_2}}{T}_0^{\′},T_2^{\′}=\frac{k_2}{k_1}{T}_1^{\′}---(1-3)$

上述计算公式的理论依据是，根据三角形面积计算公式，图3中阴影面积S′₁，S′₂，S′₃，可以计算为：

$S_1^{\′}=S_2^{\′}+S_3^{\′}\⇒\frac{1}{2}{k}_1{T}_0^{\′}{T}_0^{\′}=\frac{1}{2}{k}_1{T}_1^{\′}{T}_1^{\′}+\frac{1}{2}{k}_2{T}_2^{\′}{T}_2^{\′}\⇒k_1{T}_0^{\′2}=k_1{T}_1^{\′2}+k_2{T}_2^{\′2}---(1-3^{,})$

其中k₁为输出电感L电流的上升斜率，k₂为附图3中的输出电感L电流的下降斜率，

$k_1=\frac{{\mathrm{nv}}_{\mathrm{in}}-{2v}_o}{2L},k_2=\frac{v_o}{L}---(1-4)$

另外考虑时间段T′₁，T′₁满足如下关系：

$i_{L_{\mathrm{peak}}}=i_{o2}+k_1{T}_1^{\′}=i_{o2}+k_2{T}_2^{\′}\⇒k_1{T}_1^{\′}=k_2{T}_2^{\′}---(1-4^{,})$

结合式（1-3’）和（1-4’），则可以推导出公式（1-3）；

公式中，T′₁，T′₂是时间段，n为变压器的变比，v_in是输入电压，v_o是输出电压，L是输出电感值，

为输出电感L电流的峰值，i_o2为新的负载电流。

4）计数器计数时间等于时间段T′₀+T′₁时，数字控制器8输出占空比为0%的DPWM信号，继续计数；

5）计数器计数时间等于时间段T′₀+T′₁+T′₂时，重置PID控制算法的参数和占空比信号，切

换回PID控制模式。

本发明基于电容充放电平衡原理的控制算法，保证隔离型开关电源系统在负载电流出现阶跃变化时，在最短的时间内使输出电感L电流和输出电压同时达到新的稳态值，从而使输出电压跌落/过冲幅度最小，系统恢复时间最短，使系统达到最佳的动态性能。为下一代节能环保，快速响应型低成本CPU、IC电源的诞生奠定理论和实践基础。

Claims (1)

1.一种双管正激功率变换器的控制电路的控制方法，其过程为：由输出端输入在额定范围内变化的直流电压即输入电压v_in，在储能变压器（2）的副边产生交流电压信号，通过同步整流电路（3）整流成直流方波信号，再经过滤波电路（4）在输出电容C两端形成稳定精度的输出电压v_o，功率变换器通过输出电感L和输出电容C两个储能元件向负载R传递能量；分压检测电路（5）测量输出电压v_o的实际值，与差分放大电路（6）中稳压管W₁两端的参考电压v_ref进行比较，得到的误差值经过运算放大器O₁进行差分放大，经过A/D转换电路（7）转化为相应的数字值，输入数字控制器（8），执行设定的CBC控制算法，产生PWM控制信号至开关管功率电路（1）中的mos管S₁、S₂的栅极，控制这两个mos管S₁、S₂执行相应的开通和关断动作，进而控制滤波电路（4）输出输出电压v_o；

其中，当功率变换器处于稳态工作时，数字控制器（8）采用PID控制模式稳定输出电压v_o；当分压检测电路（5）检测到输出电压v_o的波动超过给定值，数字控制器（8）将PID控制算法的参数和占空比信号保留，从PID控制模式切换到CBC控制模式，CBC控制模式具体步骤如下：

1）所述数字控制器（8）输出占空比为50%的DPWM信号，内部计数器开始计数；

2）在间隔

时间段内采样输出电压v_oA，v_oB，根据如下公式计算时间段T′₀：

$T_0^{\′}=\frac{v_{\mathrm{oA}}-v_{\mathrm{oB}}+a\frac{T_s^2}{16}}{\frac{2}{{\mathrm{aT}}_s}},a=\frac{2C}{k_1}---(1-1)$

$k_1=\frac{{\mathrm{nv}}_{\mathrm{in}}-2v_o}{2L}---(1-2)$

其中a为中间参数，T_s为功率变换器的开关频率，v_oA，v_oB为在A点和B点测量的输出电压值，C为输出电容值，k₁为输出电感L电流的上升斜率，n为变压器的变比，v_in是输入电压，v_o是输出电压，L是输出电感值；

3）按照如下关系式计算时间段T′₁，T′₂：

$T_1^{\′}=\sqrt{\frac{k_1}{k_1+k_2}}{T}_0^{\′},T_2^{\′}=\frac{k_2}{k_1}{T}_1^{\′}---(1-3)$

其中k₁为输出电感L电流的上升斜率，k₂为输出电感L电流的下降速率：

$k_1=\frac{{\mathrm{nv}}_{\mathrm{in}}-{2v}_o}{2L},k_2=\frac{v_o}{L}---(1-4)$

公式中，n为变压器的变比，k₂为输出电感L电流的下降速率，v_in是输入电压，v_o是输出电压，L是输出电感值；

4）计数器计数时间等于时间段T′₀+T′₁时，数字控制器（8）输出占空比为0%的DPWM信号，继续计数；

5）计数器计数时间等于时间段T′₀+T′₁+T′₂时，重置PID控制算法的参数和占空比信号，切换回PID控制模式。

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