KR101265799B1 - 가변모드 컨버터 제어회로 및 이를 구비한 하프-브리지컨버터 - Google Patents

가변모드 컨버터 제어회로 및 이를 구비한 하프-브리지컨버터 Download PDF

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Abstract

2개의 스위치를 사용하는 여러 가지 토폴로지의 컨버터들에 다양하게 적용될 수 있는 본 발명의 컨버터 제어회로는, 소정 주파수의 펄스신호와 삼각파를 생성하는 발진기와, 발진기의 펄스신호에 동기하여 피드백 단자에 가해진 신호에 따라 결정되는 듀티비를 가지고 스위칭소자의 온, 오프를 제어하기 위해 스위칭 제어신호를 출력하는 스위칭제어신호출력부와, 피드백 단자로 인가되는 신호에 따라 컨버터의 제어모드를 결정하는 신호를 출력하는 모드선택신호발생부, 및 모드선택신호에 따라 제어모드를 선택하기 위한 모드선택부를 포함한다.
컨버터, PWM, 하프-브리지 컨버터, 듀티싸이클, 스위칭 주파수

Description

가변모드 컨버터 제어회로 및 이를 구비한 하프-브리지 컨버터{Variable mode converter control circuit and half-bridge converter having the same}
도 1은 일반적인 하프-브리지 형태의 DC-DC 컨버터 회로를 나타낸 회로도이다.
도 2a 및 도 2b는 도 1에 도시된 컨버터의 제1 스위칭소자 및 제2 스위칭소자의 게이팅 신호를 나타낸 타이밍도이다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 의한 하프-브리지 컨버터용 제어회로를 나타내보인 회로도이다.
도 4는 도 3에 도시된 컨버터 제어회로의 스위칭제어신호출력부의 동작을 설명하기 위하여 도시한 타이밍도이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 하프-브리지 컨버터를 나타내 보인 회로도이다.
도 6은 본 발명의 다른 실시예에 따른 하프-브리지 컨버터를 나타내 보인 회로도이다.
본 발명은 컨버터 제어회로 및 이를 구비한 컨버터에 관한 것으로, 특히 동작 모드(mode)를 가변할 수 있는 컨버터 제어회로 및 이를 구비한 하프-브리지 컨버터에 관한 것이다.
최근의 전자기기의 발달로 IC화에 의한 고성능화, 소형 경량화가 진행됨과 동시에 이들 장치에 불가결한 전원장치도 소형 경량화가 요구되고 있다. 이 요구를 충족시키는 안정화 전원으로서 스위칭방식에 의한 전원이 그 주류를 점하고 있다. 스위칭방식에 의한 정전압 전원장치의 하나인 DC-DC 컨버터(converter)는 소정의 직류전원을 원하는 직류레벨의 전원으로 변환하는 장치로서, 스위칭 동작을 통해 직류를 일단 교류로 변환한 후, 트랜스포머(transformer)로 승압 또는 강압한 뒤 정류함으로써 직류전압의 변압을 수행한다. 이와 같은 변환방식에는 포워드(forward) 방식, 플라이백(flyback) 방식, 하프-브리지(half-bridge) 방식, 풀-브리지(full-bridge) 방식 등 여러 가지 방식이 존재한다. 여러 가지 컨버터 중에서 하프 브리지(half-bridge) 방식에서 파생되어 나온 비대칭 듀티 제어 하프 브리지(Asymmetric PWM half-bridge) 컨버터와 공진형 하프 브리지(Resonant half-bridge) 컨버터 등은 영전압 스위칭을 통해 스위칭손실을 줄일 수 있어 고효율을 요구하는 응용에 널리 사용되고 있다.
도 1은 일반적인 하프 브리지형 DC-DC 컨버터 회로를 설명하기 위하여 도시한 회로도이다.
도 1을 참조하면, 직류전압을 공급하는 직류전압원(Vin)과, 상기 직류전압원의 양단 사이에 연결된 제1 스위칭소자(S1) 및 제2 스위칭소자(S2)와, 상기 직류전 압원(Vin)과 상기 제2 스위칭소자(S2)의 접속선에 연결된 제1 캐패시터(C1)와, 상기 제1 캐패시터(C1)의 음극단과 상기 제1 및 제2 스위칭소자 사이의 접속선 사이에 1차측 권선(L1)이 연결된 트랜스포머(T)와, 상기 트랜스포머(T)의 2차측 제1 권선(L2) 및 제2 권선(L3)에 각각 연결된 제1 정류부(110) 및 제2 정류부(120), 상기 제1 정류부(110) 및 제2 정류부(120)의 출력단과 상기 제1 권선(L1) 및 제2 권선(L3)의 접속선 사이에 연결된 평활부(130), 및 상기 트랜스포머(T)의 2차측 전압을 피드백받아, 스위칭소자의 스위칭을 제어하는 스위칭 제어부(140)를 포함하여 구성된다. 상기 제1 정류부(110) 및 제2 정류부(120)는 각각 다이오드(D1, D2)로 구성되고, 상기 평활부(130)는 인덕터(L4)와 제2 캐패시터(C2)로 구성된다.
도 2a 및 도 2b는 도 1에 도시된 컨버터의 제1 스위칭소자(S1) 및 제2 스위칭소자(S2)의 동작을 설명하기 위한 타이밍도로서, (A)는 제1 스위칭소자(S1)의 타이밍도이고, (B)는 제2 스위칭소자(S2)의 타이밍도이다.
상기와 같이 구성된 종래의 컨버터의 동작을 도 1, 도 2a 및 도 2b를 참조하여 설명하면 다음과 같다.
먼저, 스위칭 제어부(140)로부터 출력된 스위칭 제어신호에 의해 제1 스위칭소자(S1)가 일정시간(t1) 동안 턴-온(turn-on)되면, 상기 트랜스포머(T)의 1차측에서는 상기 직류전압원(Vin)에 의해 입력된 직류 입력전압(Vin)과, 상기 제1 캐패시터(C1), 상기 트랜스포머(T)의 1차측 권선(L1) 및 상기 제1 스위칭소자(S1)를 차례로 통과하는 전류 루프(current loop)가 형성되면서 제1 캐패시터(C1)가 충전된다. 이때, 상기 트랜스포머(T)의 2차측에서는 1차측으로부터 유기된 전압에 의해 트랜 스포머(T)의 2차측 제1 권선(L2)과, 제1 다이오드(D1), 인덕터(L4) 및 제2 캐패시터(C2)를 차례로 통과하는 전류루프가 형성되어 직류 출력전압(Vo)을 부하(미도시)측으로 공급하게 된다.
다음에, 상기 스위칭 제어부(140)의 스위칭 제어신호에 의해 상기 제1 스위칭소자(S1) 및 제2 스위칭소자(S2)가 일정 시간(t2) 동안 턴-오프(turn-off)되도록 하는 데드타임(dead time)(t2)을 갖게 된다. 데드타임(t2)은 제1 스위칭소자(S1)가 턴-오프됨과 동시에 제2 스위칭소자(S2)가 턴-온되는 것을 방지하여 입력전압(Vin)이 접지되거나 혹은 단락(short)되는 것을 방지하기 위한 것이다.
이어서, 상기 스위칭 제어부(140)로부터 출력된 스위칭 제어신호에 의해 제2 스위칭소자(S2)가 일정 시간(t3) 동안 턴-온되면, 상기 트랜스포머(T)의 1차측에서는 제1 캐패시터(C1)에 충전된 전압이 방전되면서 제1 캐패시터(C1)와, 제2 스위칭소자(S2) 및 상기 트랜스포머(T)의 1차측 권선(L1)을 차례로 통과하는 전류루프가 형성된다. 이때, 상기 트랜스포머(T)의 2차측에서는 1차측으로부터 유기된 전압에 의해 제2 권선(L3)과, 제2 다이오드(D2), 인덕터(L4) 및 제2 캐패시터(C2)를 차례로 통과하는 전류루프가 형성되어 직류 출력전압(Vo)을 부하(도시되지 않음) 측으로 공급하게 된다.
도 2a 및 도 2b에 도시된 것과 같이 상기 제1 스위칭소자(S1)와 제2 스위칭소자(S2)는 스위칭 제어부(140)에 의해 데드타임(t2)을 제외하고는 주기(T1, T2) 내에서 교번하여 턴-온되도록 제어된다.
한편, 컨버터의 출력전압을 제어하는 방식에는 주파수를 고정시키고 듀티 싸 이클(duty cycle)에 의해 출력전압이 제어되도록 하는 듀티비(duty ratio) 제어방식(도 2a)과, 듀티비를 50%로 고정시키고 스위칭 주파수에 의해 출력전압이 제어되도록 하는 주파수 제어방식(도 2b)이 있다. 여러 가지 컨버터 중 비대칭 듀티 제어 하프-브리지 컨버터와 액티브 클램프 컨버터(active clamp converter)는 듀티비 제어방식을 사용하는 반면에, 공진형 하프-브리지 컨버터는 주파수 제어방식을 사용한다.
이와 같이 비대칭 듀티 제어 하프-브리지 컨버터와 공진형 하프-브리지 컨버터는 각기 다른 제어방식을 사용함에 따라 다른 제어회로를 사용하기 때문에, 시스템에서 각기 다른 컨버터가 사용될 때 컨버터에 따라 각기 다른 제어회로를 구비하여야 하기 때문에 시스템이 커지고, 시스템 제작비용이 증가하는 등 여러 가지 문제점이 있다. 따라서, 비대칭 듀티 제어 하프-브리지 컨버터, 액티브 클램프 컨버터 및 공진형 하프-브리지 컨버터 등 다양한 토폴로지(topology)에 다목적으로 적용될 수 있는 컨버터 제어회로가 요구된다.
본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는, 여러 가지 토폴로지의 컨버터들에 다양하게 적용될 수 있는 가변모드 컨버터 제어회로를 제공하는 것이다.
본 발명이 이루고자 하는 다른 기술적 과제는 상기 컨버터 제어회로를 구비한 컨버터를 제공하는 것이다.
상기 기술적 과제를 달성하기 위하여, 본 발명에 따른 가변모드 컨버터 제어 회로는, 소정 주파수의 펄스신호와 삼각파를 생성하는 발진기; 발진기의 펄스신호에 동기하여 피드백 단자에 가해진 신호에 따라 결정되는 듀티비를 가지고 스위칭소자의 온, 오프를 제어하기 위해 스위칭 제어신호를 출력하는 스위칭제어신호출력부; 피드백 단자로 인가되는 신호에 따라 컨버터의 제어모드를 결정하는 신호를 출력하는 모드선택신호발생부; 및 모드선택신호에 따라 제어모드를 선택하기 위한 모드선택부를 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명에 있어서, 상기 모드선택신호발생부는 피드백 단자의 전압과 소정의 기준전압을 비교하기 위한 비교기와, 비교기로부터 출력된 신호에 따라 모드선택부로 모드선택신호를 출력하는 플립플랍을 포함한다.
상기 모드선택신호발생부는, 피드백 단자의 전압이 기준전압보다 높을 경우 주파수 제어모드를 선택하는 모드선택신호를 출력하고, 피드백 단자의 전압이 기준전압보다 낮을 경우 펄스 듀티비 제어모드를 선택하는 모드선택신호를 출력한다.
상기 피드백 단자의 전압이 기준전압보다 높을 경우 주파수 제어모드로 소프트-스타트(soft-start)를 수행하고, 상기 피드백 단자의 전압이 기준전압보다 낮을 경우 펄스 듀티비 제어모드로 소프트-스타트를 수행한다.
상기 모드선택부는, 모드선택신호에 따라 주파수 제어모드 또는 펄스 듀티비 제어모드로 절환하기 위한 스위칭소자를 포함한다.
상기 다른 기술적 과제를 이루기 위하여 본 발명에 의한 컨버터는 소정의 직류전원을 원하는 직류레벨의 전원으로 변환하는 컨버터에 있어서, 입력된 제어신호에 따라 온, 오프 스위칭하는 스위칭부; 스위칭부의 스위칭동작에 따라 입력되는 전압으로부터 권선에 비례하는 출력전압을 유기하는 트랜스포머; 트랜스포머의 출력전압을 정류 및 평활하기 위한 정류 및 평활부; 정류 및 평활부로부터 출력되는 직류 출력전압을 검출하고, 출력전압의 레벨에 대응하는 크기의 피드백 신호를 만드는 피드백 회로부; 및 피드백 회로부에서 제공되는 피드백 신호에 따라 스위칭부의 온, 오프스위칭을 제어하는 스위칭 제어부를 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명에 있어서, 상기 스위칭부는, 직류 입력전압단에 직렬 연결된 전력형 모스트랜지스터(power MOSFET)를 상호 교번하여 스위칭하도록 이루어진다.
상기 피드백 회로부는, 컨버터의 출력전압에 따른 광출력을 발생하는 발광다이오드, 저항 및 션트 레귤레이터(shunt regulator)가 접속되어 이루어진 발신측과, 상기 발광다이오드의 광출력에 따른 전류가 유기되는 수광 트랜지스터로 이루어진 수신측으로 구성될 수 있다.
상기 스위칭 제어부는, 피드백 회로의 구성에 따라 듀티비 제어모드 또는 주파수 제어모드로 동작하는 가변모드 제어회로를 포함한다.
상기 스위칭 제어부는, 소정 주파수의 펄스신호와 삼각파를 생성하는 발진기와, 상기 발진기의 펄스신호에 동기하여 피드백 단자에 가해진 신호에 따라 결정되는 듀티비를 가지고 스위칭소자의 온, 오프를 제어하기 위해 스위칭 제어신호를 출력하는 스위칭제어신호출력부와, 피드백 단자로 인가되는 신호에 따라 컨버터의 제어모드를 결정하는 신호를 출력하는 모드선택신호발생부, 및 모드선택신호에 따라 제어모드를 선택하기 위한 모드선택부를 포함하여 구성될 수 있다.
상기 스위칭 제어부는 RT 단자와, CT 단자 및 피드백 단자를 구비하며, 상기 스위칭제어신호출력부와 모드선택신호발생부는 피드백 단자와 연결된다.
스위칭 제어부의 상기 스위칭제어신호출력부는 피드백 단자의 전압과 삼각파를 비교하여 듀티비를 결정하는 비교기를 포함한다.
스위칭 제어부의 상기 모드선택발생부는, 피드백 단자의 전압과 기준전압을 비교하여 제어모드를 결정하는 비교기를 포함한다.
스위칭 제어부의 상기 RT 단자에는 소정 저항값의 저항이 연결되며 스위칭 주파수는 RT 단자에 흐르는 전류에 의해 결정되고, CT 단자에는 소정 캐패시턴스의 캐패시터가 연결되며 스위칭 주파수는 캐패시턴스의 크기에 의해 결정된다.
피드백 신호가 상기 RT 단자로 입력되면 주파수 제어모드로 동작하고, 피드백 신호가 상기 피드백 단자로 입력되면 듀티비 제어모드로 동작한다.
이하, 첨부 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예를 상세히 설명하기로 한다. 그러나, 본 발명의 실시예들은 여러 가지 다른 형태로 변형될 수 있으며, 본 발명의 범위가 아래에서 상술하는 실시예들로 인해 한정되는 것으로 해석되어서는 안된다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 가변모드 컨버터 제어회로를 나타내 보인 회로도이다.
본 발명의 가변모드 컨버터 제어회로(200)는, 일정 주파수의 펄스신호와 삼각파를 생성하는 발진기(oscillator)(210)와, 상기 발진기(210)의 펄스신호에 동기하여 피드백 단자에 가해진 신호에 따라 결정되는 듀티비를 가지고 스위칭소자의 온, 오프를 제어하기 위한 스위칭 제어신호를 출력하는 스위칭제어신호출력부(220) 와, 피드백 단자로 인가되는 신호에 따라 컨버터의 제어모드를 결정하는 신호를 출력하는 모드선택신호발생부(230), 그리고 상기 모드선택신호에 따라 제어모드를 선택하기 위한 모드선택부(240)를 포함한다.
상기 발진기(210)는 제1 비교기(211), 제2 비교기(212), RS 플립플랍(213) 및 스위칭(214)를 포함하여, 정전류원으로부터 일정 주파수의 삼각파와, 스위칭소자의 턴오프구간을 결정하는 펄스신호를 발생시킨다. 도면의 "A"지점의 전압이 소정의 기준전압, 예를 들어 3V보다 높을 경우 제1 비교기(211)의 출력은 하이(high)가 되고 제2 비교기(212)의 출력은 로우(low)가 된다. 따라서, RS 플립플랍(213)의 출력은 하이가 되고, 이에 따라 스위치(214)는 온(on)이 된다. CT 단자에 연결된 캐패시터(도시되지 않음)는 방전을 시작하고, A지점의 전압은 점차 낮아진다. A지점의 전압이 점차 낮아져서 3V보다 낮고 1V보다 높게 되면, 제1 비교기(211)의 출력은 로우로 변하고 제2 비교기(212)의 출력은 그대로 로우를 유지한다. RS 플립플랍(213)의 출력은 하이를 유지하고 스위치(214)도 온(on) 상태를 유지하며, A지점의 전압은 계속해서 낮아진다. A지점의 전압이 1V보다 낮아지면, 제1 비교기(211)의 출력은 로우를 유지하고, 제2 비교기(212)의 출력은 하이로 변하게 된다. 따라서, RS 플립플랍(213)의 출력은 로우로 바뀌게 되고 스위치(214)는 오프(off)된다. 스위치(214)가 오프되면 CT 단자에 연결된 캐패시터(도시되지 않음)가 충전을 시작하며, A지점의 전압은 다시 상승하게 된다. 이와 같은 동작을 반복함에 따라, 발진기(210)로부터 삼각파가 생성된다.
스위칭제어신호출력부(220)는 상기 발진기(210)로부터 생성된 펄스신호에 동 기하여 스위칭소자를 온, 오프시키기 위한 스위칭 제어신호를 출력한다. 스위칭제어신호출력부(220)는 상기 발진기(210)로부터 생성된 펄스신호와 피드백 단자(VFB)로 입력되는 피드백 신호(Vfb)로부터 비교기(221), RS 플립플랍(222), 노아(NOR) 게이트(223)를 이용하여 구형파 형태의 스위칭 제어신호를 출력한다. 스위칭제어신호출력부(220)의 동작은 이후에 좀 더 상세히 설명한다.
모드선택신호발생부(230)는 피드백 단자(VFB)의 전압과 소정의 기준전압을 비교하기 위한 비교기(231)와, 상기 비교기로부터 출력된 신호에 따라 상기 모드선택부(240)로 모드선택신호를 출력하는 플립플랍(232)으로 구성되어 컨버터의 제어모드를 결정하는 모드선택신호를 생성한다.
상기 비교기(231)는 피드백 단자의 전압(Vfb)이 소정의 기준전압, 예를 들어 4.5V보다 높을 경우 "하이"의 신호를 출력한다. RS 플립플랍(232)의 세트단자(S)로 하이의 신호가 입력되면 RS 플립플랍(232)은 모드선택부(240)로 하이의 신호를 출력한다. 반대로, 비교기(231)로 입력된 피드백 단자의 전압(Vfb)이 4.5V보다 낮을 경우, 비교기(231)는 "로우" 신호를 출력하고, RS 플립플랍(232)은 로우 신호를 출력한다. 즉, 상기 모드선택신호발생부(230)는 피드백 단자의 전압(Vfb)이 기준전압보다 높을 경우 주파수 제어모드를 선택하는 모드선택신호를 출력하고, 상기 피드백 단자의 전압이 기준전압보다 낮을 경우 펄스 듀티비 제어모드를 선택하는 모드선택신호를 출력한다.
모드선택부(240)는 상기 모드선택신호발생부(230)로부터 입력되는 모드선택 신호에 따라 절환되어 컨버터의 제어모드를 선택하기 위한 스위치(241)를 포함하여 구성된다. 상기 모드선택부(240)로 하이 신호가 입력되면, 스위치(241)는 B지점으로 절환되어 주파수 제어모드로 동작하도록 하고, 모드선택부(240)로 로우 신호가 입력되면 스위치(241)는 C지점으로 절환되어 펄스 듀티비 제어모드로 동작하도록 한다.
본 발명의 컨버터 제어회로에는 스위칭동작시 돌입전류(inrush current)의 유입을 방지하기 위한 소프트-스타트 블록(soft-start block)(250)이 포함된다. 소프트-스타트 블록(250)은 상기 모드선택부(240)와 연결되어 피드백 단자(VFB)의 전압이 기준전압보다 높을 경우 주파수 제어모드로 소프트-스타트를 수행하고, 피드백 단자(VFB)의 전압이 기준전압보다 낮을 경우 듀티비 제어모드로 소프트-스타트를 수행한다.
그리고, 도시는 생략되었지만, 상기 컨버터 제어회로(200) 내에는 상기 두 개의 스위칭소자가 동시에 턴-온되어 입력전압(Vin)이 접지되거나 혹은 단락되는 것을 방지하기 위한 데드타임(dead time) 발생회로나, 소자가 저전압 또는 과전류 상태에서 동작하여 오동작 또는 파괴되는 것을 방지하기 위한 여러 가지 보호회로 등이 포함될 수 있다.
이와 같이, 본 발명의 가변모드 컨버터 제어회로에 따르면, 컨버터의 피드백회로의 구성에 따라 주파수 제어모드 또는 펄스 듀티비 제어모드로 동작할 수 있다. 따라서, 하나의 제어회로로 서로 다른 제어방식을 사용하는 비대칭 듀티제어형 하프-브리지 컨버터 또는 공진형 하프-브리지 컨버터에 모두 사용될 수 있다. 따라서, 시스템의 부피를 줄이고, 시스템의 제조비용을 줄일 수 있는 등 여러 가지 이점이 있다.
도 4는 도 3에 도시된 본 발명의 컨버터 제어회로의 스위칭제어신호출력부(도 3의 220)의 동작을 설명하기 위하여 도시한 타이밍도로서, 도 3을 함께 참조하면서 설명하기로 한다.
발진기(210)로부터 삼각파신호(VOSC)와 클럭신호(clock)가 입력되고 피드백 단자(VFB)로 피드백 신호(Vfb)가 입력되면, 비교기(221)는 입력신호 중 낮은 레벨의 신호에 대응되는 신호를 RS 플립플랍(222)의 리세트단자(R)로 출력한다. 즉, 피드백 단자의 전압(Vfb)이 발진기로부터 출력된 삼각파신호(VOSC)보다 낮은 상태인 동안에는 RS 플립플랍(222)의 리세트단자(R)에는 하이상태의 신호가 입력된다. 반대로, 삼각파신호(VOSC)가 피드백 단자(VFB)의 전압(Vfb)보다 낮게 떨어지면, 비교기(221)는 로우신호를 RS 플립플랍(222)의 리세트단자(R)로 출력한다.
그리고, 발진기(210)로부터 출력되는 클럭신호(clock)는 일정한 주파수를 가지면서 RS 플립플랍(222)의 세트단자(S)에 고정되어 입력된다. 따라서, 클럭신호(clock)가 로우에서 하이로 상승하는 시점에서 RS 플립플랍(222)의 출력(/Q)은 항상 하이에서 로우로 떨어지게 된다.
노아(NOR) 게이트(223)로는 클럭신호(clock)와 RS 플립플랍(223)의 출력신호(/Q)가 입력되는데, 두 신호가 모두 로우일 때만 노아(NOR) 게이트(223)에서 하 이의 스위칭제어신호(G1)가 출력된다. 이 스위칭제어신호(G1)는 로우사이드의 스위칭소자로 입력되고, 이 스위칭제어신호(G1)가 반전되어 하이사이드의 스위칭소자로 입력된다.
이와 같이, 스위칭제어신호(G1)는 발진기(210)의 클럭신호(clock)에 동기하여 피드백 단자(VFB)에 가해지는 신호에 따라 듀티비를 갖는다고 할 수 있다.
도 5는 도 3에 도시된 가변모드 컨버터 제어회로를 구비하는 본 발명의 일 실시예에 의한 하프-브리지 컨버터를 나타내 보인 회로도로서, 듀티비 제어방식의 컨버터를 도시한다. 도 3과 동일한 참조번호는 동일한 부분을 나타낸다.
도 5를 참조하면, 본 발명의 하프-브리지 컨버터는 스위칭소자의 온, 오프 스위칭을 제어하는 스위칭제어부(200)와, 상기 스위칭부의 구동을 위한 구동신호를 인가하기 위한 하이사이드 드라이버(301) 및 로우사이드 드라이버(302)와, 입력된 제어신호에 따라 온, 오프 스위칭하는 스위칭부(310)와, 상기 스위칭부의 스위칭동작에 따라 입력되는 전압으로부터 권선에 비례하는 출력전압을 유기하는 트랜스포머(T)와, 상기 트랜스포머의 출력전압을 정류 및 평활하기 위한 정류 및 평활부(320)와, 상기 정류 및 평활되어 출력되는 출력신호를 검출하고 검출된 출력전압의 레벨에 대응하는 크기의 피드백 신호를 생성하는 피드백 회로부(330)를 포함한다.
상기 스위칭제어부(200)는, 도 3에서 설명한 것처럼, 사용되는 컨버터의 제어방식에 따라 주파수 제어모드 또는 듀티비 제어모드로 가변하여 사용될 수 있다. 스위칭제어부(200)는 RT 단자, CT 단자, 피드백 단자(VFB) 및 공급전압단자(Vcc)를 가지며, 상기 피드백 단자(VFB)에 인가된 신호에 따라 결정되는 듀티비를 가지고 스위칭소자의 온, 오프를 제어하기 위한 스위칭제어신호를 출력한다.
하이사이드 드라이버(301)와 로우사이드 드라이버(302)는 각각 제1 스위칭소자(Q1) 및 제2 스위칭소자(Q2)의 게이트로 구동신호를 인가한다.
스위칭부(310)는 직류 입력전압(Vin)을 상호 교번하여 스위칭하도록 직렬 연결된 제1 및 제2 스위칭소자(Q1, Q2)로 구성된다. 상기 제1 스위칭소자(Q1) 및 제2 스위칭소자(Q2)는, 예를 들어 전력형 모스트랜지스터(power MOSFET)로 구성된다.
상기 직류전압원(Vin)과 상기 제2 스위칭소자(Q2)의 접속선에 제1 캐패시터(C1)가 연결된다.
상기 트랜스포머(T)의 1차측 권선(L1)은 상기 제1 캐패시터(C1)의 음극단과 상기 제1 및 제2 스위칭소자(Q1, Q2) 사이의 접속선에 연결된다. 상기 트랜스포머(T)는 스위칭소자(Q1, Q2)가 서로 교번하여 온, 오프됨에 따라 인가되는 전압을 1차측에 인가받아 2차측 부하(load)에서 요구하는 소정 레벨의 전압으로 변환하여 출력한다.
정류 및 평활부(320)는 상기 트랜스포머(T)의 2차측 제1 권선(L2) 및 제2 권선(L3)에 각각 연결된 제1 정류기(D1) 및 제2 정류기(D2), 상기 제1 정류기(D1) 및 제2 정류기(D2)의 출력단과 상기 트랜스포머의 제1 권선(L1) 및 제2 권선(L3)의 접속선 사이에 연결된 평활 캐패시터(C2)로 이루어진다. 상기 제1 정류기(D1) 및 제2 정류기(D2)는 각각 다이오드로 구성될 수 있다.
피드백 회로부(330)는 정류 및 평활되어 출력되는 직류 출력전압(Vo)의 레벨을 검출하여 출력전압의 레벨에 대응하는 크기의 피드백 신호를 생성하여 상기 스위칭제어부(200)로 피드백한다. 상기 출력전압(Vo)과 소정의 기준전압과의 차이에 의해 발광다이오드(331a)가 발광된다. 예를 들어, 본 발명의 일 실시예에서의 피드백 회로부는 직렬로 접속된 발광다이오드(331a), 저항(R2) 및 션트 레귤레이터(shunt regulator)(SR)로 구성되에 제2 캐패시터(C2)의 양단에 병렬로 접속된 발신측(330a)과, 제3 캐패시터(C3)와 포토커플러의 수광트랜지스터(331b)로 구성되는 발신측(330b)으로 이루어진다. 직류 출력전압(Vo)이 상기 션트 레귤레이터(SR)의 항복전압 및 저항(R2)에 의해 설정되는 전압을 넘으면, 발광다이오드(331a), 저항(R2) 및 션트 레귤레이터(SR)에 전류가 흘러, 발광 다이오드(331a)로부터 광출력이 발생한다. 발광 다이오드(331a)로부터의 출력신호는 수신측(330b)의 수광 트랜지스터(331b)에 전달되어, 출력전압의 레벨에 대응하는 크기의 전류가 수광 트랜지스터(331b)에 흐르게 된다.
출력전압(Vo)이 증가하면 포토커플러(photocoupler)의 수광 트랜지스터(331b)에 흐르는 전류가 증가하게 되고, 따라서 피드백 단자(VFB)에 인가되는 전압(Vfb)은 감소하게 된다. 스위칭소자의 듀티비, 즉 펄스 시비율은 피드백 단자(VFB)의 전압과 1 ~ 3V의 범위 내에서 변화하는 삼각파 전압을 비교함으로써 결정되므로, 듀티비는 피드백 단자(VFB)의 전압(Vfb)이 감소함에 따라 감소한다. 반대 로, 출력전압(Vo)이 감소하면 포토커플러의 수광 트랜지스터(331b)에 흐르는 전류가 감소하고 피드백 단자(VFB)에 인가되는 전압(Vfb)은 증가하게 되어, 결과적으로 듀티비가 증가한다.
한편, 상기 스위칭제어부(200)로부터 출력되는 스위칭제어신호의 주파수는 스위칭제어부(200)의 RT 단자와 CT 단자에 접속된 저항(Rt)의 저항값과 캐패시터(Ct)의 캐패시턴스에 의해 결정된다. 즉, 스위칭 제어신호의 주파수는 상기 저항(Rt)의 저항값과 캐패시터(Ct)의 캐패시턴스의 곱으로 이루어지는 시정수에 의해 결정된다. 상기 저항값과 캐패시턴스를 일정한 값으로 고정하면 스위칭 제어신호의 주파수는 일정하게 된다.
이와 같이, 본 발명의 일 실시예에 의한 듀티비 제어모드의 컨버터에 따르면, 가변모드 스위칭제어부(200)의 피드백 단자(VFB)에 피드백 회로부(330b)를 배치하고 RT 단자 및 CT 단자는 소정의 저항값과 캐패시턴스로 고정시킴으로써, 피드백 단자(VFB)로 입력되는 신호에 따라 스위칭소자의 듀티비를 제어할 수 있다.
상기 컨버터에는 스위칭 출력신호를 검출하여 과전류 상태에서의 동작을 방지하기 위한 전류검출용 저항과 스위칭 출력신호의 고주파성분을 제거하기 위한 필터가 포함될 수도 있다.
도 6은 본 발명의 다른 실시예에 의한 컨버터를 설명하기 위하여 도시한 회로도로서, 주파수 제어방식의 컨버터를 도시한다. 도 5와 동일한 참조번호는 동일한 부분을 나타낸다.
도 6을 참조하면, 컨버터의 출력전압 레벨에 대응하는 크기의 피드백 신호를 만드는 피드백 회로부의 수신측(330b)이 스위칭제어부(200)의 RT 단자에 연결된다. 스위칭제어부(200)의 피드백 단자(VFB)는 전압공급단자(VCC)에 묶여 있기 때문에, 피드백 단자(VFB)의 전압은 일정한 레벨을 유지하게 된다.
컨버터 출력전압(Vo)의 레벨에 대응하는 크기의 전류가 수광 트랜지스터(331b)에 전달된다. 즉, 포토커플러의 발광 다이오드(331a)를 통해 수광 트랜지스터(331b)에 전달되는 신호에 의해, 직류 출력전압(Vo)의 레벨에 대응하는 크기의 전류가 수광 트랜지스터(331b)에 흐른다. 수광 트랜지스터(331b)에 전류가 흐르면, 스위칭제어부(200)의 RT 단자의 저항이 변하고 따라서 스위칭주파수가 변화하게 된다. 즉, 피드백 회로부를 통해 전달되는 피드백 신호는 스위칭제어부(200)의 RT 단자로 입력되고, 피드백 신호가 RT 단자로 입력되면 스위칭제어부는 주파수 제어모드로 동작하게 되며, 따라서 스위칭제어신호의 주파수를 제어할 수 있게 된다.
상기 컨버터에는 스위칭 출력신호를 검출하여 과전류 상태에서의 동작을 방지하기 위한 전류검출용 저항과 스위칭 출력신호의 고주파성분을 제거하기 위한 필터를 포함할 수도 있다.
그 외의 구성은 도 5에 도시된 듀티 제어모드 컨버터의 경우와 동일하므로 설명을 생략한다.
이와 같이, 본 발명의 주파수 제어모드의 컨버터에 따르면, 스위칭제어부의 RT 단자에 피드백 신호입력되록 하고, 피드백 단자(VFB)와 CT 단자를 고정시킴으로써, 출력전압에 대응되어 RT 단자로 입력되는 피드백 신호에 따라 스위칭소자의 스위칭수파수를 제어할 수 있다.
지금까지 설명한 바와 같이, 본 발명에 의한 가변모드 컨버터 제어회로에 따르면, 피드백 단자에 인가되는 전압을 이용하여 주파수 제어모드 또는 듀티비 제어모드로 절환하여 동작할 수 있다. 따라서, 하나의 제어회로로 비대칭 듀티제어형 하프-브리지 컨버터 또는 공진형 하프-브리지 컨버터에 모두 사용될 수 있으므로, 시스템의 부피를 줄이고, 시스템의 제조비용을 줄일 수 있는 등 여러 가지 이점이 있다. 또한, 본 발명의 가변모드 제어회로를 구비하는 컨버터에 따르면, 스위칭제어부의 RT 단자, CT 단자 및 피드백 단자(VFB)에 소정의 저항값, 캐패시턴스 또는 피드백 신호가 인가되도록 함으로써, 피드백 신호에 따라 스위칭소자의 듀티비 또는 스위칭주파수를 제어할 수 있다.
이상 본 발명을 바람직한 실시예를 들어 상세하게 설명하였으나, 본 발명은 상기 실시예에 한정되지 않으며, 본 발명의 기술적 사상 내에서 당 분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의하여 여러 가지 변형이 가능함은 당연하다.

Claims (16)

  1. 소정 주파수의 펄스신호와 삼각파를 생성하는 발진기;
    상기 발진기의 펄스신호에 동기하여 스위칭 제어신호를 출력하되, 상기 발진기와 연결시 펄스폭변조모드로 스위칭 동작을 수행하고, 주파수변동회로에 연결시 주파수제어모드로 스위칭동작을 수행하는 스위칭제어신호출력부;
    피드백 단자로 인가되는 신호에 따라 컨버터의 제어모드를 결정하는 모드선택신호를 출력하는 모드선택신호발생부; 및
    상기 모드선택신호에 따라 상기 스위칭제어신호출력부를 상기 발진기 및 주파수변동회로 중 어느 하나에 연결시키는 스위칭 동작을 수행하는 모드선택부를 포함하는 것을 특징으로 하는 가변모드 컨버터 제어회로.
  2. 제1항에 있어서, 상기 모드선택신호발생부는,
    상기 피드백 단자의 전압과 소정의 기준전압을 비교하기 위한 비교기와,
    상기 비교기로부터 출력된 신호에 따라 상기 모드선택부로 모드선택신호를 출력하는 플립플랍을 포함하는 것을 특징으로 하는 가변모드 컨버터 제어회로.
  3. 제2항에 있어서, 상기 모드선택신호발생부는,
    상기 피드백 단자의 전압이 상기 기준전압보다 높을 경우 주파수 제어모드를 선택하는 모드선택신호를 출력하고,
    상기 피드백 단자의 전압이 기준전압보다 낮을 경우 듀티비 제어모드를 선택하 는 모드선택신호를 출력하는 것을 특징으로 하는 가변모드 컨버터 제어회로.
  4. 제2항 또는 제3항에 있어서,
    상기 피드백 단자의 전압이 상기 기준전압보다 높을 경우 주파수 제어모드로 소프트-스타트(soft-start)를 수행하고,
    상기 피드백 단자의 전압이 상기 기준전압보다 낮을 경우 듀티비 제어모드로 소프트-스타트를 수행하는 것을 특징으로 하는 가변모드 컨버터 제어회로.
  5. 제1항에 있어서, 상기 모드선택부는,
    상기 모드선택신호에 따라 상기 스위칭제어신호출력부를 상기 발진기 및 주파수변동회로 중 어느 하나에 연결시키는 스위칭소자를 포함하는 것을 특징으로 하는 가변모드 컨버터 제어회로.
  6. 소정의 직류전원을 원하는 직류레벨의 전원으로 변환하는 컨버터에 있어서,
    입력된 제어신호에 따라 온, 오프 스위칭하는 스위칭부;
    상기 스위칭부의 스위칭동작에 따라 입력되는 전압으로부터 권선에 비례하는 출력전압을 유기하는 트랜스포머;
    상기 트랜스포머의 출력전압을 정류 및 평활하기 위한 정류 및 평활부;
    상기 정류 및 평활부로부터 출력되는 직류 출력전압을 검출하고, 상기 출력전압의 레벨에 대응하는 크기의 피드백 신호를 만드는 피드백 회로부; 및
    상기 피드백 회로부에서 제공되는 피드백 신호에 따라 상기 스위칭부의 온, 오프스위칭을 제어하는 스위칭 제어부를 포함하되,
    상기 스위칭 제어부는,
    소정 주파수의 펄스신호와 삼각파를 생성하는 발진기;
    상기 발진기의 펄스신호에 동기하여 스위칭 제어신호를 출력하되, 상기 발진기와 연결시 펄스폭변조모드로 스위칭 동작을 수행하고, 주파수변동회로에 연결시 주파수제어모드로 스위칭동작을 수행하는 스위칭제어신호출력부;
    피드백 단자로 인가되는 신호에 따라 컨버터의 제어모드를 결정하는 모드선택신호를 출력하는 모드선택신호발생부; 및
    상기 모드선택신호에 따라 상기 스위칭제어신호출력부를 상기 발진기 및 주파수변동회로 중 어느 하나에 연결시키는 스위칭 동작을 수행하는 모드선택부를 포함하는 것을 특징으로 하는 컨버터.
  7. 제6항에 있어서, 상기 스위칭부는,
    상기 직류 입력전압단에 직렬 연결된 전력형 모스트랜지스터(power MOSFET)를 상호 교번하여 스위칭하도록 이루어진 것을 특징으로 하는 컨버터.
  8. 제6항에 있어서, 상기 피드백 회로부는,
    컨버터의 출력전압에 따른 광출력을 발생하는 발광다이오드, 저항 및 션트 레귤레이터(shunt regulator)가 접속되어 이루어진 발신측과,
    상기 발광다이오드의 광출력에 따른 전류가 유기되는 수광 트랜지스터로 이루어진 수신측으로 구성된 것을 특징으로 하는 컨버터.
  9. 삭제
  10. 삭제
  11. 제6항에 있어서, 상기 스위칭 제어부는,
    RT 단자와, CT 단자 및 피드백 단자를 구비하며,
    상기 스위칭제어신호출력부와 상기 모드선택신호발생부는 상기 피드백 단자와 연결되는 것을 특징으로 하는 컨버터.
  12. 제11항에 있어서, 상기 스위칭제어신호출력부는,
    상기 피드백 단자의 전압과 삼각파를 비교하여 듀티비를 결정하는 비교기를 포함하는 것을 특징으로 하는 컨버터.
  13. 제11항에 있어서, 상기 모드선택신호발생부는,
    상기 피드백 단자의 전압과 기준전압을 비교하여 제어모드를 결정하는 비교기를 포함하는 것을 특징으로 하는 컨버터.
  14. 제11항에 있어서,
    상기 RT 단자에는 소정 저항값의 저항이 연결되며 스위칭 주파수는 RT 단자에 흐르는 전류에 의해 결정되고,
    상기 CT 단자에는 소정 캐패시턴스의 캐패시터가 연결되며 스위칭 주파수는 캐패시턴스의 크기에 의해 결정되는 것을 특징으로 하는 컨버터.
  15. 제11항에 있어서,
    피드백 신호가 상기 RT 단자로 입력되면, 주파수 제어모드로 동작하는 것을 특징으로 하는 컨버터.
  16. 제11항에 있어서,
    피드백 신호가 상기 피드백 단자로 입력되면, 듀티비 제어모드로 동작하는 것을 특징으로 하는 컨버터.
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