JP4229202B1

JP4229202B1 - 多出力スイッチング電源装置

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Abstract

【課題】安価な回路構成でそれぞれの出力の安定化を図れる多出力スイッチング電源装置。
【解決手段】スイッチング素子Q1をオン／オフさせトランスT1aの１次巻線P1に直流電圧が印加される時間を調整する制御回路12-1と、トランスの第１の２次巻線S1に発生した電圧を整流平滑して第１出力電圧を取り出す整流平滑回路D1,C1と、整流平滑回路D1,C1の出力端子に一端が接続されたスイッチング素子Q2の他端に接続され、スイッチング素子Q2の他端に発生した電圧を整流平滑して第２出力電圧を取り出す整流平滑回路D2,C2,L2と、トランスの第２の２次巻線S2の一端がスイッチング素子Q2の他端に接続され、トランスの第２の２次巻線の他端に発生した電圧を整流平滑して第３出力電圧を取り出す第３整流平滑回路D3.D4,L3,C3と、トランスの第１の２次巻線に発生した電圧と第２出力電圧と第３出力電圧とに基づきスイッチング素子Q2のオン／オフの時間を調整する制御回路13とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、複数の出力を有する多出力スイッチング電源装置に関する。

図９は従来の多出力スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。この多出力スイッチング電源装置において、入力電圧Ｖｉｎは商用電源の交流電圧を整流平滑した直流電圧からなり、入力電圧Ｖｉｎ間には、トランスＴ１の１次巻線Ｐ１と例えばＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１とが直列に接続されている。制御回路１２−１は、スイッチング素子Ｑ１のオン／オフを制御する。

また、トランスＴ１の２次側には、トランスＴ１の１次巻線Ｐ１の電圧に対して逆相の電圧が発生するように巻回された２次巻線Ｓ１に接続された整流平滑回路が設けられている。整流平滑回路は、ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ１とから構成され、トランスＴ１の２次巻線Ｓ１に誘起された電圧を整流及び平滑し、第１出力端子から第１出力電圧Ｖｏ１として出力する。

第１出力電圧Ｖｏ１を取り出すコンバータは、フライバックコンバータとして一般的に知られており、スイッチング素子Ｑ１のオン期間にトランスＴ１の１次巻線Ｐ１に励磁エネルギーを蓄積し、スイッチング素子Ｑ１がオフした後に、ダイオードＤ１を通して出力にエネルギーを放出する。帰還回路１０は、第１出力電圧Ｖｏ１と基準電圧との誤差信号を１次側の制御回路１２−１にフィードバックし、制御回路１２−１は、誤差信号に応じてスイッチング素子Ｑ１のオン幅を調整して第１出力電圧Ｖｏ１を所定値に制御する。

第２出力電圧Ｖｏ２、第３出力電圧Ｖｏ３は、フライバックコンバータの第１出力端子に接続された、例えば降圧チョッパなどのＤＣ／ＤＣコンバータにより取り出される。

降圧チョッパは、第１出力端子と第２出力端子及び第３出力端子間にスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３とリアクトルＬ２及びＬ３がそれぞれ直列に接続されている。スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３とリアクトルＬ２，Ｌ３との接続点とグランド間には回生用のダイオードＤ２，Ｄ３が接続されている。

制御回路１２−２，１２−３は、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のオン幅を制御することにより出力電圧を制御する。スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオンしている期間に第１出力端子からリアクトルＬ２，Ｌ３を通して第２及び第３出力端子に電力が供給される。スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオフした後にはリアクトルＬ２，Ｌ３に蓄積されたエネルギーを回生用ダイオードＤ２，Ｄ３を通して第２及び第３出力端子に放出する。

リアクトルＬ２，Ｌ３に連続的に電流が流れている負荷領域では、第２及び第３出力電圧Ｖｏ２，Ｖｏ３はリアクトルＬ２，Ｌ３に印加する電圧の平均値として現れ、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のオンデューティーをＤｏｎとすると、出力電圧Ｖｏ２，Ｖｏ３は、概ねＶｏ２，Ｖｏ３＝Ｖｏ１×Ｄｏｎとなる。リアクトルＬ２，Ｌ３に流れる電流が不連続となる軽負荷領域では、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のオン幅に応じた電力が出力される。

この多出力スイッチング電源装置によれば、３つの出力電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２，Ｖｏ３ともに精度良く取り出せるが、第２出力電圧Ｖｏ２、第３出力電圧Ｖｏ３を取り出すためにＤＣ／ＤＣコンバータはスイッチング素子、チョークコイル、コントロールＩＣといった部品がそれぞれ必要になり、コスト及び実装面積の増大を招く。また、それぞれのコンバータが違う周波数で動作する場合、各回路間で干渉し合い、動作が不安定になる場合などもある。

また、この種の従来技術として、例えば、特許文献１に記載されたものが知られている。
特開２００３−２５９６４４号公報

上述したように、従来の多出力スイッチング電源装置では、各出力ごとにＤＣ／ＤＣコンバータを構成する必要があり、部品の追加によるコスト及び実装面積が増大するという問題があり、また各出力間で干渉しあい動作が不安定になるおそれもある。

本発明は、安価な回路構成でそれぞれの出力の安定化を図ることができる多出力スイッチング電源装置を提供することにある。

上述した課題を解決するために、請求項１の発明は、１次巻線と第１の２次巻線と第２の２次巻線とを有するトランスと、第１スイッチング素子をオン／オフすることにより前記トランスの１次巻線に直流電圧が印加される時間を調整する第１制御回路と、前記トランスの第１の２次巻線に発生した電圧を整流平滑して第１出力電圧を取り出す第１整流平滑回路と、前記第１整流平滑回路の出力端子に一端が接続された第２スイッチング素子と、前記第２スイッチング素子の他端に接続され、前記第２スイッチング素子の他端に発生した電圧を整流平滑して第２出力電圧を取り出す第２整流平滑回路と、前記トランスの第２の２次巻線の一端が前記第２スイッチング素子の他端に接続され、前記トランスの第２の２次巻線の他端に発生した電圧を整流平滑して第３出力電圧を取り出す第３整流平滑回路と、前記第２出力電圧と前記第３出力電圧とに基づき前記第２スイッチング素子のオン／オフの時間を調整する第２制御回路とを備えることを特徴とする。

請求項２の発明は、請求項１記載の多出力スイッチング電源装置において、前記第２制御回路は、前記第３出力電圧に基づき前記第１スイッチング素子がオンしてから前記第２スイッチング素子がオンするまでの時間を調整し、前記第２出力電圧に基づき前記第２スイッチング素子がオンしている期間を調整することを特徴とする。

請求項３の発明は、請求項１記載の多出力スイッチング電源装置において、前記第２制御回路は、前記第３出力電圧に基づき前記第１スイッチング素子がオフしてから前記第２スイッチング素子がオンするまでの時間を調整し、前記第２出力電圧に基づき前記第２スイッチング素子がオンしている期間を調整することを特徴とする。

請求項４の発明は、請求項１記載の多出力スイッチング電源装置において、前記第２制御回路は、前記第３出力電圧に基づき前記トランスの第１の２次巻線の電圧が立ち上がってから前記第２スイッチング素子がオンするまでの時間を調整し、前記第２出力電圧に基づき前記第２スイッチング素子がオンしている期間を調整することを特徴とする。

請求項５の発明は、請求項１記載の多出力スイッチング電源装置において、前記第２制御回路は、前記第３出力電圧に基づき前記トランスの第１の２次巻線の電圧が立ち下がってから前記第２スイッチング素子がオンするまでの時間を調整し、前記第２出力電圧に基づき前記第２スイッチング素子がオンしている期間を調整することを特徴とする。

本発明によれば、従来の３コンバータ方式の多出力スイッチング電源装置から、スイッチング素子、制御回路が削除できるので、安価な回路構成でそれぞれの出力の安定化を図ることができる多出力スイッチング電源装置を構成できる。

以下、本発明の多出力スイッチング電源装置の実施例を図面を参照しながら詳細に説明する。

図１は本発明の実施例１に係る多出力スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。この多出力スイッチング電源装置において、トランスＴ１ａは、１次巻線Ｐ１と第１の２次巻線Ｓ１と第２の２次巻線Ｓ２とを有する。

第１出力電圧Ｖｏ１を取り出すコンバータは、フライバックコンバータで構成されている。入力電圧Ｖｉｎは商用電源の交流電圧を整流平滑した直流電圧からなり、入力電圧Ｖｉｎ間には、トランスＴ１ａの１次巻線Ｐ１と例えばＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１（第１スイッチング素子）とが直列に接続されている。制御回路１２−１（第１制御回路）は、所定の周波数でスイッチング素子Ｑ１のオン／オフを制御して直流電圧ＶｉｎをスイッチングしてトランスＴ１ａの１次巻線Ｐ１に印加する。

トランスＴ１ａの２次側には、トランスＴ１ａの１次巻線Ｐ１の電圧に対して逆相電圧が発生するように巻回された第１の２次巻線Ｓ１に接続された整流平滑回路（第１整流平滑回路）が設けられている。この整流平滑回路は、ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ１とから構成され、トランスＴ１ａの第１の２次巻線Ｓ１に誘起された電圧を整流及び平滑し、第１出力端子から第１出力電圧Ｖｏ１として出力する。

帰還回路１０は、第１出力電圧Ｖｏ１と基準電圧との誤差信号を１次側の制御回路１２−１にフィードバックし、制御回路１２−１は、誤差信号に応じてスイッチング素子Ｑ１のオン幅を調整して第１出力電圧Ｖｏ１を所定電圧に制御する。

第２出力電圧Ｖｏ２は、フライバックコンバータの第１出力端子に接続された、例えば降圧チョッパなどのＤＣ／ＤＣコンバータにより取り出される。第１出力端子と第２出力端子との間に例えばＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ２（第２スイッチング素子）とリアクトルＬ２が直列に接続されている。

スイッチング素子Ｑ２とリアクトルＬ２の接続点とグランド間には回生用のダイオードＤ２が接続されている。ダイオードＤ２とリアクトルＬ２と平滑コンデンサＣ２とで整流平滑回路（第２整流平滑回路）を構成している。

制御回路１３（第２制御回路）は、スイッチング素子Ｑ２のゲート端子と、トランスＴ１ａの２次巻線Ｓ１の一端とダイオードＤ１のアノードとの接続点と、コンデンサＣ２の一端と、コンデンサＣ３の一端とに接続され、スイッチング素子Ｑ２のオン／オフを制御する。制御回路１３の詳細な構成については後述する。

トランスＴ１ａの第２の２次巻線Ｓ２とトランスＴ１ａの第１の２次巻線Ｓ１とは同相電圧が発生するように巻回されている。スイッチング素子Ｑ２とリアクトルＬ２との接続点には、トランスＴ１ａの第２の２次巻線Ｓ２の一端が接続され、第２の２次巻線Ｓ２の他端はダイオードＤ４のアノードに接続され、ダイオードＤ４のカソードはリアクトルＬ３とコンデンサＣ３による平滑回路に接続され、コンデンサＣ３の両端電圧を第３出力電圧Ｖｏ３として取り出している。また、ダイオードＤ４とリアクトルＬ３の接続点とグランドとの間には回生用のダイオードＤ３が接続されている。ダイオードＤ３，Ｄ４とリアクトルＬ３と平滑コンデンサＣ３とで整流平滑回路（第３整流平滑回路）を構成している。

次に制御回路１３の内部回路について説明する。図２は実施例１に係る多出力スイッチング電源装置の制御回路１３の内部回路図である。図３は実施例１に係る制御回路１３の動作を示すタイミングチャートである。

制御回路１３は、誤差増幅器ＥＡＰ１、誤差増幅器ＥＡＰ２、パルス幅変調回路ＰＷＭ１、パルス幅変調回路ＰＷＭ２、及びレベルシフト回路ＬＶＳとを有する。

誤差増幅器ＥＡＰ１の反転入力端子にはコンデンサＣ３の一端が接続されて第３出力電圧Ｖｏ３が入力され、非反転入力端子には基準電圧Ｖｒｅｆ１が入力される。誤差増幅器ＥＡＰ２の反転入力端子にはコンデンサＣ２の一端が接続されて第２出力電圧Ｖｏ２が入力され、非反転入力端子には基準電圧Ｖｒｅｆ２が入力される。

パルス幅変調回路ＰＷＭ１の入力端子には、トランスＴ１ａの２次巻線Ｓ１の一端と誤差増幅器ＥＡＰ１の出力端子が接続され、パルス幅変調回路ＰＷＭ２の入力端子には、パルス幅変調回路ＰＷＭ１の出力端子と誤差増幅器ＥＡＰ２の出力端子が接続されている。パルス幅変調回路ＰＷＭ２の出力端子は、レベルシフト回路ＬＶＳを介してスイッチング素子Ｑ２のゲート端子に接続されている。

次に、図２に示す制御回路１３の動作を図３のタイミングチャートを参照しながら説明する。

誤差増幅器ＥＡＰ１は、第３出力電圧Ｖｏ３と基準電圧Ｖｒｅｆ１を比較し、第３出力電圧Ｖｏ３と基準電圧Ｖｒｅｆ１との誤差電圧信号ＶＥＡＰ１をパルス幅変調回路ＰＷＭ１に出力する。

パルス幅変調回路ＰＷＭ１は、トランスＴ１ａの第１の２次巻線Ｓ１に発生する負の電圧に同期して（例えば時刻ｔ１に）、即ち、スイッチング素子Ｑ１のオンに同期してパルス電圧（ＰＷＭ１出力）を出力し、同時に内部の鋸波発生回路によりＰＷＭ１鋸波形信号が発生する。

そして、ＰＷＭ１鋸波形信号の電圧が誤差増幅器ＥＡＰ１の出力した電圧ＶＥＡＰ１に達すると（例えば時刻ｔ２）、パルス幅変調回路ＰＷＭ１から出力されるパルス電圧がＬレベルになる。即ち、誤差増幅器ＥＡＰ１から出力される電圧ＶＥＡＰ１により、パルス幅変調回路ＰＷＭ１がパルス電圧を出力する期間（時刻ｔ１〜時刻ｔ２の期間）が変化する。

第３出力電圧Ｖｏ３は誤差増幅器ＥＡＰ１の反転入力端子に入力されているので、第３出力電圧Ｖｏ３が基準電圧Ｖｒｅｆ１より大きくなると、誤差増幅器ＥＡＰ１が出力する電圧ＶＥＡＰ１が減少し、パルス幅変調回路ＰＷＭ１がパルス電圧を出力する期間が短くなる。一方、第３出力電圧Ｖｏ３が基準電圧Ｖｒｅｆ１より小さくなると、誤差増幅器ＥＡＰ１が出力する電圧ＶＥＡＰ１が上昇し、パルス幅変調回路ＰＷＭ１がパルス電圧を出力する期間が長くなる。

誤差増幅器ＥＡＰ２は、第２出力電圧Ｖｏ２と基準電圧Ｖｒｅｆ２を比較し、第２出力電圧Ｖｏ２と基準電圧Ｖｒｅｆ２との誤差電圧信号ＶＥＡＰ２をパルス幅変調回路ＰＷＭ２に出力する。

パルス幅変調回路ＰＷＭ２は、パルス幅変調回路ＰＷＭ１が出力するパルス電圧の立下りに同期して（例えば時刻ｔ２に）パルス電圧（ＰＷＭ２出力）を出力し、同時に内部の鋸波発生回路によりＰＷＭ２鋸波形信号が発生する。

そして、ＰＷＭ２鋸波形信号の電圧が誤差増幅器ＥＡＰ２の出力した電圧ＶＥＡＰ２に達すると（例えば時刻ｔ４）、パルス幅変調回路ＰＷＭ２から出力されるパルス電圧がＬレベルになる。即ち、誤差増幅器ＥＡＰ２から出力される電圧ＶＥＡＰ２により、パルス幅変調回路ＰＷＭ２がパルス電圧を出力する期間（時刻ｔ２〜時刻ｔ４の期間）が変化する。

第２出力電圧Ｖｏ２は誤差増幅器ＥＡＰ２の反転入力端子に入力されているので、第２出力電圧Ｖｏ２が基準電圧Ｖｒｅｆ２より大きくなると、誤差増幅器ＥＡＰ２が出力する電圧ＶＥＡＰ２が減少し、パルス幅変調回路ＰＷＭ２がパルス電圧を出力する期間が短くなる。一方、第２出力電圧Ｖｏ２が基準電圧Ｖｒｅｆ２より小さくなると、誤差増幅器ＥＡＰ２が出力する電圧ＶＥＡＰ２が上昇し、パルス幅変調回路ＰＷＭ２がパルス電圧を出力する期間が長くなる。

そして、パルス幅変調回路ＰＷＭ２が出力したパルス電圧は、レベルシフト回路ＬＶＳを介してスイッチング素子Ｑ２のゲート端子に印加され、この電圧によりスイッチング素子Ｑ２がオン／オフされる。

このように制御回路１３は、第３出力電圧Ｖｏ３によりスイッチング素子Ｑ１がオンした時からスイッチング素子Ｑ２がオンする時までの時間（例えば時刻ｔ１〜時刻ｔ２）を制御し、第２出力電圧Ｖｏ２によりスイッチング素子Ｑ２がオンしている時間（例えば時刻ｔ２〜時刻ｔ４）を制御している。

図４は本発明の実施例１に係る多出力スイッチング電源装置の重負荷時の動作を示す波形図であり、第２出力端子に接続される負荷が重負荷時の動作波形を示している。

次に、図４を参照しながら、実施例１に係る多出力スイッチング電源装置の重負荷時の動作を説明する。

なお、図４において、Ｖｄｓ（Ｑ１）はスイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間電圧、Ｉｄ（Ｑ１）はスイッチング素子Ｑ１のドレイン電流、Ｉｆ（Ｄ１）はダイオードＤ１に流れる電流、Ｖ（Ｌ２）はリアクトルＬ２の両端電圧、Ｉ（Ｌ２）はリアクトルＬ２に流れる電流、Ｖ（Ｌ３）はリアクトルＬ３の両端電圧、Ｉ（Ｌ３）はリアクトルＬ３に流れる電流、Ｉｄ（Ｑ２）はスイッチング素子Ｑ２のドレイン電流である。

まず、時刻ｔ１において、制御回路１２−１からの信号によりスイッチング素子Ｑ１がオンすると、トランスＴ１ａの１次巻線Ｐ１に入力電圧Ｖｉｎが印加され、スイッチング素子Ｑ１には１次巻線Ｐ１の励磁電流がドレイン電流Ｉｄ（Ｑ１）として流れる。

次に、時刻ｔ２において、制御回路１３からの信号によりスイッチング素子Ｑ２がオンすると、リアクトルＬ２には第１出力電圧Ｖｏ１と第２出力電圧Ｖｏ２との差電圧Ｖ（Ｌ２）が印加され、リアクトルＬ２に流れる電流Ｉ（Ｌ２）が増加する。

これと同時にリアクトルＬ３には第１出力電圧Ｖｏ１から第２の２次巻線Ｓ２に発生している電圧を差し引いた電圧と第３出力電圧Ｖｏ３との差電圧Ｖ（Ｌ３）がダイオードＤ４を通して印加され、リアクトルＬ３に流れる電流Ｉ（Ｌ３）が増加する。第２の２次巻線Ｓ２には入力電圧の１次巻線Ｐ１と第２の２次巻線Ｓ２の巻数比倍の電圧が発生している。

次に、時刻ｔ３において、スイッチング素子Ｑ１がオフすると、トランスＴ１ａに蓄積された励磁エネルギーは、ダイオードＤ１の順方向電流Ｉｆ（Ｄ１）としてトランスＴ１ａの第１の２次巻線Ｓ１から放出され、コンデンサＣ１により平滑され第１出力端子に出力される。

これと同時にトランスＴ１ａの第２の２次巻線Ｓ２の電圧が反転し、第２の２次巻線Ｓ２には、第１の２次巻線Ｓ１に発生する電圧、即ち、およそ第１出力電圧Ｖｏ１の巻数比倍の電圧が発生する。リアクトルＬ３に印加される電圧Ｖ（Ｌ３）は、第１出力電圧Ｖｏ１に第２の２次巻線Ｓ２の電圧が加えられた電圧と第３出力電圧Ｖｏ３との差電圧に変わり、リアクトルＬ３に流れる電流Ｉ（Ｌ３）の傾きが変わる。

次に、時刻ｔ４において、スイッチング素子Ｑ２がオフすると、リアクトルＬ２に印加していた電圧Ｖ（Ｌ２）がなくなり、リアクトルＬ２に蓄積されたエネルギーは、回生用ダイオードＤ２を通して第２出力端子に放出される。

また、リアクトルＬ３に印加されていた電圧Ｖ（Ｌ３）もなくなり、リアクトルＬ３に蓄積されたエネルギーは、ダイオードＤ２→２次巻線Ｓ２→ダイオードＤ４→リアクトルＬ３又は回生用ダイオードＤ３→リアクトルＬ３の経路で第３出力端子に放出される。トランスＴ１ａに蓄積されているエネルギーは、引き続きダイオードＤ１を通して第１出力端子に放出される。

次に、時刻ｔ５において、トランスＴ１ａに蓄積されているエネルギーの放出が終了し、時刻ｔ６において、スイッチング素子Ｑ１が再度オンし、時刻ｔ１の状態に戻る。以上の動作を繰り返すことにより第２出力端子、第３出力端子に電力が供給される。

第２出力電圧Ｖｏ２を出力するコンバータは、従来例の降圧チョッパと同様の構成となっているので、入力電圧、即ち、第１出力電圧Ｖｏ１とスイッチング素子Ｑ２のオン／オフのデューティ比により第２出力電圧Ｖｏ２が決定される。つまり、制御回路１３により時刻ｔ２〜時刻ｔ４の時間を制御することにより、第２出力電圧Ｖｏ２が制御される。

第３出力電圧Ｖｏ３を出力するコンバータも第２出力電圧Ｖｏ２を出力するコンバータと同様に、時刻ｔ３〜時刻ｔ５の期間に印加される電圧を、リアクトルＬ３とコンデンサＣ３により平均化して出力している。

しかし、第３出力電圧Ｖｏ３を出力するコンバータは、第２出力電圧Ｖｏ２を出力するコンバータとは異なり、時刻ｔ２〜時刻ｔ３の期間と時刻ｔ３〜時刻ｔ４の期間において、リアクトルＬ３に印加される電圧が異なる。一周期をＴ、時刻ｔ２〜時刻ｔ３の時間をＴ2-3、時刻ｔ３〜時刻ｔ４の時間をＴ3-4、時刻ｔ２〜時刻ｔ３の期間にリアクトルＬ３に印加される電圧をＶ2-3、時刻ｔ３〜時刻ｔ４の期間にリアクトルＬ３に印加する電圧をＶ3-4とすると、リアクトルＬ３の電流Ｉ（Ｌ３）が連続的に流れている期間においては、第３出力電圧Ｖｏ３はおよそＶｏ３＝（Ｖ2-3×Ｔ2-3＋Ｖ3-4×Ｔ3-4）／Ｔとなる。

電圧Ｖ2-3よりも電圧Ｖ3-4の方が電圧値が大きいので、期間Ｔ3-4を長くすれば、第３出力電圧Ｖｏ３が高くなり、期間Ｔ3-4を短くすれば第３出力電圧Ｖｏ３をしぼることができる。即ち、制御回路１３により時刻ｔ１〜時刻ｔ２の時間を制御することにより、期間Ｔ3-4が変わり、第３出力電圧Ｖｏ３を制御することができる。

次に、第２出力端子に接続される負荷が軽負荷時の動作を図５の動作波形を参照して説明する。

通常、降圧チョッパではリアクトルに流れる電流が不連続となる軽負荷領域では、スイッチング素子のオン幅を狭めて出力電圧を安定化させる。実施例１のコンバータでは、スイッチング素子Ｑ２のオン期間に第３出力端子にもエネルギーを供給している。このため、第２コンバータの負荷状態によりスイッチング素子Ｑ２のオン幅が極端に狭くなると、第３出力端子に電力を供給できなくなるおそれがある。

しかし、実施例１のコンバータでは、時刻ｔ４〜時刻ｔ６のリアクトルＬ２及びリアクトルＬ３の回生期間に、リアクトルＬ２の電流が０Ａとなった後にはコンデンサＣ２→リアクトルＬ２→２次巻線Ｓ２→ダイオードＤ４→リアクトルＬ３の経路でリアクトルＬ３の回生エネルギーが流れる。

即ち、第２出力端子が軽負荷の領域では、コンデンサＣ２に一度蓄積されたエネルギーが、スイッチング素子Ｑ２のオフ期間に第３出力端子に供給されるエネルギーとして利用されるため、スイッチング素子Ｑ２のオン幅が極端に狭くなることはなく、第２出力端子が軽負荷の領域でも第３出力端子を安定化することができる。

このように実施例１の多出力スイッチング電源装置によれば、図９に示す従来の３コンバータ方式の多出力スイッチング電源装置から制御回路１２−３、スイッチング素子Ｑ３を削除できるので、安価な回路構成でそれぞれの出力の安定化を図ることができる多出力スイッチング電源装置を構成できる。

図６は実施例２に係る多出力スイッチング電源装置の制御回路１３ａの内部回路図である。図７は実施例２に係る制御回路１３ａの動作を示すタイミングチャートである。実施例２の回路構成は図１に示す実施例１の回路構成と略同様であり、制御回路１３ａの内部回路のみが相違する。

即ち、実施例１の制御回路１３は、トランスＴ１ａの第１の２次巻線Ｓ１の電圧からスイッチング素子Ｑ１がオンしたのを読み取り、スイッチング素子Ｑ１がオンしてからスイッチング素子Ｑ２がオンするまでの時間を制御する。

これに対して、実施例２の制御回路１３ａは、トランスＴ１ａの第１の２次巻線Ｓ１の正の電圧を検出して、即ち、スイッチング素子Ｑ１がオフしたのを読み取り、スイッチング素子Ｑ１がオフした時からスイッチング素子Ｑ２がオンするまでの時間を制御する。

制御回路１３ａは、誤差増幅器ＥＡＰ１ａ、誤差増幅器ＥＡＰ２、パルス幅変調回路ＰＷＭ１ａ、パルス幅変調回路ＰＷＭ２、及びレベルシフト回路ＬＶＳとを有する。

誤差増幅器ＥＡＰ１ａの非反転入力端子にはコンデンサＣ３の一端が接続されて第３出力電圧Ｖｏ３が入力され、反転入力端子には基準電圧Ｖｒｅｆ１が入力される。

パルス幅変調回路ＰＷＭ１ａの入力端子には、トランスＴ１ａの２次巻線Ｓ１の一端と誤差増幅器ＥＡＰ１ａの出力端子が接続され、パルス幅変調回路ＰＷＭ２の入力端子には、パルス幅変調回路ＰＷＭ１ａの出力端子と誤差増幅器ＥＡＰ２の出力端子が接続されている。

なお、図６に示す実施例２の制御回路１３ａのその他の構成は、図２に示す実施例１の制御回路１３の構成と同一であるので、その説明は省略する。

次に、図６に示す制御回路１３ａの動作を図７のタイミングチャートを参照しながら説明する。

誤差増幅器ＥＡＰ１ａは、第３出力電圧Ｖｏ３と基準電圧Ｖｒｅｆ１を比較し、第３出力電圧Ｖｏ３と基準電圧Ｖｒｅｆ１との誤差電圧信号ＶＥＡＰ１ａをパルス幅変調回路ＰＷＭ１ａに出力する。

パルス幅変調回路ＰＷＭ１ａは、トランスＴ１ａの第１の２次巻線Ｓ１に発生する正の電圧に同期して（例えば時刻ｔ１２に）、即ち、スイッチング素子Ｑ１のオフに同期してパルス電圧（ＰＷＭ１ａ出力）を出力し、同時に内部の鋸波発生回路によりＰＷＭ１ａ鋸波形信号が発生する。

そして、ＰＷＭ１ａ鋸波形信号の電圧が誤差増幅器ＥＡＰ１ａの出力した電圧ＶＥＡＰ１ａに達すると（例えば時刻ｔ１３）、パルス幅変調回路ＰＷＭ１ａから出力されるパルス電圧がＬレベルになる。即ち、誤差増幅器ＥＡＰ１ａから出力される電圧ＶＥＡＰ１ａにより、パルス幅変調回路ＰＷＭ１ａがパルス電圧を出力する期間（時刻ｔ１２〜時刻ｔ１３の期間）が変化する。

第３出力電圧Ｖｏ３は誤差増幅器ＥＡＰ１ａの非反転入力端子に入力されているので、第３出力電圧Ｖｏ３が基準電圧Ｖｒｅｆ１より小さくなると、誤差増幅器ＥＡＰ１ａが出力する電圧ＶＥＡＰ１ａが減少し、パルス幅変調回路ＰＷＭ１ａがパルス電圧を出力する期間が短くなる。一方、第３出力電圧Ｖｏ３が基準電圧Ｖｒｅｆ１より大きくなると、誤差増幅器ＥＡＰ１ａが出力する電圧ＶＥＡＰ１ａが上昇し、パルス幅変調回路ＰＷＭ１ａがパルス電圧を出力する期間が長くなる。

パルス幅変調回路ＰＷＭ２は、パルス幅変調回路ＰＷＭ１ａが出力するパルス電圧の立下りに同期して（例えば時刻ｔ１３に）パルス電圧（ＰＷＭ２出力）を出力し、同時に内部の鋸波発生回路によりＰＷＭ２鋸波形信号が発生する。

そして、ＰＷＭ２鋸波形信号の電圧が誤差増幅器ＥＡＰ２の出力した電圧ＶＥＡＰ２に達すると（例えば時刻ｔ１５）、パルス幅変調回路ＰＷＭ２から出力されるパルス電圧がＬレベルになる。即ち、誤差増幅器ＥＡＰ２から出力される電圧ＶＥＡＰ２により、パルス幅変調回路ＰＷＭ２がパルス電圧を出力する期間（時刻ｔ１３〜時刻ｔ１５の期間）が変化する。

このように制御回路１３ａは、第３出力電圧Ｖｏ３によりスイッチング素子Ｑ１がオフした時からスイッチング素子Ｑ２がオンする時までの時間（例えば時刻ｔ１２〜時刻ｔ１３）を制御し、第２出力電圧Ｖｏ２によりスイッチング素子Ｑ２がオンしている時間（例えば時刻ｔ１３〜時刻ｔ１５）を制御している。

次に、図８を参照しながら、実施例２に係る多出力スイッチング電源装置の重負荷時の動作を説明する。

まず、時刻ｔ１１において、制御回路１２−１からの信号によりスイッチング素子Ｑ１がオンすると、トランスＴ１ａの１次巻線Ｐ１に入力電圧Ｖｉｎが印加され、スイッチング素子Ｑ１には１次巻線Ｐ１の励磁電流がドレイン電流Ｉｄ（Ｑ１）として流れる。

次に、時刻ｔ１２において、制御回路１３ａからの信号によりスイッチング素子Ｑ１がオフすると、トランスＴ１ａに蓄積された励磁エネルギーは、ダイオードＤ１の順方向電流Ｉｆ（Ｄ１）としてトランスＴ１ａの第１の２次巻線Ｓ１から放出され、コンデンサＣ１により平滑され第１出力端子に出力される。

これと同時にトランスＴ１ａの第２の２次巻線Ｓ２には第１の２次巻線Ｓ１に発生する電圧、即ち、およそ第１出力電圧Ｖｏ１の巻数比倍の電圧が発生するが、第２の２次巻線Ｓ２に発生する電圧が第３出力電圧Ｖｏ３より低くなるような巻数比に設定することにより、この期間はリアクトルＬ３に電流が流れない。

次に時刻ｔ１３において、制御回路１３ａの信号によりスイッチング素子Ｑ２がオンすると、リアクトルＬ２には第１出力電圧Ｖｏ１と第２出力電圧Ｖｏ２との差電圧が印加され、リアクトルＬ２に流れる電流Ｉ（Ｌ２）が増加する。

これと同時にリアクトルＬ３には第１出力電圧Ｖｏ１に第２の２次巻線Ｓ２の電圧を足し合わせた電圧と第３出力電圧Ｖｏ３との差電圧がダイオードＤ４を通して印加され、リアクトルＬ３に流れる電流Ｉ（Ｌ３）が増加する。

次に時刻ｔ１４において、スイッチング素子Ｑ１が再度オンすると、トランスＴ１ａの第２の２次巻線Ｓ２に発生する電圧が反転し、リアクトルＬ３に印加する電圧Ｖ（Ｌ３）は、第１出力電圧Ｖｏ１から第２の２次巻線Ｓ２の電圧が差し引かれた電圧と第３出力電圧Ｖｏ３との差電圧に変わり、リアクトルＬ３の電流Ｉ（Ｌ３）の傾斜が緩やかになる。

次に時刻ｔ１５において、スイッチング素子Ｑ２がオフすると、リアクトルＬ２に印加していた電圧Ｖ（Ｌ２）がなくなり、リアクトルＬ２に蓄積されたエネルギーは、回生用ダイオードＤ２を通して第２出力端子に放出される。また、リアクトルＬ３に印加されていた電圧Ｖ（Ｌ３）もなくなり、リアクトルＬ３に蓄積されたエネルギーは、回生用ダイオードＤ３を通して第３出力端子に放出される。以上の動作を繰り返すことにより第２出力端子、第３出力端子に電力が供給される。

第２出力電圧Ｖｏ２を出力するコンバータは、従来例の降圧チョッパと同様の構成となっているので、入力電圧、即ち、第１出力電圧Ｖｏ１とスイッチング素子Ｑ２のオン／オフのデューティ比により第２出力電圧Ｖｏ２が決定される。つまり、制御回路１３ａにより時刻ｔ１３〜時刻ｔ１５の時間を制御することにより、第２出力電圧Ｖｏ２が制御される。

第３出力電圧Ｖｏ３を出力するコンバータは、実施例１の第３出力電圧Ｖｏ３を出力するコンバータと同様に、時刻ｔ１３〜時刻ｔ１５の期間に印加される電圧を、リアクトルＬ３とコンデンサＣ３により平均化して出力している。従って、実施例１と同様に時刻ｔ１３〜時刻ｔ１４を長くすればより大きな電力を出力することができ、時刻ｔ１３〜時刻ｔ１４を短くすれば電力を絞ることができる。つまり、制御回路１３ａによりスイッチング素子Ｑ１がオフした時からスイッチング素子Ｑ２がオンするまでの時間（時刻ｔ１２〜時刻ｔ１３）を制御することにより、第３出力電圧Ｖｏ３を制御することができる。

このように、実施例２の多出力スイッチング電源装置によれば、実施例１の多出力スイッチング電源装置の効果と同様な効果が得られる。

なお、本発明は、実施例１、実施例２の多出力スイッチング電源装置に限定されるものではない。実施例１、実施例２の多出力スイッチング電源装置では、第１出力電圧Ｖｏ１を取り出すコンバータはフライバックコンバータで構成していたが、フォワードコンバータやハーフブリッジ構成のコンバータで構成しても良く、同様な効果が得られる。

実施例１、実施例２では、トランスＴ１ａの１次側が１次巻線Ｐ１とスイッチング素子Ｑ１との直列回路としたが、例えば、トランスＴ１ａの１次側は１次巻線Ｐ１とリアクトルと電流共振コンデンサとスイッチング素子Ｑ１との直列回路からなる電流共振型を用いても良い。

本発明の実施例１に係る多出力スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。実施例１に係る多出力スイッチング電源装置の制御回路１３の内部回路図である。実施例１に係る制御回路１３の動作を示すタイミングチャートである。本発明の実施例１に係る多出力スイッチング電源装置の重負荷時の動作を示す波形図である。本発明の実施例１に係る多出力スイッチング電源装置の軽負荷時の動作を示す波形図である。実施例２に係る多出力スイッチング電源装置の制御回路１３ａの内部回路図である。実施例２に係る制御回路１３ａの動作を示すタイミングチャートである。本発明の実施例２に係る多出力スイッチング電源装置の動作を示す波形図である。従来の多出力スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。

符号の説明

１０帰還回路
１２−１〜１２−３，１３，１３ａ，制御回路
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３スイッチング素子
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３平滑コンデンサ
Ｄ１〜Ｄ４ダイオード
Ｌ２，Ｌ３リアクトル
Ｔ１，Ｔ１ａトランス
Ｐ１１次巻線
Ｓ１第１の２次巻線
Ｓ２第２の２次巻線
ＥＡＰ１，ＥＡＰ１ａ，ＥＡＰ２誤差増幅器
ＰＷＭ１，ＰＷＭ１ａ，ＰＷＭ２パルス幅変調回路
ＬＶＳレベルシフト回路

Claims

１次巻線と第１の２次巻線と第２の２次巻線とを有するトランスと、
第１スイッチング素子をオン／オフすることにより前記トランスの１次巻線に直流電圧が印加される時間を調整する第１制御回路と、
前記トランスの第１の２次巻線に発生した電圧を整流平滑して第１出力電圧を取り出す第１整流平滑回路と、
前記第１整流平滑回路の出力端子に一端が接続された第２スイッチング素子と、
前記第２スイッチング素子の他端に接続され、前記第２スイッチング素子の他端に発生した電圧を整流平滑して第２出力電圧を取り出す第２整流平滑回路と、
前記トランスの第２の２次巻線の一端が前記第２スイッチング素子の他端に接続され、前記トランスの第２の２次巻線の他端に発生した電圧を整流平滑して第３出力電圧を取り出す第３整流平滑回路と、
前記第２出力電圧と前記第３出力電圧とに基づき前記第２スイッチング素子のオン／オフの時間を調整する第２制御回路と、
を備えることを特徴とする多出力スイッチング電源装置。
前記第２制御回路は、前記第３出力電圧に基づき前記第１スイッチング素子がオンしてから前記第２スイッチング素子がオンするまでの時間を調整し、前記第２出力電圧に基づき前記第２スイッチング素子がオンしている期間を調整することを特徴とする請求項１記載の多出力スイッチング電源装置。
前記第２制御回路は、前記第３出力電圧に基づき前記第１スイッチング素子がオフしてから前記第２スイッチング素子がオンするまでの時間を調整し、前記第２出力電圧に基づき前記第２スイッチング素子がオンしている期間を調整することを特徴とする請求項１記載の多出力スイッチング電源装置。
前記第２制御回路は、前記第３出力電圧に基づき前記トランスの第１の２次巻線の電圧が立ち上がってから前記第２スイッチング素子がオンするまでの時間を調整し、前記第２出力電圧に基づき前記第２スイッチング素子がオンしている期間を調整することを特徴とする請求項１記載の多出力スイッチング電源装置。
前記第２制御回路は、前記第３出力電圧に基づき前記トランスの第１の２次巻線の電圧が立ち下がってから前記第２スイッチング素子がオンするまでの時間を調整し、前記第２出力電圧に基づき前記第２スイッチング素子がオンしている期間を調整することを特徴とする請求項１記載の多出力スイッチング電源装置。