JP2007174793A - 多出力スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】負荷変動があっても複数の出力の安定化を図ることができる多出力スイッチング電源装置。
【解決手段】直列に接続された第１及び第２スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、Ｑ１又はＱ２に並列に接続され、電流共振コンデンサＣｒｉと共振リアクトルＬｒとトランスＴ１の一次巻線Ｐ１とが直列に接続された直列共振回路と、第１の二次巻線Ｓ１に発生する電圧を整流及び平滑して第１出力を出力する第１整流平滑回路と、第２の二次巻線Ｓ２に発生する電圧を整流するダイオードＤ２、ダイオードＤ２で整流された電圧によりエネルギーが蓄積されるリアクトルＬ２及びリアクトルＬ２に蓄積されたエネルギーを出力に回生するダイオードＤ３を有し、リアクトルＬ２に流れる電流を整流して第２出力を出力する第２整流平滑回路と、第１整流平滑回路で得られた電圧に基づいてＱ１とＱ２とを交互にオンオフさせる制御回路１０とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、複数の出力を有する多出力スイッチング電源装置に関する。

図１０は従来の共振型の多出力スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。この多出力スイッチング電源装置において、トランスＴ１の一次側には、商用電源１からの交流電圧を整流する全波整流回路２と、全波整流回路２の出力端子間に接続され且つ全波整流回路２の出力を平滑する平滑コンデンサＣ３と、平滑コンデンサＣ３の両端間に直列に接続され且つ平滑コンデンサＣ３の両端の電圧が直流入力電圧Ｖｉｎとして印加される、例えばＭＯＳＦＥＴからなる第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２と、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２のオンオフを制御する制御回路１０と、第２スイッチング素子Ｑ２に並列に接続された電圧共振コンデンサＣｒｖと、電圧共振コンデンサＣｒｖの両端に接続された直列共振回路とが設けられている。

直列共振回路は、トランスＴ１の一次巻線Ｐ１（巻数Ｎ１）、リアクトルＬｒ及び電流共振コンデンサＣｒｉが直列に接続されて構成されている。なお、リアクトルＬｒは、例えば、トランスＴ１の一次−二次間のリーケージインダクタンスからなる。

また、トランスＴ１の二次側には、トランスＴ１の一次巻線Ｐ１の電圧に対して逆相の電圧が発生するように巻回された第１の二次巻線Ｓ１（巻数Ｎ２）に接続された第１整流平滑回路と、トランスＴ１の一次巻線Ｐ１の電圧に対して逆相の電圧が発生するように巻回された第２の二次巻線Ｓ２（巻数Ｎ３）に接続された第２整流平滑回路とが設けられている。

第１整流平滑回路は、ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ１とから構成され、トランスＴ１の第１の二次巻線Ｓ１に誘起された電圧を整流及び平滑し、第１出力端子から第１出力電圧Ｖｏ１として出力する。第２整流平滑回路は、ダイオードＤ２と平滑コンデンサＣ２とから構成されて、トランスＴ１の第２の二次巻線Ｓ２に誘起された電圧を整流及び平滑し、第２出力端子から第２出力電圧Ｖｏ２として出力する。

また、この多出力スイッチング電源装置は、トランスＴ１の二次側に発生された電圧に応じた信号を一次側にフィードバックするための帰還回路５を備えている。帰還回路５の入力側は、第１出力端子に接続されている。この帰還回路５は、平滑コンデンサＣ１の両端電圧と所定の基準電圧とを比較し、その誤差電圧を、電圧誤差信号として一次側の制御回路１０にフィードバックする。

制御回路１０は、帰還回路５からフィードバックされた電圧誤差信号に基づき第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２とを交互にオン／オフさせてＰＷＭ制御を行い、第１出力電圧Ｖｏ１が一定になるように制御する。この場合、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２の各ゲートには、制御信号として、数１００ｎＳ程度のデッドタイムを持たせるような電圧が印加される。これにより、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２の各オン期間が重複することなく交互にオン／オフされる。

次に、このように構成された従来の多出力スイッチング電源装置の動作を、図１１に示す波形図を参照しながら説明する。

図１１において、Ｖ_Ｑ２ｄｓは第２スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間の電圧、Ｉ_Ｑ１は第１スイッチング素子Ｑ１のドレインに流れる電流、Ｉ_Ｑ２は第２スイッチング素子Ｑ２のドレインに流れる電流、Ｉ_ｃｒｉは電流共振コンデンサＣｒｉに流れる電流、Ｖ_ｃｒｉは電流共振コンデンサＣｒｉの両端電圧、Ｉ_Ｄ１はダイオードＤ１に流れる電流、及びＩ_Ｄ２はダイオードＤ２に流れる電流を示している。

第１出力電圧Ｖｏ１の制御は、第１整流平滑回路から帰還回路５を介して一次側にフィードバックされる電圧誤差信号を受け取った制御回路１０が第１スイッチング素子Ｑ１をＰＷＭ制御することにより行われる。この場合、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２は、上述したように、制御回路１０からの制御信号に応じて、数１００ｎＳ程度のデッドタイムを有して交互にオン／オフする。

まず、第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間（例えば、時刻ｔ１〜ｔ２）において、トランスＴ１の一次巻線Ｐ１の励磁インダクタンスとリアクトルＬｒ（トランスＴ１の一次−二次間のリーケージインダクタンス）を介して電流共振コンデンサＣｒｉにエネルギーが蓄えられる。

次に、第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間（例えば、時刻ｔ２〜ｔ４）において、電流共振コンデンサＣｒｉに蓄えられたエネルギーによりリアクトルＬｒと電流共振コンデンサＣｒｉによる共振電流が流れ、エネルギーが二次側に送られる。また、一次巻線Ｐ１の励磁インダクタンスの励磁エネルギーがリセットされる。

より詳しくは、第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間において、一次巻線Ｐ１には、電流共振コンデンサＣｒｉの両端電圧Ｖ_ｃｒｉを、一次巻線Ｐ１の励磁インダクタンスとリアクトルＬｒとで分圧した電圧が印加される。そして、一次巻線Ｐ１に印加された電圧が（Ｖｏ１＋Ｖｆ）×Ｎ１／Ｎ２となったところでクランプされ、電流共振コンデンサＣｒｉとリアクトルＬｒによる共振電流が流れ、エネルギーが二次側に送られる。これにより、ダイオードＤ１に電流Ｉ_Ｄ１が流れる。一次巻線Ｐ１の電圧が（Ｖｏ１＋Ｖｆ）×Ｎ１／Ｎ２未満のときには、トランスＴ１の二次側へはエネルギーは伝達されず、トランスＴ１の一次巻線Ｐ１の励磁インダクタンスとリアクトルＬｒと電流共振コンデンサＣｒｉによる一次側のみの共振動作となる。

第１スイッチング素子Ｑ１のオンデューティをＤｏｎとすると、電流共振コンデンサＣｒｉの電圧はおよそＶｉｎ×Ｄｏｎを中心とした共振動作となり、出力電圧Ｖｏ１はおよそＶｉｎ×Ｄｏｎ×(Ｌｐ／Ｌｒｉ)×(Ｎｓ／Ｎｐ)となる。負荷の変化に対しては、電流共振コンデンサＣｒｉの電圧の振幅が変化するだけでデューティはほとんど変化せず、入力電圧の変化に対してのみデューティが変化する。

また、第１の二次巻線Ｓ１と第２の二次巻線Ｓ２とは互いに同極性で結合しているので、第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間に、第１の二次巻線Ｓ１から得られたエネルギーが第１出力電圧Ｖｏ１として出力されている間に、第２の二次巻線Ｓ２から得られたエネルギーも第２出力電圧Ｖｏ２として出力され、この第２出力電圧Ｖｏ２は、ほぼＶｏ１×Ｎ３／Ｎ２となる。

このように、第２出力電圧Ｖｏ２は第１の二次巻線Ｓ１と第２の二次巻線Ｓ２の巻数比倍の電圧になるので、第１の二次巻線の巻数が少ないと、必要とする電圧に合わせることが困難になる。

図１２は、従来の他の多出力スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。この多出力スイッチング電源装置では、図１０に示す第２整流平滑回路の代わりに、ドロッパーや降圧チョッパーといったレギュレータ１２を設け、このレギュレータ１２を用いて第１出力電圧Ｖｏ１から第２出力電圧Ｖｏ２を生成することにより出力の安定化を図っている。この多出力スイッチング電源装置によれば、２つの出力のクロスレギュレーションの問題を解決することはできるが、レギュレータ１２による損失の増大や、スイッチング素子、チョークコイル、コントロールＩＣといった部品の追加によるコスト及び実装面積の増大を招き、さらに、降圧チョッパーなどのスイッチングレギュレータによるノイズの発生を避けられない。

また、多出力スイッチング電源装置として、特許文献１は、１つのコンバータで２種類の電圧を安定化するスイッチングコンバータ回路を開示している。このスイッチングコンバータ回路では、第２スイッチング素子によるアクティブスナバを設け、第１スイッチング素子のオンオフを制御して第１の出力を安定化し、第１スイッチング素子がオフの期間に、第２スイッチング素子のオンオフを制御し第２の出力を安定化する。このスイッチングコンバータ回路によれば、１つのコンバータで２種類の出力を安定化することができるが、第１の出力を得るための二次巻線と第２の出力を得るための二次巻線とは極性を逆にする必要があるので、２つの二次巻線が必要になる。
特開２００３−２５９６４４号公報

上述したように、第２出力電圧Ｖｏ２は第１の二次巻線Ｓ１と第２の二次巻線Ｓ２の巻数比で決定されるので、必要とする電圧に合わせることができないことがある。この問題を解消するために、二次側にレギュレータを設ける構成では、レギュレータによる損失が増大し、部品の追加によるコスト及び実装面積が増大し、さらに、レギュレータによるノイズが発生するという問題がある。また、特許文献１に開示されたスイッチングコンバータ回路では、トランスの二次巻線として複数が必要になり構成が複雑になるという問題がある。

本発明は、負荷変動があっても複数の出力の安定化を図ることができる多出力スイッチング電源装置を提供することにある。

上述した課題を達成するために、請求項１の発明は、直流電源の出力端子間に直列に接続された第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子と、前記第１スイッチング素子又は第２スイッチング素子に並列に接続され、電流共振コンデンサと共振リアクトルとトランスの一次巻線とが直列に接続された直列共振回路と、前記トランスの第１の二次巻線に発生する電圧を整流及び平滑して第１出力を出力する第１整流平滑回路と、前記トランスの第２の二次巻線に発生する電圧を整流する第１ダイオード、前記第２の二次巻線の前記第１ダイオードで整流された電圧によりエネルギーが蓄積されるリアクトル、及び前記リアクトルに蓄積されたエネルギーを出力に回生する第２ダイオードを有し、前記リアクトルに流れる電流を整流して第２出力を出力する第２整流平滑回路と、前記第１整流平滑回路で得られた電圧に基づいて前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを交互にオンオフさせる制御回路とを備えることを特徴とする。

請求項２の発明は、直流電源の出力端子間に直列に接続された第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子と、前記第１スイッチング素子又は第２スイッチング素子に並列に接続され、電流共振コンデンサと共振リアクトルとトランスの一次巻線とが直列に接続された直列共振回路と、前記トランスの二次巻線に発生する電圧を整流及び平滑して第１出力を出力する第１整流平滑回路と、前記トランスの二次巻線に発生する電圧を整流する第１ダイオード、前記二次巻線の前記第１ダイオードで整流された電圧によりエネルギーが蓄積されるリアクトル、及び前記リアクトルに蓄積されたエネルギーを出力に回生する第２ダイオードを有し、前記リアクトルに流れる電流を整流して第２出力を出力する第２整流平滑回路と、前記第１整流平滑回路で得られた電圧に基づいて前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを交互にオンオフさせる制御回路とを備えることを特徴とする。

請求項３の発明は、請求項１記載の多出力スイッチング電源装置において、前記リアクトルには、前記第１スイッチング素子のオン期間に前記第２の二次巻線の電圧が印加されることを特徴とする。

請求項４の発明は、請求項１記載の多出力スイッチング電源装置において、前記リアクトルには、前記第２のスイッチング素子のオン期間に前記第２の二次巻線の電圧が印加されることを特徴とする。

請求項５の発明は、請求項２記載の多出力スイッチング電源装置において、前記リアクトルには、前記第１スイッチング素子のオン期間に前記二次巻線の電圧が印加されることを特徴とする。

請求項６の発明は、請求項２記載の多出力スイッチング電源装置において、前記リアクトルには、前記第２のスイッチング素子のオン期間に前記二次巻線の電圧が印加されることを特徴とする。

本発明によれば、負荷変動に対して２つのスイッチング素子のデューティの変化が極めて少ない二次側半波整流方式の電流共振型コンバータの二次巻線の両端間又は別巻線で巻かれた第２の二次巻線の両端間に、第１ダイオードと第２ダイオードとリアクトルとを有する第２整流平滑回路を設けることにより、第１出力電圧とは異なる第２出力電圧を容易に取り出すことができる。第２整流平滑回路の構成、トランスＴ１の巻数比、励磁インダクタンスＬｐ及び一次巻線Ｐ１及び二次巻線Ｓ１間のリーケージインダクタンスＬｒの設定を変えることによって、第１出力電圧だけではなく第２出力電圧も、巻数比で決定される電圧に比べ細かな設定が可能になる。また、第１出力の負荷の変動があっても第１スイッチング素子、第２スイッチング素子のデューティは変わらないので、第１出力電圧を安定化させると第２出力電圧も変動が少ない。

以下、本発明の多出力スイッチング電源装置の実施例を図面を参照しながら詳細に説明する。なお、背景技術の欄で説明した多出力スイッチング電源装置と同一又は相当する構成部分には、背景技術の欄で使用した符号と同一の符号を付して説明する。

図１は本発明の実施例１に係る多出力スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図１に示す多出力スイッチング電源装置は、図１０に示す従来の多出力スイッチング電源装置の構成に対して、トランスＴ１の第２の二次巻線Ｓ２に接続される構成部分のみが異なるので、この部分のみの構成を説明する。

トランスＴ１の第２の二次巻線Ｓ２の一端には、ダイオードＤ２のアノードが接続され、トランスＴ１の第２の二次巻線Ｓ２の他端には、ダイオードＤ３のアノードが接続されている。ダイオードＤ２のカソードとダイオードＤ３のカソードとはリアクトルＬ２の一端に接続され、リアクトルＬ２の他端は第２出力端子に接続されている。平滑コンデンサＣ２は、リアクトルＬ２の他端と、第２の二次巻線Ｓ２の他端（ＧＮＤ端子）及びダイオードＤ３のアノードとの間に接続されている。

ダイオードＤ２はトランスＴ１の第２の二次巻線Ｓ２に発生する電圧を整流する。リアクトルＬ２は第２の二次巻線Ｓ２のダイオードＤ２で整流された電圧によりエネルギーが蓄積される。ダイオードＤ３はリアクトルＬ２に蓄積されたエネルギーを出力であるコンデンサＣ２に回生する。これらの素子により第２整流平滑回路を構成し、第２整流平滑回路はリアクトルＬ２に流れる電流を整流して第２出力端子から第２出力電圧Ｖｏ２として出力する。

また、制御回路１０は、帰還回路５からの第１電圧誤差信号に基づき第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２とを交互にオン／オフさせてＰＷＭ制御を行い、第１出力電圧Ｖｏ１が一定になるように制御する。この場合、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２の各ゲートには、制御信号として、数１００ｎＳ程度のデッドタイムを持たせるような電圧が印加される。これにより、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２の各オン期間が重複することなく交互にオン／オフされる。

次に、このように構成された本発明の実施例１に係る多出力スイッチング電源装置の動作を、図２に示す波形図を参照しながら説明する。

図２において、Ｖ_Ｑ２ｄｓは第２スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間の電圧、Ｉ_Ｑ１は第１スイッチング素子Ｑ１のドレインに流れる電流、Ｉ_Ｑ２は第２スイッチング素子Ｑ２のドレインに流れる電流、Ｉ_ｃｒｉは電流共振コンデンサＣｒｉに流れる電流、Ｖ_ｃｒｉは電流共振コンデンサＣｒｉの両端電圧、Ｉ_Ｄ１はダイオードＤ１に流れる電流、Ｖ_Ｓ２は第２の二次巻線Ｓ２の両端電圧、Ｉ_Ｄ２はダイオードＤ２に流れる電流及びＩ_Ｌ２はリアクトルＬ２に流れる電流を示している。

第１出力電圧Ｖｏ１の制御は、従来の多出力スイッチング電源装置と同様に、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２とのデューティを制御することによって行われる。

第２出力電圧Ｖｏ２は、以下のようにして出力される。すなわち、第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間（例えば、時刻ｔ２〜ｔ４）においては、第２の二次巻線Ｓ２には第１出力電圧Ｖｏ１の巻数比倍の電圧Ｖ_Ｓ２＝Ｖｏ１×Ｎ３／Ｎ２が発生する。この電圧Ｖ_Ｓ２により、Ｓ２→Ｄ２→Ｌ２→Ｃ２→Ｓ２の経路で電流Ｉ_Ｄ２及び電流Ｉ_Ｌ２が流れる。このため、リアクトルＬ２にエネルギーが蓄えられるとともに出力にエネルギーが送られる。すなわち、エネルギーが第２出力端子から第２出力電圧Ｖｏ２として出力される。

次に、第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間（例えば、時刻ｔ１〜ｔ２）においては、リアクトルＬ２に蓄えられたエネルギーにより、Ｌ２→Ｃ２→Ｄ３→Ｌ２の経路で電流Ｉ_Ｌ２が流れる。すなわち、リアクトルＬ２に蓄えられたエネルギーがダイオードＤ３を通して第２出力端子から第２出力電圧Ｖｏ２として出力される。

第２出力電圧Ｖｏ２の回路構成は、一般的なフォワードコンバータの回路構成と同様である。このため、第２出力電圧Ｖｏ２は、第２スイッチング素子Ｑ２のオンデューティをＤｏｆｆとすると、Ｖｏ２＝Ｖｏ１×(Ｎ３／Ｎ２)×Ｄｏｆｆとなる。

また、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２のデューティは「第１出力の」負荷変動によって変化しない。このため、入力電圧Ｖｉｎが一定の場合には第１出力電圧Ｖｏ１を安定化させると、第２出力電圧Ｖｏ２も同時に安定化することができる。また、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２のオンデューティＤｏｎは、Ｄｏｎ＝Ｖｏ１／Ｖｉｎ×Ｌｒ／Ｌｐ×Ｎ１／Ｎ２によっておよそ決定される。このため、トランスＴ１の巻数比、励磁インダクタンスＬｐ及び一次巻線Ｐ１及び二次巻線Ｓ１間のリーケージインダクタンスＬｒの設計により、第１出力電圧Ｖｏ１、第２出力電圧Ｖｏ２の両方を決定することができる。

また、通常のフォワードコンバータでは、リアクトルＬ２の電流が直流重畳している領域においては、出力電圧Ｖｏ＝Ｖｉｎ×Ｄとなるが、軽負荷時にはリアクトルＬ２の電流がカットオフして、例えば、第１スイッチング素子Ｑ１のオン幅を狭めることにより出力電圧を安定化させている。

これに対して、実施例１では、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２のデューティは変化しないので、第２出力電圧Ｖｏ２の負荷が軽くなると、出力電圧が上昇してしまう。リアクトルＬ２のインダクタンスをＬ、スイッチング周波数をｆとすると、リアクトルＬ２の電流がカットオフするときの出力電力は(Ｖｉｎ² ×Ｄｏｆｆ² )／２Ｌｆとなる。このため、リアクトルＬ２のインダクタンスＬを大きくすることにより、制御可能な出力電流範囲を広くすることができる。

また、上記出力電力を消費するだけのダミー抵抗を付加するか、あるいは出力アッパーカットのドロッパーを挿入することにより、全負荷領域で出力電圧を安定化することができる。通常のドロッパーでは、(Ｖｉｎ−Ｖｏ)×Ｉｏが損失として発生するため、負荷電流Ｉｏが増加するほど損失が増大する。しかし、実施例１では、重負荷時にはドロッパーは飽和状態となり損失は小さく、軽負荷時は無負荷時が最大で(Ｖｉｎ² ×Ｄｏｆｆ² )／２Ｌｆの損失となる。このため、リアクトルＬ２のインダクタンスを大きくすることにより、損失を少なくすることができる。

このように実施例１に係る多出力スイッチング電源装置によれば、軽負荷や重負荷などの負荷変動に対して、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２のデューティの変化が極めて少ない二次側半波整流方式の電流共振型コンバータの第２の二次巻線Ｓ２の両端間に、ダイオードＤ２とダイオードＤ３とリアクトルＬ２とを有する降圧型コンバータを設けたので、新たな制御回路を追加することなく安定した第２出力電圧Ｖｏ２を取り出すことができる。

図３は本発明の実施例２に係る多出力スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図３に示す実施例２では、図１に示す実施例１の構成に対して、一次巻線Ｐ１及び二次巻線Ｓ１を有するトランスＴ２を有し、ダイオードＤ２のアノードを二次巻線Ｓ１とダイオードＤ１のアノードとの接続点に接続し、第２出力電圧Ｖｏ２のＧＮＤ端子とダイオードＤ３のアノードとを第１出力電圧ｖｏ１のＧＮＤ端子に共通接続している点が異なる。

このように構成された実施例２に係る多出力スイッチング電源装置によれば、第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間において、二次巻線Ｓ１には電圧Ｖｏ１＋Ｖｆ（ＶｆはダイオードＤ１の順方向電圧降下）の電圧Ｖ_Ｓ１が発生する。この電圧Ｖ_Ｓ１により、Ｓ１→Ｄ２→Ｌ２→Ｃ２→Ｓ１の経路で電流Ｉ_Ｄ２及び電流Ｉ_Ｌ２が流れる。このため、リアクトルＬ２にエネルギーが蓄えられるとともに出力にエネルギーが送られる。すなわち、エネルギーが第２出力端子から第２出力電圧Ｖｏ２として出力される。

次に、第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間においては、リアクトルＬ２に蓄えられたエネルギーにより、Ｌ２→Ｃ２→Ｄ３→Ｌ２の経路で電流Ｉ_Ｌ２が流れる。すなわち、リアクトルＬ２に蓄えられたエネルギーがダイオードＤ３を通して第２出力端子から第２出力電圧Ｖｏ２として出力される。この場合、ダイオードＤ１とダイオードＤ２の順方向電圧降下がほぼ等しいとすると、第２出力電圧は、Ｖｏ２＝Ｖｏ１×Ｄｏｆｆとして設計できる。

図４は本発明の実施例３に係る多出力スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図４に示す実施例３では、図１に示す実施例１の構成に対して、トランスＴ１の第２の二次巻線Ｓ２の極性を逆にした点が異なる。

次に、このように構成された本発明の実施例３に係る多出力スイッチング電源装置の動作を、図５に示す波形図を参照しながら説明する。

第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間においては、二次巻線Ｓ１にはＶｎ２ｏｆｆ＝Ｖｏ１＋Ｖｆが、ｔｏｆｆ＝Ｄｏｆｆ／ｆの期間だけ発生する。トランスＴ１の二次巻線Ｓ１に発生する正負の電圧の電圧時間積は等しいので、第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間ｔｏｎにおいては、二次巻線Ｓ１にはＶｎ２ｏｎ＝Ｖｎ２ｏｆｆ×ｔｏｆｆ／ｔｏｎの電圧が発生する。

第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間（例えば、時刻ｔ１〜ｔ２）においては、第２の二次巻線Ｓ２にはＶｎ２ｏｎ×Ｎ３／Ｎ２の電圧Ｖ_Ｓ２が発生する。この電圧Ｖ_Ｓ２により、Ｓ２→Ｄ２→Ｌ２→Ｃ２→Ｓ２の経路で電流Ｉ_Ｄ２及び電流Ｉ_Ｌ２が流れる。このため、リアクトルＬ２にエネルギーが蓄えられるとともに出力にエネルギーが送られる。すなわち、エネルギーが第２出力端子から第２出力電圧Ｖｏ２として出力される。

次に、第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間（例えば、時刻ｔ２〜ｔ４）においては、リアクトルＬ２に蓄えられたエネルギーにより、Ｌ２→Ｃ２→Ｄ３→Ｌ２の経路で電流Ｉ_Ｌ２が流れる。すなわち、リアクトルＬ２に蓄えられたエネルギーがダイオードＤ３を通して第２出力端子から第２出力電圧Ｖｏ２として出力される。

この場合、ダイオードＤ１とダイオードＤ２の順方向電圧降下がほぼ等しいとすると、第２出力電圧は、Ｖｏ２＝Ｖｎ２ｏｎ×Ｎ３／Ｎ２×Ｄｏｎ＝Ｖｏ１×Ｎ３／Ｎ２×Ｄｏｆｆとして設計できる。

図６は本発明の実施例４に係る多出力スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図６に示す実施例４では、図１に示す実施例１の構成に対して、一次巻線Ｐ１及び二次巻線Ｓ１を有するトランスＴ２を有するとともに、以下の点が異なる。トランスＴ２の二次巻線Ｓ１の一端はダイオードＤ４のカソードに接続され、ダイオードＤ４のアノードはコンデンサＣ１の一端及び第１出力端子のＧＮＤ端子に接続されている。

ダイオードＤ２のアノードは、二次巻線Ｓ１の一端とダイオードＤ４との接続点に接続されている。第２出力電圧Ｖｏ２のＧＮＤ端子にはダイオードＤ５のアノードが接続され、ダイオードＤ５のカソードは、二次巻線Ｓ１の他端とダイオードＤ１のアノードとの接続点に接続されている。

このように構成された実施例４に係る多出力スイッチング電源装置によれば、第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間において、二次巻線Ｓ１にはＶｎ２ｏｎ＝(Ｖｏ＋２Ｖｆ)×ｔｏｆｆ／ｔｏｎの電圧が発生する。この電圧により、Ｓ１→Ｄ２→Ｌ２→Ｃ２→Ｄ５→Ｓ１の経路で電流Ｉ_Ｄ２及び電流Ｉ_Ｌ２が流れる。このため、リアクトルＬ２にエネルギーが蓄えられるとともに出力にエネルギーが送られる。すなわち、エネルギーが第２出力端子から第２出力電圧Ｖｏ２として出力される。

次に、第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間においては、リアクトルＬ２に蓄えられたエネルギーにより、Ｌ２→Ｃ２→Ｄ３→Ｌ２の経路で電流Ｉ_Ｌ２が流れる。すなわち、リアクトルＬ２に蓄えられたエネルギーがダイオードＤ３を通して第２出力端子から第２出力電圧Ｖｏ２として出力される。この場合、ダイオードＤ１、ダイオードＤ２、ダイオードＤ３、ダイオードＤ４の順方向電圧降下がほぼ等しいとすると、第２出力電圧は、Ｖｏ２＝Ｖｏ１×Ｄｏｆｆとして設計できる。

図７は本発明の実施例５に係る多出力スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図７に示す実施例５では、図１に示す実施例１の構成に対して、一次巻線Ｐ１及び二次巻線Ｓ１を有するトランスＴ２を有するとともに、以下の点が異なる。

トランスＴ２の二次巻線Ｓ１の一端とダイオードＤ１のアノードとの接続点にダイオードＤ２のアノードが接続され、ダイオードＤ２のカソードとＧＮＤ端子との間にリアクトルＬ２が接続されている。リアクトルＬ２とダイオードＤ２のカソードとの接続点にはダイオードＤ３のカソードが接続され、ダイオードＤ３のアノードとＧＮＤ端子との間にコンデンサＣ３の一端が接続され、コンデンサＣ３の両端から第２出力電圧Ｖｏ２が出力されるようになっている。

このように構成された実施例５に係る多出力スイッチング電源装置によれば、第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間において、トランスＴ２の二次巻線Ｓ１にはＶｎ２ｏｆｆ＝Ｖｏ＋Ｖｆの電圧が発生する。この電圧により、Ｓ１→Ｄ２→Ｌ２→Ｓ１の経路で電流Ｉ_Ｄ２及び電流Ｉ_Ｌ２が流れる。このため、リアクトルＬ２にエネルギーが蓄えられる。

次に、第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間においては、リアクトルＬ２に印加された電圧が反転し、リアクトルＬ２に蓄えられたエネルギーにより、Ｌ２→Ｃ２→Ｄ３→Ｌ２の経路で電流Ｉ_Ｌ２が流れる。すなわち、リアクトルＬ２に蓄えられたエネルギーがダイオードＤ３を通して第２出力端子から第２出力電圧Ｖｏ２として出力される。

第２出力電圧Ｖｏ２の回路構成は、極性反転型コンバータと同様の回路構成となっており、第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間をｔｏｎ、第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間をｔｏｆｆとすると、リアクトルＬ２の電流が直流重畳している領域では、第２出力電圧は、Ｖｏ２≒−Ｖｏ１×ｔｏｆｆ／ｔｏｎとして設計できる。

図８は本発明の実施例６に係る多出力スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図８に示す実施例６では、図７に示す実施例５の構成に対して、一次巻線Ｐ１及び第１の二次巻線Ｓ１に第２の二次巻線Ｓ２を追加したトランスＴ１を有するとともに、第１の二次巻線Ｓ１の両端に接続していたダイオードＤ２とリアクトルＬ２とからなる直列回路を、第２の二次巻線Ｓ２の両端に接続した点が異なる。

このように構成された実施例６に係る多出力スイッチング電源装置によれば、第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間において、トランスＴ１の第２の二次巻線Ｓ２には(Ｖｏ１＋Ｖｆ)／(Ｎ３／Ｎ２)の電圧が発生する。この電圧により、Ｓ２→Ｄ２→Ｌ２→Ｓ２の経路で電流Ｉ_Ｄ２及び電流Ｉ_Ｌ２が流れる。このため、リアクトルＬ２にエネルギーが蓄えられる。

次に、第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間においては、リアクトルＬ２に印加された電圧が反転し、リアクトルＬ２に蓄えられたエネルギーにより、Ｌ２→Ｃ２→Ｄ３→Ｌ２の経路で電流Ｉ_Ｌ２が流れる。すなわち、リアクトルＬ２に蓄えられたエネルギーがダイオードＤ３を通して第２出力端子から第２出力電圧Ｖｏ２として出力される。

第２出力電圧Ｖｏ２の回路構成は、極性反転型コンバータと同様の回路構成となっており、第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間をｔｏｎ、第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間をｔｏｆｆとすると、リアクトルＬ２の電流が直流重畳している領域では、第２出力電圧Ｖｏ２≒−Ｖｏ１×Ｎ３／Ｎ２×ｔｏｆｆ／ｔｏｎとして設計できる。

図９は本発明の実施例７に係る多出力スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図７に示す実施例５、及び図８に示す実施例６では、負の第２出力電圧Ｖｏ２しか取り出すことができなかった。これに対して、図９に示す実施例７では、正の第２出力電圧Ｖｏ２を取り出すことができることを特徴とする。

このため、図９に示す実施例７では、図８に示す実施例６の構成に対して、第２の二次巻線Ｓ２の極性、ダイオードＤ２の極性、ダイオードＤ３の極性をそれぞれ反転させている点が異なる。

このように構成された実施例７に係る多出力スイッチング電源装置によれば、第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間において、トランスＴ１の第２の二次巻線Ｓ２には電圧が発生する。この電圧により、Ｓ２→Ｌ２→Ｄ２→Ｓ２の経路で電流Ｉ_Ｄ２及び電流Ｉ_Ｌ２が流れる。このため、リアクトルＬ２にエネルギーが蓄えられる。

次に、第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間においては、リアクトルＬ２に印加された電圧が反転し、リアクトルＬ２に蓄えられたエネルギーにより、Ｌ２→Ｄ３→Ｃ２→Ｌ２の経路で電流Ｉ_Ｌ２が流れる。すなわち、リアクトルＬ２に蓄えられたエネルギーがダイオードＤ３を通して第２出力端子から正の第２出力電圧Ｖｏ２として出力される。

本発明に係る多出力スイッチング電源装置は、電圧値が異なる複数の直流電圧を出力する電源装置に利用可能である。

本発明の実施例１に係る多出力スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。 本発明の実施例１に係る多出力スイッチング電源装置の動作を示す波形図である。 本発明の実施例２に係る多出力スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。 本発明の実施例３に係る多出力スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。 本発明の実施例３に係る多出力スイッチング電源装置の動作を示す波形図である。 本発明の実施例４に係る多出力スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。 本発明の実施例５に係る多出力スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。 本発明の実施例６に係る多出力スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。 本発明の実施例７に係る多出力スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。 従来の多出力スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。 従来の多出力スイッチング電源装置の動作を示す波形図である。 従来の他の多出力スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。

符号の説明

１ 商用電源
２ 全波整流回路
５ 帰還回路
１０ 制御回路
１２ レギュレータ
Ｑ１ 第１スイッチング素子
Ｑ２ 第２スイッチング素子
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３ コンデンサ
Ｃｒｉ 電流共振コンデンサ
Ｃｒｖ 電圧共振コンデンサ
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５ ダイオード
Ｌｒ，Ｌ２ リアクトル
Ｔ１、Ｔ２ トランス
Ｐ１ 一次巻線
Ｓ１ 第１の二次巻線
Ｓ２ 第２の二次巻線

Claims (6)

1. 直流電源の出力端子間に直列に接続された第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子と、
   前記第１スイッチング素子又は第２スイッチング素子に並列に接続され、電流共振コンデンサと共振リアクトルとトランスの一次巻線とが直列に接続された直列共振回路と、
   前記トランスの第１の二次巻線に発生する電圧を整流及び平滑して第１出力を出力する第１整流平滑回路と、
   前記トランスの第２の二次巻線に発生する電圧を整流する第１ダイオード、前記第２の二次巻線の前記第１ダイオードで整流された電圧によりエネルギーが蓄積されるリアクトル、及び前記リアクトルに蓄積されたエネルギーを出力に回生する第２ダイオードを有し、前記リアクトルに流れる電流を整流して第２出力を出力する第２整流平滑回路と、
   前記第１整流平滑回路で得られた電圧に基づいて前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを交互にオンオフさせる制御回路と、
   を備えることを特徴とする多出力スイッチング電源装置。
2. 直流電源の出力端子間に直列に接続された第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子と、
   前記第１スイッチング素子又は第２スイッチング素子に並列に接続され、電流共振コンデンサと共振リアクトルとトランスの一次巻線とが直列に接続された直列共振回路と、
   前記トランスの二次巻線に発生する電圧を整流及び平滑して第１出力を出力する第１整流平滑回路と、
   前記トランスの二次巻線に発生する電圧を整流する第１ダイオード、前記二次巻線の前記第１ダイオードで整流された電圧によりエネルギーが蓄積されるリアクトル、及び前記リアクトルに蓄積されたエネルギーを出力に回生する第２ダイオードを有し、前記リアクトルに流れる電流を整流して第２出力を出力する第２整流平滑回路と、
   前記第１整流平滑回路で得られた電圧に基づいて前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを交互にオンオフさせる制御回路と、
   を備えることを特徴とする多出力スイッチング電源装置。
3. 前記リアクトルには、前記第１スイッチング素子のオン期間に前記第２の二次巻線の電圧が印加されることを特徴とする請求項１記載の多出力スイッチング電源装置。
4. 前記リアクトルには、前記第２のスイッチング素子のオン期間に前記第２の二次巻線の電圧が印加されることを特徴とする請求項１記載の多出力スイッチング電源装置。
5. 前記リアクトルには、前記第１スイッチング素子のオン期間に前記二次巻線の電圧が印加されることを特徴とする請求項２記載の多出力スイッチング電源装置。
6. 前記リアクトルには、前記第２のスイッチング素子のオン期間に前記二次巻線の電圧が印加されることを特徴とする請求項２記載の多出力スイッチング電源装置。

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