JP4849070B2

JP4849070B2 - 多出力スイッチング電源装置

Info

Publication number: JP4849070B2
Application number: JP2007538768A
Authority: JP
Inventors: 羊一京野
Original assignee: Sanken Electric Co Ltd
Current assignee: Sanken Electric Co Ltd
Priority date: 2005-10-03
Filing date: 2006-10-03
Publication date: 2011-12-28
Anticipated expiration: 2026-10-03
Also published as: US7944085B2; CN101278468A; WO2007040227A1; US20090256423A1; CN101278468B; KR20080066006A; JPWO2007040227A1; KR101050025B1

Description

本発明は、複数の出力を有する多出力スイッチング電源装置に関する。

図１は従来の共振型の多出力スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。この多出力スイッチング電源装置において、トランスＴ１の一次側には、商用電源１からの交流電圧を整流する全波整流回路２と、全波整流回路２の出力端子間に接続され且つ全波整流回路２の出力を平滑する平滑コンデンサＣ３と、平滑コンデンサＣ３の両端間に直列に接続され且つ平滑コンデンサＣ３の両端の電圧が直流入力電圧Ｖｉｎとして印加される第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２（例えばＭＯＳＦＥＴ）と、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２のオンオフを制御する制御回路１０と、第２スイッチング素子Ｑ２に並列に接続された電圧共振コンデンサＣｒｖと、電圧共振コンデンサＣｒｖの両端に接続された直列共振回路とが設けられている。

直列共振回路は、トランスＴ１の一次巻線Ｐ１（巻数Ｎ１）、リアクトルＬｒ及び電流共振コンデンサＣｒｉが直列に接続されて構成されている。なお、リアクトルＬｒは、例えば、トランスＴ１の一次−二次間のリーケージインダクタンスである。

また、トランスＴ１の二次側には、トランスＴ１の一次巻線Ｐ１の電圧に対して逆相の電圧が発生するように巻回された第１の二次巻線Ｓ１（巻数Ｎ２）に接続される第１整流平滑回路と、トランスＴ１の一次巻線Ｐ１の電圧に対して逆相の電圧が発生するように巻回された第２の二次巻線Ｓ２（巻数Ｎ３）に接続される第２整流平滑回路とが設けられている。

第１整流平滑回路は、ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ１とを有し、トランスＴ１の第１の二次巻線Ｓ１に誘起された電圧を整流及び平滑し、第１出力端子から第１出力電圧Ｖｏ１として出力する。第２整流平滑回路は、ダイオードＤ２と平滑コンデンサＣ２とを有し、トランスＴ１の第２の二次巻線Ｓ２に誘起された電圧を整流及び平滑し、第２出力端子から第２出力電圧Ｖｏ２として出力する。

この多出力スイッチング電源装置は、トランスＴ１の二次側に発生された電圧に応じた信号を一次側にフィードバックするための帰還回路５を備えている。すなわち、帰還回路５の入力側は第１出力端子（Ｖｏ１）に接続され、平滑コンデンサＣ１の両端電圧と所定の基準電圧とを比較し、その誤差電圧を電圧誤差信号として一次側の制御回路１０にフィードバックする。

制御回路１０は、帰還回路５からフィードバックされた電圧誤差信号に基づき第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２とを交互にオン／オフさせてＰＷＭ制御を行い、第１出力電圧Ｖｏ１が一定になるように制御する。この場合、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２の各ゲートには、制御信号として、数１００ｎｓ程度のデッドタイムを持たせるような電圧が印加される。これにより、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２の各オン期間が重複することなく交互にオン／オフされる。

次に、このように構成された従来の多出力スイッチング電源装置の動作を、図２に示す波形図を参照しながら説明する。

図２において、ＶＱ２ｄｓは第２スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間の電圧、ＩＱ１は第１スイッチング素子Ｑ１のドレインを流れる電流、ＩＱ２は第２スイッチング素子Ｑ２のドレインを流れる電流、Ｉｃｒｉは電流共振コンデンサＣｒｉを流れる電流、Ｖｃｒｉは電流共振コンデンサＣｒｉの両端電圧、ＩＤ１はダイオードＤ１を流れる電流、ＶＮ２は第１の二次巻線Ｓ１の両端電圧及びＩＤ２はダイオードＤ２を流れる電流を示している。

第１出力電圧Ｖｏ１の制御は、第１整流平滑回路から帰還回路５を介して一次側にフィードバックされる電圧誤差信号を受け取った制御回路１０が第１スイッチング素子Ｑ１をＰＷＭ制御することにより行われる。この場合、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２は、上述したように、制御回路１０からの制御信号に応じて、数１００ｎｓ程度のデッドタイムを有して交互にオン／オフする。

まず、第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間（例えば、時刻ｔ１１〜ｔ１２）において、トランスＴ１の一次巻線Ｐ１の励磁インダクタンスとリアクトルＬｒ（トランスＴ１の一次−二次間のリーケージインダクタンス）を介して電流共振コンデンサＣｒｉにエネルギーが蓄えられる。

次に、第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間（例えば、時刻ｔ１２〜ｔ１４）において、電流共振コンデンサＣｒｉに蓄えられたエネルギーによりリアクトルＬｒと電流共振コンデンサＣｒｉによる共振電流が流れ、エネルギーが二次側に送られる。また、一次巻線Ｐ１の励磁インダクタンスの励磁エネルギーがリセットされる。
より詳しくは、第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間において、一次巻線Ｐ１には、電流共振コンデンサＣｒｉの両端電圧Ｖｃｒｉを、一次巻線Ｐ１の励磁インダクタンスとリアクトルＬｒとで分圧した電圧が印加される。そして、一次巻線Ｐ１に印加された電圧が（Ｖｏ１＋Ｖｆ）×Ｎ１／Ｎ２となったところでクランプされ、電流共振コンデンサＣｒｉとリアクトルＬｒによる共振電流が流れ、エネルギーが二次側に送られる。これにより、ダイオードＤ１に電流ＩＤ１が流れる。一次巻線Ｐ１の電圧が（Ｖｏ１＋Ｖｆ）×Ｎ１／Ｎ２未満のときには、トランスＴ１の二次側へはエネルギーは伝達されず、トランスＴ１の一次巻線Ｐ１の励磁インダクタンスとリアクトルＬｒと電流共振コンデンサＣｒｉによる一次側のみの共振動作となる。ここでＶｆはダイオードの順方向の降下電圧である。

第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間は、周波数固定で第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間により決まる時間か、任意の一定時間とされることが一般的である。第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間を変化させて第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２とのデューティ比を変えると電流共振コンデンサＣｒｉの電圧が変化するので、二次側に送られるエネルギー量を制御することができる。

また、第１の二次巻線Ｓ１と第２の二次巻線Ｓ２とは互いに同極性で結合しているので、第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間に、第１の二次巻線Ｓ１から得られたエネルギーが第１出力電圧Ｖｏ１として出力されている間に、第２の二次巻線Ｓ２から得られたエネルギーも第２出力電圧Ｖｏ２として出力され、この第２出力電圧Ｖｏ２は、ほぼＶｏ１×Ｎ３／Ｎ２となる。

しかしながら、実際には、第１の二次巻線Ｓ１及び第２の二次巻線Ｓ２に発生する電圧は、第１出力電圧Ｖｏ１及び第２出力電圧Ｖｏ２よりもダイオードＤ１及びダイオードＤ２の順方向の降下電圧Ｖｆだけ高いので、各出力の負荷変動によるＶｆの変化によってクロスレギュレーションが悪化する。また、出力電圧を可変できる仕様を有する電源装置では、一方の出力電圧を変化させると、それに比例して他方の出力も変化してしまうため、巻線から複数の出力を直接に取り出すことが不可能となる。

図３は、従来の他の多出力スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。この多出力スイッチング電源装置では、図１に示す第２整流平滑回路の代わりに、ドロッパーや降圧チョッパーといったレギュレータ１２を設け、このレギュレータ１２を用いて第１出力電圧Ｖｏ１から第２出力電圧Ｖｏ２を生成することにより出力の安定化を図っている。この多出力スイッチング電源装置によれば、２つの出力のクロスレギュレーションの問題を解決することはできるが、レギュレータ１２による損失の増大や、スイッチング素子、チョークコイル、コントロールＩＣといった部品の追加によるコスト及び実装面積の増大を招き、さらに、降圧チョッパーなどのスイッチングレギュレータによるノイズの発生を避けられない。

また、多出力スイッチング電源装置として、日本国特開２００３−２５９６４４号公報は、１つのコンバータで２種類の電圧を安定化するスイッチングコンバータ回路を開示している。このスイッチングコンバータ回路では、第２スイッチング素子によるアクティブスナバを設け、第１スイッチング素子のオンオフを制御して第１の出力を安定化し、第１スイッチング素子がオフの期間に、第２スイッチング素子のオンオフを制御し第２の出力を安定化する。このスイッチングコンバータ回路によれば、１つのコンバータで２種類の出力を安定化することができるが、第１の出力を得るための二次巻線と第２の出力を得るための二次巻線とは極性を逆にする必要があるので、２つの二次巻線が必要になる。

上述したように、従来の多出力スイッチング電源装置では、各出力の負荷変動によってクロスレギュレーションが悪化するという問題や出力電圧可変の仕様を有する電源では巻線から複数の出力を直接に取り出すことができないという問題がある。また、クロスレギュレーションの問題を解消するために、二次側にレギュレータを設ける構成では、レギュレータによる損失が増大し、部品の追加によるコスト及び実装面積が増大し、さらに、レギュレータによるノイズが発生するという問題がある。また、特許文献１に開示されたスイッチングコンバータ回路では、トランスの二次巻線として複数が必要になり構成が複雑になるという問題がある。

課題を解決するための手段
本発明によれば、負荷変動があっても複数の出力の安定化を図ることができる多出力スイッチング電源装置を提供することができる。

本発明の第１の技術的側面によれば、多出力スイッチング電源装置は、直流電源の出力端子間に直列に接続された第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子と、前記第１スイッチング素子又は第２スイッチング素子に並列に接続され、第１電流共振コンデンサと第１共振リアクトルと第１トランスの一次巻線とが直列に接続された第１直列共振回路と、前記第１トランスの二次巻線に発生する電圧を整流及び平滑する第１整流平滑回路と、前記第１トランスの二次巻線に並列に接続され第２電流共振コンデンサと第２共振リアクトルとが直列に接続された第２直列共振回路と、前記第２共振リアクトルの両端の電圧を整流及び平滑する第２整流平滑回路と、前記第１整流平滑回路と前記第２整流平滑回路との一方で得られた電圧に応じて前記第１スイッチング素子のオン期間を決定し、前記第１整流平滑回路と前記第２整流平滑回路との他方で得られた電圧に応じて前記第２スイッチング素子のオン期間を決定して該第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とを交互にオンオフさせる制御回路とを備えることを特徴とする。

本発明の第２の技術的側面によれば、多出力スイッチング電源装置は、さらに、前記第１トランスの二次巻線が第１の二次巻線と第２の二次巻線とを有し、前記第１整流平滑回路が前記第１トランスの第１の二次巻線に発生する電圧を整流及び平滑し、前記第２直列共振回路が前記第１トランスの第２の二次巻線に並列に接続されることを特徴とする。

本発明の第３の技術的側面によれば、多出力スイッチング電源装置は、さらに、前記第１トランスの第１の二次巻線と第２の二次巻線とは互いに疎結合であることを特徴とする。

本発明の第４の技術的側面によれば、第１の技術的側面に加えて、多出力スイッチング電源装置は、さらに、一次巻線と二次巻線とを有する第２トランスを備え、前記第２直列共振回路の第２共振リアクトルは前記第２トランスの一次巻線から成り、前記第２整流平滑回路は前記第２トランスの二次巻線に発生する電圧を整流及び平滑することを特徴とする。

本発明の第５の技術的側面によれば、第１の技術的側面に加えて、多出力スイッチング電源装置は、さらに、複数の二次巻線を有する第２トランスを具備し、前記第２共振リアクトルは前記第２トランスの一次巻線に含まれ、前記第２整流平滑回路は前記第２トランスの複数の二次巻線に発生する電圧を整流及び平滑することを特徴とする。

本発明の第６の技術的側面によれば、さらに、前記第１トランスの二次巻線は、第１の二次巻線と第２の二次巻線とを有し、前記第１整流平滑回路は前記第１トランスの第１の二次巻線に発生する電圧を整流及び平滑し、前記第２直列共振回路は前記第１トランスの第２の二次巻線に並列に接続されることを特徴とする。

本発明の第７の技術的側面によれば、多出力スイッチング電源装置は、直流電源の出力端子間に直列に接続された第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子と、第１電流共振コンデンサと第１共振リアクトルと第１トランスの一次巻線とが直列に接続された第１直列共振回路であって前記第１スイッチング素子又は第２スイッチング素子に並列に接続されるものと、第２電流共振コンデンサと第２共振リアクトルと第２トランスの一次巻線とが直列に接続された第２直列共振回路であって第１共振リアクトルと前記第１トランスの一次巻線との直列回路に並列に接続されるものと、前記第１トランスの二次巻線に発生する電圧を整流及び平滑する第１整流平滑回路と、前記第２トランスの二次巻線に発生する電圧を整流及び平滑する第２整流平滑回路と、制御回路であって、前記第１整流平滑回路または前記第２整流平滑回路のいずれか一方で得られた電圧に応じて前記第１スイッチング素子のオン期間を決定し、前記第１整流平滑回路または前記第２整流平滑回路の他方で得られた電圧に応じて前記第２スイッチング素子のオン期間を決定して該第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とを交互にオンオフさせる制御回路と、を備えることを特徴とする。

図１は、従来の多出力スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図２は、従来の多出力スイッチング電源装置の動作を示す波形図である。図３は、従来の他の多出力スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図４は、本発明の実施例１に係る多出力スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図５は、本発明の実施例１に係る多出力スイッチング電源装置の動作を示す波形図である。図６は、本発明の実施例２に係る多出力スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図７は、本発明の実施例２に係る多出力スイッチング電源装置の動作を示す波形図である。図８は、本発明の実施例３に係る多出力スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図９は、本発明の実施例３に係る多出力スイッチング電源装置の動作を示す波形図である。図１０は、本発明の実施例３に係る多出力スイッチング電源装置の変形例に係る動作を示す波形図である。図１１は、本発明の実施例３に係る多出力スイッチング電源装置の変形例で使用されるトランスの構造を示す図である。図１２は、本発明の実施例４に係る多出力スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図１３は、本発明の実施例４に係る多出力スイッチング電源装置の動作を示す波形図である。図１４は、本発明の実施例５に係る多出力スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図１５は、本発明の実施例５に係る多出力スイッチング電源装置の動作を示す波形図である。図１６は、本発明の実施例６に係る多出力スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図１７は、本発明の実施例６に係る多出力スイッチング電源装置の動作を示す波形図である。図１８は、本発明の実施例７に係る多出力スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図１９は、本発明の実施例７に係る多出力スイッチング電源装置の重負荷時の動作を示す波形図である。図２０は、本発明の実施例８に係る多出力スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図２１は、本発明の実施例９に係る多出力スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図２２は、本発明の実施例９に係る多出力スイッチング電源装置の重負荷時の動作を示す波形図である。図２３は、本発明の実施例９に係る多出力スイッチング電源装置の軽負荷時の動作を示す波形図である。図２４は、本発明の実施例１０に係る多出力スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図２５は、本発明の実施例１０に係る多出力スイッチング電源装置の重負荷時の動作を示す波形図である。図２６は、本発明の実施例１０に係る多出力スイッチング電源装置の軽負荷時の動作を示す波形図である。図２７は、本発明の実施例１１に係る多出力スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図２８は、本発明の実施例１１に係る多出力スイッチング電源装置の動作を示す波形図である。

以下、本発明の多出力スイッチング電源装置の実施例を図面を参照しながら詳細に説明する。なお、背景技術の欄で説明した多出力スイッチング電源装置と同一又は相当する構成部分には、背景技術の欄で使用した符号と同一の符号を付して説明する。

実施例１
図４は本発明の実施例１に係る多出力スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。この多出力スイッチング電源装置において、トランスＴ１の一次側には、商用電源１からの交流電圧を整流する全波整流回路２と、全波整流回路２の出力端子間に接続され全波整流回路２の出力を平滑する平滑コンデンサＣ３と、平滑コンデンサＣ３の両端間に直列に接続され且つ平滑コンデンサＣ３の両端の電圧が直流入力電圧Ｖｉｎとして印加される第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２と、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２のオンオフを制御する制御回路１０ａと、第２スイッチング素子Ｑ２に並列に接続された電圧共振コンデンサＣｒｖと、電圧共振コンデンサＣｒｖの両端に接続された第１直列共振回路とが設けられている。なお、第１スイッチング素子Ｑ１および第２スイッチング素子Ｑ２は例えばＭＯＳＦＥＴである。

第１直列共振回路は、トランスＴ１の一次巻線Ｐ１（巻数Ｎ１）、第１共振リアクトルＬｒ及び第１電流共振コンデンサＣｒｉが直列に接続されることにより構成されている。なお、第１共振リアクトルＬｒは、例えばトランスＴ１の一次−二次間のリーケージインダクタンスである。

また、トランスＴ１の二次側には、トランスＴ１の一次巻線Ｐ１の電圧に対して逆相の電圧が発生するように巻回された二次巻線Ｓ１（巻数Ｎ２）に接続される第１整流平滑回路と、二次巻線Ｓ１に並列に接続される第２直列共振回路と、第２直列共振回路に接続された第２整流平滑回路とが設けられている。

第１整流平滑回路は、ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ１とから構成されている。ダイオードＤ１のアノードは二次巻線Ｓ１の一端に接続され、カソードは第１出力端子に接続されている。平滑コンデンサＣ１は、ダイオードＤ１のカソード（第１出力端子）と二次巻線Ｓ１の他端（ＧＮＤ端子）との間に接続されている。第１整流平滑回路は、トランスＴ１の二次巻線Ｓ１に誘起された電圧を整流及び平滑し、第１出力端子から第１出力電圧Ｖｏ１として出力する。

第２直列共振回路は、二次巻線Ｓ１の一端（ダイオードＤ１のアノード）に一端が接続された第２電流共振コンデンサＣｒｉ２と、第２電流共振コンデンサＣｒｉ２の他端と二次巻線Ｓ１の他端（ＧＮＤ端子）との間に接続された第２共振リアクトルＬｒ２とを有する。

第２整流平滑回路は、ダイオードＤ２と平滑コンデンサＣ２とを有する。ダイオードＤ２のアノードは、第２共振リアクトルＬｒ２と第２電流共振コンデンサＣｒｉ２との接続点に接続され、カソードは第２出力端子に接続される。平滑コンデンサＣ２は、ダイオードＤ２のカソード（第２出力端子）と二次巻線Ｓ１の他端（ＧＮＤ端子）との間に接続される。第２整流平滑回路は、トランスＴ１の二次巻線Ｓ１に発生された電圧に第２電流共振コンデンサＣｒｉ２の両端電圧が加えられた電圧を整流及び平滑し、第２出力端子から第２出力電圧Ｖｏ２として出力する。

この多出力スイッチング電源装置は、トランスＴ１の二次側に発生された電圧を一次側にフィードバックするための帰還回路５及び帰還回路６を備える。帰還回路５は、第１出力端子に出力される第１出力電圧Ｖｏ１と所定の基準電圧とを比較し、その誤差電圧を第１電圧誤差信号として一次側の制御回路１０ａにフィードバックする。帰還回路６は、第２出力端子に出力される第２出力電圧Ｖｏ２と所定の基準電圧とを比較し、その誤差電圧を第２電圧誤差信号として一次側の制御回路１０ａにフィードバックする。

制御回路１０ａは、帰還回路５からの第１電圧誤差信号及び帰還回路６からの第２電圧誤差信号に基づき第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２とを交互にオン／オフさせてＰＷＭ制御を行い、第１出力電圧Ｖｏ１及び第２出力電圧Ｖｏ２が一定になるように制御する。この場合、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２の各ゲートには、制御信号として数１００ｎｓ程度のデッドタイムを持たせるような電圧が印加される。これにより、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２の各オン期間が重複することなく交互にオン／オフされる。

次に、このように構成された本発明の実施例１に係る多出力スイッチング電源装置の動作を、図５に示す波形図を参照しながら説明する。

図５において、ＶＱ２ｄｓは第２スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間の電圧、ＩＱ１は第１スイッチング素子Ｑ１のドレインを流れる電流、ＩＱ２は第２スイッチング素子Ｑ２のドレインを流れる電流、Ｉｃｒｉは第１電流共振コンデンサＣｒｉを流れる電流、Ｖｃｒｉは第１電流共振コンデンサＣｒｉの両端電圧、ＩＤ１はダイオードＤ１を流れる電流、ＶＮ２は二次巻線Ｓ１の両端電圧、Ｖｃｒｉ２は第２電流共振コンデンサＣｒｉ２の両端電圧、ＶＬｒ２は第２共振リアクトルＬｒ２の両端電圧及びＩＤ２はダイオードＤ２を流れる電流を示している。

第１出力電圧Ｖｏ１の制御は、従来の多出力スイッチング電源装置と同様に、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２とのデューティを制御することによって行われる。すなわち、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２とのオン時間のデューティ比を変えることにより、第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間において第１電流共振コンデンサＣｒｉに蓄えられる電圧が調整され、第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間において第１電流共振コンデンサＣｒｉに蓄えられたエネルギーによって第１共振リアクトルＬｒと第１電流共振コンデンサＣｒｉの共振が起きる。その結果共振電流によりトランスＴ１の二次側にエネルギーが送られるので、二次側に送られるエネルギーを制御することができる。そして、二次巻線Ｓ１に発生された電圧が、ダイオードＤ１及び平滑コンデンサＣ１から成る第１整流平滑回路によって整流及び平滑され、第１出力端子から第１出力電圧Ｖｏ１として出力される。

第２出力電圧Ｖｏ２の制御は、以下のようにして行われる。すなわち、第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間（例えば、時刻ｔ１〜ｔ２）において、入力電圧Ｖｉｎと第１電流共振コンデンサＣｒｉの両端電圧との差の電圧が一次巻線Ｐ１に印加されるので、二次巻線Ｓ１にはこの差の電圧の巻数比倍の電圧が発生する。二次巻線Ｓ１に発生された電圧が第２電流共振コンデンサＣｒｉ２と第２共振リアクトルＬｒ２とから成る第２直列共振回路に印加されることにより、第２直列共振回路が共振動作し、第２電流共振コンデンサＣｒｉ２は徐々に充電される。

第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間（例えば、時刻ｔ２〜ｔ４）においては、二次巻線Ｓ１に発生する電圧に、第２電流共振コンデンサＣｒｉ２に蓄えられたエネルギーに応じた電圧が加えられた電圧が、ダイオードＤ２及び平滑コンデンサＣ２から成る第２整流平滑回路によって整流及び平滑され、第２出力端子から第２出力電圧Ｖｏ２として出力される。このとき、第２電流共振コンデンサＣｒｉ２は、蓄えられたエネルギーに応じた電圧が放電し、その後二次巻線Ｓ１の電圧によって逆方向に充電される。平滑コンデンサＣ２が充電を終了すると、ダイオードＤ２には電流が流れなくなり、第２電流共振コンデンサＣｒｉ２は、第２共振リアクトルＬｒ２との共振動作によって徐々に放電を開始し、やがて逆方向に充電される。この動作中に第２のスイッチング素子Ｑ２がオフし、第１のスイッチング素子Ｑ１がオンすると、二次巻線Ｓ１に誘起される電圧が逆になるが引き続き放電から逆方向への充電動作を継続する。

このようにして、第２電流共振コンデンサＣｒｉ２は第２スイッチング素子Ｑ２がオンし平滑コンデンサＣ２を充電する期間だけ放電し、残りの第２スイッチング素子Ｑ２がオンしている期間と第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間は充電される。つまり、平滑コンデンサＣ２を充電する期間を除き、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２によるスイッチング周期のほとんどの期間で充電される。そこで、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２によるスイッチング周期、すなわち、スイッチング周波数を変化させれば、第２電流共振コンデンサＣｒｉ２の充電期間を調整できるので、第２出力電圧Ｖｏ２を制御することができる。

より具体的には、帰還回路６から出力される第２出力電圧誤差信号に応じて第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間を制御し、帰還回路５から出力される第１出力電圧誤差信号に応じて第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間を制御して第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２によるデューティを調整する。つまり、第１出力電圧誤差信号によってデューティが決定され第１出力電圧が調整されるので、第２出力電圧誤差信号に応じて第２スイッチング素子のオン期間を制御すると、スイッチング周波数が変化し、第２出力電圧が調整される。

上述した実施例１に係る多出力スイッチング電源装置では、第２出力電圧Ｖｏ２に基づく第２電圧誤差信号により第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間を制御し、第１出力電圧Ｖｏ１に基づく第１電圧誤差信号により第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間を制御するように構成される。当業者に明らかなように、第１出力電圧Ｖｏ１に基づく第１電圧誤差信号により第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間を制御し、第２出力電圧Ｖｏ２に基づく第２電圧誤差信号により第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間を制御しても同様の結果が得られる。

本実施例によれば、第１整流平滑回路と第２整流平滑回路との一方で得られた電圧に応じて第１スイッチング素子のオン期間を決定することにより第１スイッチング素子と第２スイッチング素子のデューティを変えて第１直列共振回路の第１電流共振コンデンサの電圧を制御し、第１整流平滑回路と第２整流平滑回路との他方で得られた電圧に応じて第２スイッチング素子のオン期間を決定してスイッチング周波数を変化させて第２直列共振回路の第２共振コンデンサに蓄えられるエネルギーを制御するので、第１スイッチング素子又は第２スイッチング素子の何れのオン期間を制御しても出力電圧を調整でき、２つの出力の安定化を図ることができる。

実施例２
図６は本発明の実施例２に係る多出力スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。この多出力スイッチング電源装置は、トランスＴ１の二次側の構成及び動作が実施例１と異なる。以下では、実施例１と異なる部分を中心に説明する。

トランスＴ１の二次側には、トランスＴ１の一次巻線Ｐ１の電圧に対して逆相の電圧が発生するように巻回された二次巻線Ｓ１（巻数Ｎ２）に接続された第１整流平滑回路と、二次巻線Ｓ１に並列に接続された第２直列共振回路と、第２直列共振回路に接続された第２整流平滑回路とが設けられる。

第１整流平滑回路は、ダイオードＤ１、平滑コンデンサＣ１及びダイオードＤ３を有する。ダイオードＤ１のアノードは二次巻線Ｓ１の一端に接続され、カソードは第１出力端子に接続される。平滑コンデンサＣ１は、ダイオードＤ１のカソード（第１出力端子）とＧＮＤ端子との間に接続される。ダイオードＤ３のアノードはＧＮＤ端子に接続され、カソードは二次巻線Ｓ１の他端に接続される。第１整流平滑回路は、トランスＴ１の二次巻線Ｓ１に誘起された電圧を整流及び平滑し、第１出力端子から第１出力電圧Ｖｏ１として出力する。

第２直列共振回路は、二次巻線Ｓ１の一端（ダイオードＤ１のアノード）に一端が接続された第２共振リアクトルＬｒ２と、第２共振リアクトルＬｒ２の他端と二次巻線Ｓ１の他端（ダイオードＤ３のカソード）との間に接続された第２電流共振コンデンサＣｒｉ２とを有する。

第２整流平滑回路は、ダイオードＤ２、平滑コンデンサＣ２及びダイオードＤ４を有する。ダイオードＤ２のアノードは、第２共振リアクトルＬｒ２と第２電流共振コンデンサＣｒｉ２との接続点に接続され、カソードは第２出力端子に接続される。平滑コンデンサＣ２は、ダイオードＤ２のカソード（第２出力端子）とＧＮＤ端子との間に接続される。ダイオードＤ４のアノードはＧＮＤ端子に接続され、カソードは二次巻線Ｓ１の一端（ダイオードＤ１のアノード）に接続されている。第２整流平滑回路は、トランスＴ１の二次巻線Ｓ１に発生された電圧に第２電流共振コンデンサＣｒｉ２の両端電圧が加えられた電圧を整流及び平滑し、第２出力端子から第２出力電圧Ｖｏ２として出力する。

次に、このように構成された本発明の実施例２に係る多出力スイッチング電源装置の動作を、図７に示す波形図を参照しながら説明する。なお、図７中の記号の意味は、図５のそれらと同じである。

第１出力電圧Ｖｏ１の制御は、従来の多出力スイッチング電源装置と同様に、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２とのデューティを制御することによって行われる。すなわち、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２とのオン時間のデューティ比を変えることにより、第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間において、第１電流共振コンデンサＣｒｉに蓄えられる電圧が調整される。さらに、第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間において、第１電流共振コンデンサＣｒｉに蓄えられたエネルギーによって第１共振リアクトルＬｒと第１電流共振コンデンサＣｒｉの共振が引き起こされ、共振電流によって二次側にエネルギーが送られるので、デューティ比を変えることにより二次側に送られるエネルギーを制御することができる。そして、二次巻線Ｓ１に発生された電圧が、ダイオードＤ１、ダイオードＤ３及び平滑コンデンサＣ１から成る第１整流平滑回路によって整流及び平滑され、第１出力端子から第１出力電圧Ｖｏ１として出力される。

第２出力電圧Ｖｏ２の制御は、以下のようにして行われる。第２電流共振コンデンサＣｒｉ２と第２共振リアクトルＬｒ２とから成る第２直列共振回路は、実施例１に係る多出力スイッチング電源装置のそれとは逆の接続態様である。すなわち、第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間（例えば、時刻ｔ２〜ｔ４）において、二次巻線Ｓ１に発生された電圧（Ｖｏ１＋Ｖｆ）の印加による共振動作によって第２電流共振コンデンサＣｒｉ２にエネルギーが蓄えられる。

第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間において、二次巻線Ｓ１に発生された電圧に第２電流共振コンデンサＣｒｉ２に蓄えられたエネルギーによる電圧が加算された電圧が、ダイオードＤ２、平滑コンデンサＣ２及びダイオードＤ４から成る第２整流平滑回路によって整流及び平滑され、第２出力端子から第２出力電圧Ｖｏ２として出力される。このとき、第２電流共振コンデンサＣｒｉ２には蓄えられたエネルギーに応じた電圧が生じ、その後二次巻線Ｓ１の電圧によって逆方向に充電される。平滑コンデンサＣ２が充電を終了するとダイオードＤ２には電流が流れなくなり、第２電流共振コンデンサＣｒｉ２は第２共振リアクトルＬｒ２との共振動作によって徐々に放電を開始し、やがて逆方向に充電される。この動作中に第２のスイッチング素子Ｑ２がオフし、第１のスイッチング素子Ｑ１がオンすると、二次巻線Ｓ１に誘起される電圧が逆になるが引き続き放電から逆方向への充電動作を継続する。

このように、第２電流共振コンデンサＣｒｉ２は、第２スイッチング素子Ｑ２がオンし平滑コンデンサＣ２を充電する期間だけ放電し、残りの第２スイッチング素子Ｑ２がオンしている期間と第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間は充電される。つまり、平滑コンデンサＣ２を充電する期間を除き、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２によるスイッチング周期のほとんどの期間で第２電流共振コンデンサＣｒｉ２が充電される。そこで、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２によるスイッチング周期、すなわち、スイッチング周波数を変化させれば、第２電流共振コンデンサＣｒｉ２の充電期間を調整できるので、第２出力電圧Ｖｏ２を制御することができる。具体的には、帰還回路６から出力される第２出力電圧誤差信号に応じて第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間を制御し、帰還回路５から出力される第１出力電圧誤差信号に応じて第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間を制御して第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２によるデューティを調整する。つまり、第１出力電圧誤差信号によってデューティが決定され第１出力電圧が調整されるので、第２出力電圧誤差信号に応じて第２スイッチング素子のオン期間を制御するとスイッチング周波数が変化し、その結果第２出力電圧が調整される。

上述した実施例２に係る多出力スイッチング電源装置では、第２出力電圧Ｖｏ２に基づく第２電圧誤差信号により第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間を制御し、第１出力電圧Ｖｏ１に基づく第１電圧誤差信号により第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間を制御するように構成される。当業者に明らかなように、第１出力電圧Ｖｏ１に基づく第１電圧誤差信号により第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間を制御し、第２出力電圧Ｖｏ２に基づく第２電圧誤差信号により第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間を制御しても同様の結果が得られる。

また、入力電圧Ｖｉｎが低下した場合、第１出力電圧Ｖｏ１を一定に保つために、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２のデューティを変えて、第１電流共振コンデンサＣｒｉの電圧を一定に保つように動作する。そのため、第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間に、二次巻線Ｓ１に発生する電圧は低下してしまう。しかし、上述した実施例２に係る多出力スイッチング電源装置によれば、第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間に二次巻線Ｓ１に発生する電圧が低下しても、スイッチング周波数を下げることにより第２電流共振コンデンサＣｒｉ２に蓄えるエネルギーを制御できるので、入力電圧が低下したときでも一定の電力を第２出力端子へ出力することができる。

本実施例によれば、第１実施例と同様に第１スイッチング素子又は第２スイッチング素子の何れのオン期間を制御しても出力電圧を調整できるので２つの出力の安定化を図ることができる。

実施例３
図８は本発明の実施例３に係る多出力スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。この多出力スイッチング電源装置は、トランスの二次側の構成が実施例１と異なる。以下では、実施例１と異なる部分を中心に説明する。

トランスＴ２は、一次巻線Ｐ１の電圧に対して逆相の電圧が発生するように巻回された第１の二次巻線Ｓ１（巻数Ｎ２）と、一次巻線Ｐ１の電圧に対して逆相の電圧が発生するように巻回された第２の二次巻線Ｓ２（巻数Ｎ３）とを備えており、第１の二次巻線Ｓ１と第２の二次巻線Ｓ２とは密結合になるように巻回されている。トランスＴ２の二次側には、第１の二次巻線Ｓ１（巻数Ｎ２）に接続された第１整流平滑回路と、第２の二次巻線Ｓ２に接続された第２直列共振回路と、該第２直列共振回路に接続された第２整流平滑回路とを備えている。第１整流平滑回路の構成及び動作は実施例１と同じである。

第２直列共振回路は、一端が第２の二次巻線Ｓ２の一端に接続された第２電流共振コンデンサＣｒｉ２と、第２電流共振コンデンサＣｒｉ２の他端と第２の二次巻線Ｓ２の他端（ＧＮＤ端子）との間に接続された第２共振リアクトルＬｒ２とを有する。

第２整流平滑回路は、ダイオードＤ２と平滑コンデンサＣ２とを有する。ダイオードＤ２のアノードは、第２共振リアクトルＬｒ２と第２電流共振コンデンサＣｒｉ２の接続点に接続され、カソードは第２出力端子に接続されている。平滑コンデンサＣ２は、ダイオードＤ２のカソード（第２出力端子）とＧＮＤ端子との間に接続されている。第２整流平滑回路は、トランスＴ２の第２の二次巻線Ｓ２に発生された電圧に第２電流共振コンデンサＣｒｉ２の両端電圧が加えられた電圧を整流及び平滑し、第２出力端子から第２出力電圧Ｖｏ２として出力する。

次に、上記のように構成される本発明の実施例３に係る多出力スイッチング電源装置の動作を図９に示す波形図を参照しながら説明する。なお、図９中の記号の意味は図５のそれらと同じである。

第１出力電圧Ｖｏ１の制御は、従来の多出力スイッチング電源装置と同様に、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２とのオン期間のデューティを制御することによって行われる。すなわち、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２とのオン期間のデューティ比を変えることにより、第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間において、第１電流共振コンデンサＣｒｉに蓄えられる電圧が調整される。その結果、第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間において、第１電流共振コンデンサＣｒｉに蓄えられたエネルギーによって第１共振リアクトルＬｒと第１電流共振コンデンサＣｒｉが共振し、共振電流により二次側にエネルギーが送られるので、デューティー比の変更により二次側に送られるエネルギーを制御することができる。そして、第１の二次巻線Ｓ１に発生された電圧が、ダイオードＤ１及び平滑コンデンサＣ１から成る第１整流平滑回路によって整流及び平滑され、第１出力端子から第１出力電圧Ｖｏ１として出力される。

第２出力電圧Ｖｏ２の制御は、以下のようにして行われる。すなわち、実施例１に係る多出力スイッチング電源装置と同様に、第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間（例えば、時刻ｔ１〜ｔ２）において、入力電圧Ｖｉｎと第１電流共振コンデンサＣｒｉの両端電圧の差の電圧が一次巻線Ｐ１に印加されるので、第２の二次巻線Ｓ２には、この差の電圧の巻数比倍の電圧が発生する。第２の二次巻線Ｓ２に発生された電圧が第２電流共振コンデンサＣｒｉ２と第２共振リアクトルＬｒ２とから成る第２直列共振回路に印加されることにより該第２直列共振回路が共振動作し、第２電流共振コンデンサＣｒｉ２は徐々に充電される。

第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間においては、第２の二次巻線Ｓ２に発生した電圧に第２電流共振コンデンサＣｒｉ２に蓄えられたエネルギーによる電圧が加えられ、ダイオードＤ２及び平滑コンデンサＣ２から成る第２整流平滑回路で整流及び平滑されて、第２出力端子から第２出力電圧Ｖｏ２として出力される。このとき、第２電流共振コンデンサＣｒｉ２では蓄えられたエネルギーに応じた電圧が放電によりいったん低下し、その後二次巻線Ｓ２の電圧によって逆方向に充電される。平滑コンデンサＣ２が充電を終了すると、ダイオードＤ２には電流が流れなくなり、第２電流共振コンデンサＣｒｉ２は、第２共振リアクトルＬｒ２との共振動作によって徐々に放電を開始し、やがて逆方向に充電される。この動作中に第２のスイッチング素子Ｑ２がオフし、第１のスイッチング素子Ｑ１がオンすると、二次巻線Ｓ２に誘起される電圧が逆になるが引き続き放電から逆方向への充電動作を継続する。

このように、第２電流共振コンデンサＣｒｉ２は第２スイッチング素子Ｑ２がオンし平滑コンデンサＣ２を充電する期間だけ放電し、残りの第２スイッチング素子Ｑ２がオンしている期間と第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間は充電される。つまり、平滑コンデンサＣ２を充電する期間を除き、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２によるスイッチング周期のほとんどの期間で第２電流共振コンデンサＣｒｉ２が充電される。そこで、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２によるスイッチング周期、すなわち、スイッチング周波数を変化させれば、第２電流共振コンデンサＣｒｉ２の充電期間を調整できるので第２出力電圧Ｖｏ２を制御することができる。具体的には、帰還回路６から出力される第２出力電圧誤差信号に応じて第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間を制御し、帰還回路５から出力される第１出力電圧誤差信号に応じて第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間を制御して第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２によるデューティを調整する。つまり、第１出力電圧誤差信号によってデューティが決定され第１出力電圧が調整されるので、第２出力電圧誤差信号に応じて第２スイッチング素子のオン期間を制御すると、スイッチング周波数が変化し、第２出力電圧が調整される。

なお、上述した実施例３に係る多出力スイッチング電源装置では、第２出力電圧Ｖｏ２に基づく第２電圧誤差信号により第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間を制御し、第１出力電圧Ｖｏ１に基づく第１電圧誤差信号により第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間を制御するように構成したが、第１出力電圧Ｖｏ１に基づく第１電圧誤差信号により第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間を制御し、第２出力電圧Ｖｏ２に基づく第２電圧誤差信号により第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間を制御しても同様の結果が得られる。

また、入力電圧Ｖｉｎが低下した場合、第１出力電圧Ｖｏ１を一定に保つために、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２のデューティを変えて、第１電流共振コンデンサＣｒｉの電圧を一定に保つように動作する。そのため、一般に第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間に、第２の二次巻線Ｓ２に発生する電圧は低下してしまう。しかし、上述した実施例３に係る多出力スイッチング電源装置によれば、第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間に第２の二次巻線Ｓ２に発生する電圧が低下しても、スイッチング周波数を下げることにより第２電流共振コンデンサＣｒｉ２に蓄えるエネルギーを制御できるので、入力電圧が低下したときでも一定の電圧を第２出力端子へ出力することができる。

このとき、第１の二次巻線Ｓ１と第２の二次巻線Ｓ２とが密結合されているので、これらに発生する電圧が低い電圧でクランプされ、図９の波形図に示すように、第１出力電圧Ｖｏ１と第２出力電圧Ｖｏ２へエネルギーを送る期間が完全に分離した別期間となって導通角が狭くなり、電流のピークが高くなる傾向がある。この問題を解消するために、実施例３に係る多出力スイッチング電源装置は、例えば図１１に示すように、トランスＴ２の第１の二次巻線Ｓ１と第２の二次巻線Ｓ２の巻き位置をずらして互いを疎結合にするように変形できる。このように変形することにより、図１０の波形図に示すように、電流の変化が緩やかになり、電流のピークを抑えることができる。

なお、電流のピークを抑えるためには、第１の二次巻線Ｓ１と第２の二次巻線Ｓ２とを疎結合にする方法以外に、第２の二次巻線Ｓ２から第２整流平滑回路へ至るライン、つまり第２電流共振リアクトルＣｒｉ２とダイオードＤ２のアノードとの間（第２共振リアクトルとの接合点の前後のいずれであってもよい）に第１のリアクトルを挿入するように構成できる。この構成によっても上記と同様の効果が得られる。

また、第１のリアクトルは、トランスＴ２の第１の二次巻線と第２の二次巻線を互いに疎結合とすることにより発生するリーケージインダクタンスを利用するように構成できる。これらの方法は、上述した実施例１に係る多出力スイッチング電源装置にも適用でき、その場合も上記と同様の効果が得られる。すなわち、第１整流平滑回路及び第２の整流平滑回路に電流が流れている期間を広げてピーク電流を抑えることができるので、整流平滑回路での損失を軽減することができる。

本実施例によれば、従来の多出力スイッチング電源装置に若干の部品を追加するだけで、実施例１の発明と同様に、第１スイッチング素子又は第２スイッチング素子の何れのオン期間を制御しても出力電圧を調整でき、２つの出力の安定化を図ることができる。

実施例４
図１２は本発明の実施例４に係る多出力スイッチング電源装置の構成を示す回路図であり、図１３はその多出力スイッチング電源装置の動作を示す波形図である。

なお、図１３中の記号の意味は、図５のそれらと同じである。また、図１３はトランスＴ２の第１の二次巻線Ｓ１と第２の二次巻線Ｓ２とを疎結合にした場合、又は、第１のリアクトルを挿入した場合の波形を示している。

この多出力スイッチング電源装置は、実施例３に係る多出力スイッチング電源装置における第２の二次巻線Ｓ２の極性を逆にしたものである。以下では、実施例１と異なる部分を中心に説明する。

第１出力電圧Ｖｏ１の制御は、従来の多出力スイッチング電源装置と同様に、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２とのデューティを制御することによって行われる。すなわち、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２とのデューティ比を変えることにより、第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間において、第１電流共振コンデンサＣｒｉに蓄えられる電圧が調整される。また、第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間において、第１電流共振コンデンサＣｒｉに蓄えられたエネルギーによって第１共振リアクトルＬｒと第１電流共振コンデンサＣｒｉによる共振がおきる。その結果、共振電流によりトランスＴ２の二次側にエネルギーが送られるので、二次側に送られるエネルギーを制御することができる。そして、第１の二次巻線Ｓ１に発生された電圧が、ダイオードＤ１及び平滑コンデンサＣ１から成る第１整流平滑回路によって整流及び平滑され、第１出力端子から第１出力電圧Ｖｏ１として出力される。

第２出力電圧Ｖｏ２の制御は以下のようにして行われる。すなわち、実施例２に係る多出力スイッチング電源装置と同様に、第２電流共振コンデンサＣｒｉ２と第２共振リアクトルＬｒ２とから成る第２直列共振回路は、第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間において、第１の二次巻線Ｓ１に発生する電圧（Ｖｏ１＋Ｖｆ）の印加による共振動作によって第２電流共振コンデンサＣｒｉ２にエネルギーが蓄える。そして、第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間に、第１の二次巻線Ｓ１に発生する電圧に第２電流共振コンデンサＣｒｉ２に蓄えられたエネルギーによる電圧が加えられた電圧が、ダイオードＤ２及び平滑コンデンサＣ２から成る第２整流平滑回路によって整流及び平滑され、第２出力端子から第２出力電圧Ｖｏ２として出力される。このとき、第２電流共振コンデンサＣｒｉ２は、蓄えられたエネルギーに応じた電圧が放電して低下し、その後二次巻線Ｓ１の電圧によって逆方向に充電される。平滑コンデンサＣ２が充電を終了するとダイオードＤ２には電流が流れなくなり、第２電流共振コンデンサＣｒｉ２は、第２共振リアクトルＬｒ２との共振動作によって徐々に放電を開始し、やがて逆方向に充電される。この動作中に第２のスイッチング素子Ｑ２がオフし、第１のスイッチング素子Ｑ１がオンすると、二次巻線Ｓ１に誘起される電圧が逆になるが引き続き放電から逆方向への充電動作を継続する。

このように、第２電流共振コンデンサＣｒｉ２は、第２スイッチング素子Ｑ２がオンし平滑コンデンサＣ２を充電する期間だけ放電し、残りの第２スイッチング素子Ｑ２がオンしている期間と第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間は充電される。つまり、平滑コンデンサＣ２を充電する期間を除き、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２によるスイッチング周期のほとんどの期間で第２電流共振コンデンサＣｒｉ２が充電される。そこで、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２によるスイッチング周期、すなわち、スイッチング周波数を変化させれば、第２電流共振コンデンサＣｒｉ２の充電期間を調整できるので、第２出力電圧Ｖｏ２を制御することができる。具体的には、帰還回路６から出力される第２出力電圧誤差信号に応じて第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間を制御し、帰還回路５から出力される第１出力電圧誤差信号に応じて第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間を制御して第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２によるデューティを調整する。つまり、第１出力電圧誤差信号によってデューティが決定され第１出力電圧が調整されるので、第２出力電圧誤差信号に応じて第２スイッチング素子のオン期間を制御すると、スイッチング周波数が変化し、第２出力電圧が調整される。

なお、上述した実施例４に係る多出力スイッチング電源装置では、第２出力電圧Ｖｏ２に基づく第２電圧誤差信号により第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間を制御し、第１出力電圧Ｖｏ１に基づく第１電圧誤差信号により第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間を制御するように構成したが、第１出力電圧Ｖｏ１に基づく第１電圧誤差信号により第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間を制御し、第２出力電圧Ｖｏ２に基づく第２電圧誤差信号により第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間を制御しても同様の結果が得られる。

また、実施例２と同様に、入力電圧が低下した場合であっても一定の電力を第２出力端子へ出力することができる。

本実施例によれば、トランスの第１の二次巻線と第２の二次巻線とが疎結合されることで漏れインダクタンスを大きくして電流のピークを抑えて、整流平滑回路での損失を軽減することができる。

実施例５
図１４は本発明の実施例５に係る多出力スイッチング電源装置の構成を示す回路図であり、図１５は、その多出力スイッチング電源装置の動作を示す波形図である。なお、図１５中の記号の意味は、図５のそれらと同じである。

実施例５に係る多出力スイッチング電源装置は、図４に示した実施例１に係る多出力スイッチング電源装置の第２共振リアクトルＬｒ２が第２トランスＴ３の一次巻線Ｐ２（巻数Ｎ４）に含まれるように構成され、第２トランスＴ３の二次巻線Ｓ３（巻数Ｎ５）に発生する電圧をダイオードＤ２及び平滑コンデンサＣ２から成る第２整流平滑回路により整流及び平滑し、第２出力端子から第２出力電圧Ｖｏ２として出力することを特徴とする。以下では、実施例１と異なる部分を中心に説明する。

第１出力電圧Ｖｏ１の制御は、従来の多出力スイッチング電源装置と同様に、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間のデューティを制御することによって行われる。すなわち、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２とのデューティ比を変えることにより、第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間において第１電流共振コンデンサＣｒｉに蓄えられる電圧が調整され、第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間において、第１電流共振コンデンサＣｒｉに蓄えられたエネルギーによって第１共振リアクトルＬｒと第１電流共振コンデンサＣｒｉが共振動作し、共振電流によりエネルギーが二次側に送られる。したがって、Ｑ１とＱ２のオン期間を制御することにより二次側に送られるエネルギーを制御することができる。そして、第１の二次巻線Ｓ１に発生された電圧が、ダイオードＤ１及び平滑コンデンサＣ１から成る第１整流平滑回路によって整流及び平滑され、第１出力端子から第１出力電圧Ｖｏ１として出力される。

第２出力電圧Ｖｏ２の制御は、以下のようにして行われる。すなわち、実施例１に係る多出力スイッチング電源装置と同様に、第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間において、入力電圧Ｖｉｎと第１電流共振コンデンサＣｒｉの両端電圧の差の電圧が一次巻線Ｐ１に印加されるので、第２の二次巻線Ｓ２にはこの差の電圧の巻数比倍の電圧が発生する。その結果、第２の二次巻線Ｓ２に発生された電圧が第２電流共振コンデンサＣｒｉ２と第２共振リアクトルＬｒ２とから成る第２直列共振回路に印加されることにより、第２直列共振回路が共振動作し、第２電流共振コンデンサＣｒｉ２は徐々に充電される。

第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間においては、第１の二次巻線Ｓ１に発生された電圧に、第２電流共振コンデンサＣｒｉ２に蓄えられたエネルギーによる電圧が加えられた電圧の巻数比倍の電圧が第２トランスＴ３の二次巻線Ｓ３に発生し、発生した電圧がダイオードＤ２及び平滑コンデンサＣ２から成る第２整流平滑回路で整流及び平滑され、第２出力端子から第２出力電圧Ｖｏ２として出力される。このとき、第２電流共振コンデンサＣｒｉ２は、蓄えられたエネルギーに応じた電圧が放電により低下し、その後二次巻線Ｓ１の電圧によって逆方向に充電される。平滑コンデンサＣ２が充電を終了すると、ダイオードＤ２には電流が流れなくなり、第２電流共振コンデンサＣｒｉ２は、第２共振リアクトルＬｒ２との共振動作によって徐々に放電を開始し、やがて逆方向に充電される。この動作中に第２のスイッチング素子Ｑ２がオフし、第１のスイッチング素子Ｑ１がオンすると、二次巻線Ｓ１に誘起される電圧が逆になるが引き続き放電から逆方向への充電動作を継続する。

このように、第２電流共振コンデンサＣｒｉ２は第２スイッチング素子Ｑ２がオンし平滑コンデンサＣ２を充電する期間だけ放電し、残りの第２スイッチング素子Ｑ２がオンしている期間と第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間は充電される。つまり、平滑コンデンサＣ２を充電する期間を除き、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２によるスイッチング周期のほとんどの期間で第２電流共振コンデンサＣｒｉ２が充電される。そこで、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２によるスイッチング周期、すなわち、スイッチング周波数を変化させれば、第２電流共振コンデンサＣｒｉ２の充電期間を調整できるので、第２出力電圧Ｖｏ２を制御することができる。具体的には、帰還回路６から出力される第２出力電圧誤差信号に応じて第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間を制御し、帰還回路５から出力される第１出力電圧誤差信号に応じて第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間を制御して第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２によるデューティを調整する。つまり、第１出力電圧誤差信号によってデューティが決定され第１出力電圧が調整されるので、第２出力電圧誤差信号に応じて第２スイッチング素子のオン期間を制御するとスイッチング周波数が変化し第２出力電圧が調整される。

なお、上述した実施例５に係る多出力スイッチング電源装置では、第２出力電圧Ｖｏ２に基づく第２電圧誤差信号により第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間を制御し、第１出力電圧Ｖｏ１に基づく第１電圧誤差信号により第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間を制御するように構成したが、第１出力電圧Ｖｏ１に基づく第１電圧誤差信号により第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間を制御し、第２出力電圧Ｖｏ２に基づく第２電圧誤差信号により第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間を制御しても同様の結果が得られる。

また、第２トランスＴ３の一次巻線Ｐ２と二次巻線Ｓ３とを疎結合にすることによりリアクトル成分を大きくすることができる。すなわち、実施例３の変形例に係る多出力スイッチング電源装置の場合と同様に、図１０の波形図に示すように、第１出力端子又は第２出力端子へ電圧を出力する際の電流のピークを抑え、緩やかに変化する電流を得ることができるので、整流平滑回路での損失を軽減することができる。

本実施例によれば、第２共振リアクトルに別の巻線を設けて第２トランスとしたので、第２トランスの巻数比によって電圧を調整できる。その結果、第１トランスの巻数比にとらわれず、出力電圧を自由に設定できる。

実施例６
図１６は本発明の実施例６に係る多出力スイッチング電源装置の構成を示す回路図であり、図１７は、その多出力スイッチング電源装置の動作を示す波形図である。なお、図１７中の記号の意味は、図５のそれらと同じである。

この多出力スイッチング電源装置は、実施例５に係る多出力スイッチング電源装置における第２トランスＴ３の二次巻線Ｓ３の極性を逆にしたものである。以下では、実施例１と異なる部分を中心に説明する。

第１出力電圧Ｖｏ１の制御は、従来の多出力スイッチング電源装置と同様に、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２とのデューティを制御することによって行われる。すなわち、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２とのデューティ比を変えることにより、第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間において、第１電流共振コンデンサＣｒｉに蓄えられる電圧が調整され、第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間において、第１電流共振コンデンサＣｒｉに蓄えられたエネルギーによって第１共振リアクトルＬｒと第１電流共振コンデンサＣｒｉによる共振電流で、二次側にエネルギーが送られるので、二次側に送られるエネルギーを制御することができる。そして、第１の二次巻線Ｓ１に発生された電圧が、ダイオードＤ１及び平滑コンデンサＣ１から成る第１整流平滑回路によって整流及び平滑され、第１出力端子から第１出力電圧Ｖｏ１として出力される。

第２出力電圧Ｖｏ２の制御は、以下のようにして行われる。すなわち、第２電流共振コンデンサＣｒｉ２と第２トランスＴ３の一次巻線Ｐ２のインダクタンスによる第２直列共振回路は、実施例１に係る多出力スイッチング電源装置のそれとは逆に、第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間において、第１の二次巻線Ｓ１に発生された電圧（Ｖｏ１＋Ｖｆ）の印加による共振動作によって第２電流共振コンデンサＣｒｉ２にエネルギーを蓄える。

そして、第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間において、第１の二次巻線Ｓ１に発生された電圧に第２電流共振コンデンサＣｒｉ２に蓄えられたエネルギーによる電圧が加えられた電圧の巻数比倍の電圧が第２トランスＴ３の二次巻線Ｓ３に発生し、その電圧がダイオードＤ２及び平滑コンデンサＣ２から成る第２整流平滑回路によって整流及び平滑され、第２出力端子から第２出力電圧Ｖｏ２として出力される。このとき、第２電流共振コンデンサＣｒｉ２は、蓄えられたエネルギーに応じた電圧が放電し、その後二次巻線Ｓ２の電圧によって逆方向に充電される。平滑コンデンサＣ２が充電を終了すると、ダイオードＤ２には電流が流れなくなり、第２電流共振コンデンサＣｒｉ２は、第２共振リアクトルＬｒ２との共振動作によって徐々に放電を開始し、やがて逆方向に充電される。この動作中に第２のスイッチング素子Ｑ２がオフし、第１のスイッチング素子Ｑ１がオンすると、二次巻線Ｓ２に誘起される電圧が逆になるが引き続き放電から逆方向への充電動作を継続する。

この場合、第２電流共振コンデンサＣｒｉ２の充電期間は、第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間と第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間とにより決定されるが、第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間は、第１出力電圧Ｖｏ１が一定になるようなデューティに制御される。したがって、第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間を制御することにより、換言すれば、第２スイッチング素子Ｑ２のスイッチング周波数を変化させることにより、第２電流共振コンデンサＣｒｉ２に蓄えられるエネルギーを変化させることができるので、第２出力電圧Ｖｏ２の制御が可能となる。すなわち、制御回路１０ａは、帰還回路６から送られてくる第２電圧誤差信号に応じて第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間、つまりスイッチング周波数を変化させ、第２出力端子から出力される第２出力電圧Ｖｏ２を制御する。

なお、上述した実施例６に係る多出力スイッチング電源装置では、第２出力電圧Ｖｏ２に基づく第２電圧誤差信号により第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間を制御し、第１出力電圧Ｖｏ１に基づく第１電圧誤差信号により第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間を制御するように構成したが、第１出力電圧Ｖｏ１に基づく第１電圧誤差信号により第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間を制御し、第２出力電圧Ｖｏ２に基づく第２電圧誤差信号により第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間を制御しても同様の結果が得られる。

実施例１、３、５では、スイッチング素子Ｑ２のオン期間に、二次巻線に発生する電圧を整流平滑し第１の出力電圧を取り出し、第二の共振リアクトルの電圧を整流平滑し第２の出力電圧を取り出したが、スイッチング素子Ｑ１のオン期間に、二次巻線に発生する電圧を整流平滑し第１の出力電圧を取り出し、第二の共振リアクトルの電圧を整流平滑し第２の出力電圧を取り出しても同様の効果が得られる。また、実施例２、４、６ではスイッチング素子Ｑ２のオン期間に二次巻線に発生する電圧を整流平滑し第１の出力電圧を取り出し、スイッチング素子Ｑ１のオン期間に第二の共振リアクトルの電圧を整流平滑し第２の出力電圧を取り出したが、スイッチング素子Ｑ１のオン期間に二次巻線に発生する電圧を整流平滑し第１の出力電圧を取り出し、スイッチング素子Ｑ２のオン期間に第二の共振リアクトルの電圧を整流平滑し第２の出力電圧を取り出しても同様の効果が得られる。

実施例７
図１８は本発明の実施例７に係る多出力スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。この多出力スイッチング電源装置において実施例６に係る多出力スイッチング電源装置と異なる部分を中心に説明する。

トランスＴ１の二次側には、トランスＴ１の一次巻線Ｐ１の電圧に対して逆相の電圧が発生するように二次巻線Ｓ１（巻数Ｎ２）が巻回され、この二次巻線Ｓ１（巻数Ｎ２）には並列に第１整流平滑回路と第２直列共振回路とが接続されている。第２トランスＴ４は、第２直列共振回路を構成する一次巻線Ｐ２（巻数Ｎ４）と、第１の二次巻線Ｓ３（巻数Ｎ２）と、この第１の二次巻線Ｓ３に直列に接続された第２の二次巻線Ｓ４（巻数Ｎ６）とを有している。

第１整流平滑回路は、ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ１とから構成されている。ダイオードＤ１のアノードは二次巻線Ｓ１の一端に接続されカソードは第１出力端子に接続される。平滑コンデンサＣ１は、ダイオードＤ１のカソード（第１出力端子）と二次巻線Ｓ１の他端（ＧＮＤ端子）との間に接続されている。第１整流平滑回路は、トランスＴ１の二次巻線Ｓ１に誘起された電圧を整流及び平滑し、第１出力端子から第１出力電圧Ｖｏ１として出力する。

第２直列共振回路は、トランスＴ１の二次巻線Ｓ１の一端（ダイオードＤ１のアノード）に一端が接続された第２電流共振コンデンサＣｒｉ２と、第２電流共振コンデンサＣｒｉ２の他端と二次巻線Ｓ１の他端（ＧＮＤ端子）との間に接続された第２トランスＴ４の一次巻線Ｐ２とから構成される。すなわち、第１実施例の第２直列共振回路において第２共振リアクトルＬｒ２が第２トランスＴ４の一次巻線Ｐ２に含まれることと等価である。

第２整流平滑回路は、ダイオードＤ２、Ｄ４と平滑コンデンサＣ２とから構成されている。ダイオードＤ２のアノードは、第２トランスＴ４の第１の二次巻線Ｓ３に接続され、カソードは第２出力端子に接続される。ダイオードＤ４のアノードは、第２トランスＴ４の第２の二次巻線Ｓ４に接続され、カソードは第２出力端子に接続されている。第２トランスＴ４の第１の二次巻線Ｓ３と第２の二次巻線Ｓ４との接続点は、ＧＮＤ端子に接続される。

平滑コンデンサＣ２は、ダイオードＤ２、Ｄ４のカソード（第２出力端子）と二次巻線Ｓ１の他端（ＧＮＤ端子）との間に接続されている。第２整流平滑回路は、トランスＴ１の二次巻線Ｓ１に発生された電圧に第２電流共振コンデンサＣｒｉ２との両端電圧が加えられた電圧を整流及び平滑し、第２出力端子から第２出力電圧Ｖｏ２として出力する。

また、この多出力スイッチング電源装置は、トランスＴ１の二次側に発生された電圧を一次側にフィードバックするための帰還回路５及び帰還回路６を備えている。帰還回路５は、第１出力端子に出力される第１出力電圧Ｖｏ１と所定の基準電圧とを比較し、その誤差電圧を、第１電圧誤差信号として一次側の制御回路１０ａにフィードバックする。帰還回路６は、第２出力端子に出力される第２出力電圧Ｖｏ２と所定の基準電圧とを比較し、その誤差電圧を第２電圧誤差信号として一次側の制御回路１０ａにフィードバックする。

制御回路１０ａは、帰還回路５からの第１電圧誤差信号及び帰還回路６からの第２電圧誤差信号に基づき第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２とを交互にオン／オフさせてＰＷＭ制御を行い、第１出力電圧Ｖｏ１及び第２出力電圧Ｖｏ２が一定になるように制御する。この場合、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２の各ゲートには、制御信号として、数１００ｎｓ程度のデッドタイムを持たせるような電圧が印加される。これにより、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２の各オン期間が重複することなく交互にオン／オフされる。

次に、このように構成された本発明の実施例７に係る多出力スイッチング電源装置の動作を、図１９に示す波形図を参照しながら説明する。図１９は重負荷時の動作を示す波形図である。なお、図１９中の記号の意味は図５のそれらと同じである。

第１出力電圧Ｖｏ１の制御は、従来の多出力スイッチング電源装置と同様に、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２とのデューティを制御することによって行われる。すなわち、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２とのデューティ比を変えることにより、第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間において、第１電流共振コンデンサＣｒｉに蓄えられる電圧が調整される。

第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間において、第１電流共振コンデンサＣｒｉに蓄えられたエネルギーによって第１共振リアクトルＬｒと第１電流共振コンデンサＣｒｉによる共振が起きる。その結果、共振電流によりトランスＴ１の二次側にエネルギーが送られるので、二次側に送られるエネルギーを制御することができる。そして、二次巻線Ｓ１に発生された電圧が、ダイオードＤ１及び平滑コンデンサＣ１から成る第１整流平滑回路によって整流及び平滑され、第１出力端子から第１出力電圧Ｖｏ１として出力される。

第２出力電圧Ｖｏ２の制御は、以下のようにして行われる。すなわち、第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間（時刻ｔ１〜ｔ２）において、入力電圧Ｖｉｎと第１電流共振コンデンサＣｒｉの両端電圧との差の電圧が一次巻線Ｐ１に印加されるので、二次巻線Ｓ１には、この差の電圧の巻数比倍の電圧が発生する。この電圧と第２電流共振コンデンサＣｒｉ２の電圧が加えられた電圧が、第２トランスＴ４の一次巻線Ｐ２に印加される。そして、第２トランスＴ４の第２の二次巻線Ｓ４にはその巻数比倍の電圧が発生し、Ｓ４，Ｄ４，Ｃ２，Ｓ４に沿った経路を電流が流れ、ダイオードＤ４および平滑コンデンサＣ２により整流及び平滑されて、第２出力電圧Ｖｏ２として出力される。

これと同時に二次巻線Ｓ１に発生された電圧が第２電流共振コンデンサＣｒｉ２と第２共振リアクトルＬｒ２とから成る第２直列共振回路に印加されることにより、第２直列共振回路が共振動作し、第２電流共振コンデンサＣｒｉ２は徐々に放電から逆方向へ充電される。

第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間（例えば、時刻ｔ２〜ｔ４）においては、二次巻線Ｓ１に発生する電圧は出力電圧Ｖｏ１の出力電圧よりダイオードＤ１の順方向電圧降下分だけ高い電圧となる。この電圧と第２電流共振コンデンサＣｒｉ２の電圧が加えられた電圧が第２トランスＴ４の一次巻線Ｐ２に印加される。その結果、第２トランスＴ４の第１の二次巻線Ｓ３にはその巻数比倍の電圧が発生し、Ｓ３，Ｄ２，Ｃ２，Ｓ３に沿った経路を電流が流れて、ダイオードＤ２及び平滑コンデンサＣ２により整流及び平滑され第２の出力電圧Ｖｏ２として出力される。

このように、第２共振コンデンサＣｒｉ２は、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間に第２出力電圧Ｖｏ２にエネルギーを放出すると同時に、第１の二次巻線Ｓ１に発生する電圧による直列共振動作により、充放電される。この共振動作において第２電流共振コンデンサＣｒｉ２の振幅は、スイッチング周波数を変化させることにより調整できる。即ち、スイッチング周波数を低くすると、第２電流共振コンデンサＣｒｉ２の振幅は大きくなり、スイッチング周波数を高くすると、第２電流共振コンデンサＣｒｉ２の振幅は小さくなる。

また、第２の共振コンデンサＣｒｉ２の振幅が変化することにより、第２の出力Ｖｏ２に送られるエネルギーが変化する。すなわち、スイッチング周波数を変化させれば、第２電流共振コンデンサＣｒｉ２の充電期間を調整できるので、第２出力電圧Ｖｏ２を制御することができる。具体的には、帰還回路６から出力される第２出力電圧誤差信号に応じて第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間を制御し、帰還回路５から出力される第１出力電圧誤差信号に応じて第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間を制御して第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２によるデューティを調整する。即ち、第１出力電圧誤差信号によってデューティが決定され、第１出力電圧Ｖｏ１が調整されるので、第２出力電圧誤差信号に応じて第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間を制御すると、スイッチング周波数が変化し第２出力電圧Ｖｏ２が調整される。

なお、上述した実施例７に係る多出力スイッチング電源装置では、第２出力電圧Ｖｏ２に基づく第２電圧誤差信号により第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間を制御し、第１出力電圧Ｖｏ１に基づく第１電圧誤差信号により第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間を制御するように構成したが、第１出力電圧Ｖｏ１に基づく第１電圧誤差信号により第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間を制御し、第２出力電圧Ｖｏ２に基づく第２電圧誤差信号により第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間を制御しても同様の結果が得られる。

本実施例によれば、実施例１の発明の効果が得られるとともに、第２整流平滑回路が第２トランスの複数の二次巻線に発生する電圧を整流及び平滑するので、第２出力電圧の安定化をさらに図ることができる。

また、本実施例の発明によれば、第１スイッチング素子がオン（又はオフ）の時に第１ダイオードを介して平滑コンデンサに電流が流れ、第１スイッチング素子がオフ（又はオン）の時に第２ダイオードを介して平滑コンデンサに電流が流れるので、リップル分が小さくなり、第２出力電圧をより安定化できる。

実施例８
図２０は本発明の実施例８に係る多出力スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。この多出力スイッチング電源装置は、図１８に示す実施例７の多出力スイッチング電源装置に対して、トランスＴ２の二次巻線が、第１の二次巻線Ｓ１と第２の二次巻線Ｓ２（巻数Ｎ３）とを含んで構成され、第１整流平滑回路が、トランスＴ２の第１の二次巻線Ｓ１に発生する電圧を整流及び平滑し、第２直列共振回路が、トランスＴ２の第２の二次巻線Ｓ２に並列に接続されることを特徴とする。その他の構成は図１８に示す実施例７の構成と同様である。

このように構成された実施例８によれば、第２直列共振回路は、トランスＴ２の第２の二次巻線Ｓ２に発生する電圧により共振動作し、実施例７と同様に動作するとともに同様の効果が得られる。即ち、実施例７の構成にさらにトランスＴ２の第２の二次巻線Ｓ２を追加するだけで、上述した実施例７の発明と同様に、第１スイッチング素子Ｑ１又は第２スイッチング素子Ｑ２の何れのオン期間を制御しても出力電圧を調整でき、２つの出力の安定化を図ることができる。

また、第１スイッチング素子Ｑ１がオンの時にダイオードＤ４を介してコンデンサＣ２に電流が流れ、第１スイッチング素子Ｑ１がオフの時にダイオードＤ２を介してコンデンサＣ２に電流が流れるので、リップル分が小さくなり、第２出力電圧Ｖｏ２をより安定化できる。

なお、図２０に示すトランスＴ２の第２の二次巻線Ｓ２は、下側が巻き始め（黒丸印）の極性であったが、例えば、上側が巻き始めとなる極性であるようにしても良い。

本実施例によれば、実施例７の発明に第１トランスの第２の二次巻線を追加するだけで、第１スイッチング素子又は第２スイッチング素子の何れのオン期間を制御しても出力電圧を調整でき、２つの出力の安定化を図ることができる。

実施例９
図２１は本発明の実施例９に係る多出力スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。実施例１〜８においては第２出力電圧生成のための第２直列共振回路がトランスの２次側に配置されているが、トランスの一次側に配置しても同様に多出力スイッチング電源装置を構成することができる。

より詳細には、この多出力スイッチング電源装置において、第１トランスＴ１Ａの一次側には、商用電源１からの交流電圧を整流する全波整流回路２と、全波整流回路２の出力端子間に接続され全波整流回路２の出力を平滑する平滑コンデンサＣ３と、平滑コンデンサＣ３の両端間に直列に接続され且つ平滑コンデンサＣ３の両端の電圧が直流入力電圧Ｖｉｎとして印加される第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２と、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２のオンオフを制御する制御回路１０ａと、第２スイッチング素子Ｑ２に並列に接続された電圧共振コンデンサＣｒｖと、電圧共振コンデンサＣｒｖの両端に接続された第１直列共振回路とが設けられている。

第１直列共振回路は、第１トランスＴ１Ａの一次巻線Ｐ１（巻数Ｎ１）、第１共振リアクトルＬｒ及び第１電流共振コンデンサＣｒｉが直列に接続されることにより構成されている。なお、第１共振リアクトルＬｒは、例えば第１トランスＴ１の一次−二次間のリーケージインダクタンスである。

また、トランスＴ１Ａの二次側には、トランスＴ１Ａの一次巻線Ｐ１の電圧に対して逆相の電圧が発生するように巻回された二次巻線Ｓ１（巻数Ｎ２）に接続される第１整流平滑回路が設けられる。

第１整流平滑回路は、ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ１とから構成されている。ダイオードＤ１のアノードは二次巻線Ｓ１の一端に接続され、カソードは第１出力端子に接続されている。平滑コンデンサＣ１は、ダイオードＤ１のカソード（第１出力端子）と二次巻線Ｓ１の他端（ＧＮＤ端子）との間に接続されている。第１整流平滑回路は、トランスＴ１Ａの二次巻線Ｓ１に誘起された電圧を整流及び平滑し、第１出力端子から第１出力電圧Ｖｏ１として出力する。

また、トランスＴ１Ａの一次巻線の両端には第２直列共振回路が設けられる。第２直列共振回路は、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２の接続点に一端が接続された第２共振リアクトルＬｒ２であって他端が第２トランスＴ１Ｂの一次巻線Ｐ２の一端に接続されるものと、一次巻線Ｐ２の他端に一端が接続される第２電流コンデンサＣｒｉ２であってトランスＴ１Ａの他端と第１共振コンデンサＣｒｉの接続点に接続されるものとを有する。なお、第２共振リアクトルＬｒ２は、例えば第２トランスＴ１Ｂの一次−二次間のリーケージインダクタンスである。第２トランスＴ１Ｂの二次側には、第２トランスＴ１Ｂの一次巻線Ｐ２の電圧に対して同相の電圧が発生するように巻回された二次巻線Ｓ２（巻数Ｎ４）に接続された第２整流平滑回路が設けられる。

第２整流平滑回路は、ダイオードＤ２と平滑コンデンサＣ２とを有する。ダイオードＤ２のアノードは、第２トランスＴ１Ｂの二次巻線Ｓ２に接続され、カソードは第２出力端子に接続される。平滑コンデンサＣ２は、ダイオードＤ２のカソード（第２出力端子）と二次巻線Ｓ１の他端（ＧＮＤ端子）との間に接続される。

この多出力スイッチング電源装置は、第１出力電圧Ｖｏ１および第２出力電圧Ｖｏ２を一次側にフィードバックするための帰還回路５及び帰還回路６を備える。帰還回路５は、第１出力端子に出力される第１出力電圧Ｖｏ１と所定の基準電圧とを比較し、その誤差電圧を第１電圧誤差信号として一次側の制御回路１０ａにフィードバックする。帰還回路６は、第２出力端子に出力される第２出力電圧Ｖｏ２と所定の基準電圧とを比較し、その誤差電圧を第２電圧誤差信号として一次側の制御回路１０ａにフィードバックする。

次に、このように構成された本発明の実施例９に係る多出力スイッチング電源装置の動作を、図２２，２３に示す波形図を参照しながら説明する。

図２２，２３において、ＶＱ２ｄｓは第２スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間の電圧、ＩＱ１は第１スイッチング素子Ｑ１のドレインを流れる電流、ＩＱ２は第２スイッチング素子Ｑ２のドレインを流れる電流、Ｉｃｒｉは第１電流共振コンデンサＣｒｉを流れる電流、Ｖｃｒｉは第１電流共振コンデンサＣｒｉの両端電圧、Ｉｃｒｉ２は第２電流共振コンデンサＣｒｉ２を流れる電流、Ｖｃｒｉ２は第２電流共振コンデンサＣｒｉ２の両端電圧、ＩＤ１はダイオードＤ１を流れる電流、ＩＤ２はダイオードＤ２を流れる電流を示している。

第１出力電圧Ｖｏ１の制御は、従来の多出力スイッチング電源装置と同様に、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２とのデューティを制御することによって行われる。すなわち、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２とのオン時間のデューティ比を変えることにより、第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間において第１電流共振コンデンサＣｒｉに蓄えられる電圧が調整され、第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間において第１電流共振コンデンサＣｒｉに蓄えられたエネルギーによって第１共振リアクトルＬｒと第１電流共振コンデンサＣｒｉの共振が起きる。その結果共振電流により第１トランスＴ１Ａの二次側にエネルギーが送られるので、二次側に送られるエネルギーを制御することができる。そして、二次巻線Ｓ１に発生された電圧が、ダイオードＤ１及び平滑コンデンサＣ１から成る第１整流平滑回路によって整流及び平滑され、第１出力端子から第１出力電圧Ｖｏ１として出力される。

第２出力電圧Ｖｏ２の制御は、以下のようにして行われる。すなわち、第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間（例えば、時刻ｔ２〜ｔ４）において、入力電圧と第２共振コンデンサＣｒｉ２の電圧を加えた電圧と第１共振コンデンサＣｒｉの電圧の差電圧が第２トランスＴ１Ｂの一次巻線Ｐ２に印加され、第２共振リアクトルＬｒｉ２、第２共振コンデンサＣｒｉ２及び第１共振コンデンサＣｒｉによる共振電流が第２トランスＴ１Ｂの二次側に伝達される。伝達された電流は、ダイオードＤ２及び平滑コンデンサＣ２から成る第２整流平滑回路によって整流及び平滑され、第２出力端子から第２出力電圧Ｖｏ２として出力される。このとき、第２電流共振コンデンサＣｒｉ２は、蓄えられたエネルギーに応じた電圧が放電し、その後入力電圧と第１共振コンデンサＣｒｉの差電圧によって逆方向に充電される。この動作中に第２のスイッチング素子Ｑ２がオフし、第１のスイッチング素子Ｑ１がオンすると、第１共振コンデンサＣｒｉ１に蓄えられた電圧が第２直列共振回路に印加されるが、第２直列共振回路の共振動作により引き続き逆方向への充電動作を継続する。その後、第２直列共振回路の共振電流が反転し、前述の順方向への充電動作に戻り、第２共振コンデンサＣｒｉ２にエネルギーが蓄積される。

この場合、第２電流共振コンデンサＣｒｉ２の充電期間は、第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間と第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間とにより決定されるが、第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間は、第１出力電圧Ｖｏ１が一定になるようなデューティに制御される。したがって、第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間の制御によって第２スイッチング素子Ｑ２のスイッチング周波数を変化させることにより第２電流共振コンデンサＣｒｉ２に蓄えられるエネルギーを変化させることができるので、第２出力電圧Ｖｏ２の制御が可能となる。すなわち、制御回路１０ａは、帰還回路６から送られてくる第２電圧誤差信号に応じて第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間、つまりスイッチング周波数を変化させ、第２出力端子から出力される第２出力電圧Ｖｏ２を制御する。

図２２に示すように重負荷時の動作波形ではスイッチング素子Ｑ２のオン期間が長く、第２共振コンデンサＣｒｉ２の振幅が大きく、二次側に伝達されるエネルギーが大きくなる。軽負荷時には、図２３に示すようにスイッチング素子Ｑ２のオン期間が短く、第２共振コンデンサＣｒｉ２の振幅が小さく、二次側へ伝達されるエネルギーが制限される。このときスイッチング素子Ｑ１のオン期間は、第１の出力電圧Ｖｏ１が一定になるように、スイッチング素子Ｑ２のオン期間の変動に合わせて変化するのでほぼ一定のデューティに制御されている。

なお、本実施例に係る多出力スイッチング電源装置では、第２出力電圧Ｖｏ２に基づく第２電圧誤差信号により第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間を制御し、第１出力電圧Ｖｏ１に基づく第１電圧誤差信号により第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間を制御するように構成したが、第１出力電圧Ｖｏ１に基づく第１電圧誤差信号により第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間を制御し、第２出力電圧Ｖｏ２に基づく第２電圧誤差信号により第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間を制御しても同様の結果が得られる。

実施例１０
図２４は本発明の実施例１０に係る多出力スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図２４の多出力スイッチング電源装置は、図２１の実施例１の多出力スイッチング電源装置に対して、第２トランスＴ１Ｂの二次巻線が、１次巻線Ｐ２の電圧に対して逆相の電圧が発生するように巻回されている点が異なり、それ以外は同様の構成となっている。

次に、このように構成された本発明の実施例１０に係る多出力スイッチング電源装置の動作を、図２５，図２６に示す波形図を参照しながら説明する。図２５は第１の出力、第２の出力ともに重負荷時の動作波形、図２６は第２の出力が軽負荷時の動作波形である。

第１出力電圧Ｖｏ１の制御は、従来の多出力スイッチング電源装置と同様に、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２とのデューティを制御することによって行われる。すなわち、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２とのデューティ比を変えることにより、第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間において、第１電流共振コンデンサＣｒｉに蓄えられる電圧が調整され、第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間において、第１電流共振コンデンサＣｒｉに蓄えられたエネルギーによって第１共振リアクトルＬｒと第１電流共振コンデンサＣｒｉの共振が起きる。その結果共振電流により二次側にエネルギーが送られるので、二次側に送られるエネルギーを制御することができる。そして、二次巻線Ｓ１に発生された電圧が、ダイオードＤ１及び平滑コンデンサＣ１から成る第１整流平滑回路によって整流及び平滑され、第１出力端子から第１出力電圧Ｖｏ１として出力される。

第２出力電圧Ｖｏ２の制御は、以下のようにして行われる。すなわち、第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間（時刻ｔ１〜ｔ２）において、入力電圧Ｖｉｎと第１電流共振コンデンサＣｒｉの両端電圧との差電圧が、第２電流共振コンデンサＣｒｉ２と第２トランスＴ１Ｂの１次巻線とから成る第２直列共振回路に印加されることにより、第２直列共振回路が共振動作し、第２電流共振コンデンサＣｒｉ２は徐々に充電される。

そして、スイッチング素子Ｑ２のオン期間において、第１共振コンデンサＣｒｉに第２共振コンデンサＣｒｉ２の電圧を加えた電圧が第２トランスＴ１Ｂの１次巻線に印加され、第２共振リアクトルＬｒｉ２、第２共振コンデンサＣｒｉ２及び第１共振コンデンサＣｒｉによる共振電流が二次側に伝達され、ダイオードＤ２及び平滑コンデンサＣ２から成る第２整流平滑回路によって整流及び平滑され、第２出力端子から第２出力電圧Ｖｏ２として出力される。

上述のように、第１の直列共振回路と第２の直列共振回路はスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間において、同様の動作となる。ここで、例えば、第１共振リアクトルＬｒ１のインダクタンスを数μＨ、第２共振リアクトルＬｒｉ２のインダクタンスを数１０μＨと、第１共振コンデンサＣｒｉを数１００μＨ、第２共振コンデンサＣｒｉ２を数１０μＨであるとする。

この場合、第１共振コンデンサＣｒｉは容量が大きく、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間の変動に対して電圧変動が少なく、また、第１共振リアクトルのインダクタンス、つまり第１トランスＴ１Ａのリーケージインダクタンスが小さいので、第１トランスＴ１Ａの１次−２次間のインピーダンスが小さく、第１共振コンデンサＣｒｉの電圧の巻き数比倍の電圧が二次側に出力されることになる。したがって、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２のデューティを制御し、第１共振コンデンサＣｒｉの電圧を調整することにより第１の出力電圧Ｖｏ１を制御することができる。

一方、第２の共振コンデンサＣｒｉ２は容量が小さく、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間の変動に対して電圧変動が大きいので、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間に対応する周波数を可変し、第２共振コンデンサＣｒｉ２の振幅を調整することにより出力電圧Ｖｏ２を制御することができる。

その結果、制御回路１０ａは、帰還回路６から送られてくる第２電圧誤差信号に応じて第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間、つまりスイッチング周波数を変化させ、帰還回路５から送られてくる第１電圧誤差信号に応じて第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間を変化させ、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２のデューティを調整することにより、実施例１同様に第１の出力電圧Ｖｏ１及び第２の出力電圧Ｖｏ２を制御することができる。

実施例１１
図２７は本発明の実施例１１に係る多出力スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。この多出力スイッチング電源装置は、図２４の実施例１０に係る多出力スイッチング電源装置において、第１トランスＴ１Ａと第１共振コンデンサＣｒｉの接続点に接続されていた第２の共振コンデンサＣｒｉ２を、第２スイッチング素子Ｑ２と第１共振コンデンサＣｒｉの接続点に接続したものである。

次に、このように構成された本発明の実施例２に係る多出力スイッチング電源装置の動作を、図２８に示す波形図を参照しながら説明する。

第１出力電圧Ｖｏ１の制御は、従来の多出力スイッチング電源装置と同様に行われる。第２出力電圧Ｖｏ２の制御は、以下のようにして行われる。すなわち、第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間（時刻ｔ１〜ｔ２）において、入力電圧Ｖｉｎが第２電流共振コンデンサＣｒｉ２と第２トランスＴ１Ｂの１次巻線とから成る第２直列共振回路に印加されることにより、第２直列共振回路が共振動作し第２電流共振コンデンサＣｒｉ２は徐々に充電される。

そして、スイッチング素子Ｑ２のオン期間において、第２共振コンデンサＣｒｉ２の電圧を加えた電圧が第２トランスＴ２Ｂの１次巻線に印加され、第２共振リアクトルＬｒｉ２、第２共振コンデンサＣｒｉ２及び第１共振コンデンサＣｒｉによる共振電流が二次側に伝達され、ダイオードＤ２及び平滑コンデンサＣ２から成る第２整流平滑回路によって整流及び平滑され、第２出力端子から第２出力電圧Ｖｏ２として出力される。

以上のように、本実施例においては、実施例１０の多出力スイッチング電源装置に対し、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間に第２直列共振回路に印加される電圧が異なるだけで、同様の動作をとり、実施例１０と同様の制御をすることで第１の出力電圧Ｖｏ１及び第２の出力電圧Ｖｏ２を制御することができる。

実施例９〜１１では、スイッチング素子Ｑ２のオン期間に、二次巻線に発生する電圧を整流平滑し第１の出力電圧を取り出したが、スイッチング素子Ｑ１のオン期間に、二次巻線に発生する電圧を整流平滑し第１の出力電圧を取り出しても同様の効果が得られる。また、実施例１１では、スイッチング素子Ｑ２のオン期間に第二のトランスの二次巻線に発生する電圧を整流平滑し第２の出力電圧を取り出したが、スイッチング素子Ｑ１のオン期間に二次巻線に第二のトランスの二次巻線に発生する電圧を整流平滑し第２の出力電圧を取り出しても同様の効果が得られる。

産業上の利用可能性
本発明に係る多出力スイッチング電源装置は、電圧値が異なる複数の直流電圧を出力する電源装置に利用可能である。

（米国指定）
本出願は米国指定に関し、２００５年１０月３日に出願された日本国特許出願第２００５−２８９９３４および２００６年２月２１日に出願された日本国特許出願第２００６−０４４３２１について米国特許法第１１９条（ａ）に基づく優先権の利益を援用し、当該開示内容を引用する。

Claims

多出力スイッチング電源装置であって、
直流電源の出力端子間に直列に接続された第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子と、
第１電流共振コンデンサと第１共振リアクトルと第１トランスの一次巻線とが直列に接続された第１直列共振回路であって、前記第１スイッチング素子又は第２スイッチング素子に並列に接続されるものと、
前記第１トランスの二次巻線に発生する電圧を整流及び平滑する第１整流平滑回路と、
第２電流共振コンデンサと第２共振リアクトルとが直列に接続された第２直列共振回路であって、前記第１トランスの二次巻線に並列に接続されるものと、
前記第２共振リアクトルの両端の電圧を整流及び平滑する第２整流平滑回路と、
制御回路であって、前記第１整流平滑回路または前記第２整流平滑回路のいずれか一方で得られた電圧に応じて前記第１スイッチング素子のオン期間を決定し、前記第１整流平滑回路または前記第２整流平滑回路の他方で得られた電圧に応じて前記第２スイッチング素子のオン期間を決定して該第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とを交互にオンオフさせる制御回路と、
を備えることを特徴とする多出力スイッチング電源装置。
前記第１トランスの二次巻線は、第１の二次巻線と第２の二次巻線とを有し、
前記第１整流平滑回路は、前記第１トランスの第１の二次巻線に発生する電圧を整流及び平滑し、
前記第２直列共振回路は、前記第１トランスの第２の二次巻線に並列に接続されることを特徴とする請求項１記載の多出力スイッチング電源装置。
前記第１トランスの第１の二次巻線と第２の二次巻線とは互いに疎結合であることを特徴とする請求項２記載の多出力スイッチング電源装置。
前記第２の直列共振回路から前記第２整流平滑回路に至るラインに第１のリアクトルを配置したことを特徴とする請求項１記載の多出力スイッチング電源装置。
一次巻線と二次巻線とを有する第２トランスを備え、前記第２直列共振回路の第２共振リアクトルは、前記第２トランスの一次巻線から成り、前記第２整流平滑回路は、前記第２トランスの二次巻線に発生する電圧を整流及び平滑することを特徴とする請求項１記載の多出力スイッチング電源装置。
前記第２トランスの一次巻線と二次巻線とは互いに疎結合であることを特徴とする請求項５記載の多出力スイッチング電源装置。
複数の二次巻線を有する第２トランスをさらに具備し、
前記第２共振リアクトルは前記第２トランスの一次巻線に含まれ、
前記第２整流平滑回路は前記第２トランスの複数の二次巻線に発生する電圧を整流及び平滑する
ことを特徴とする請求項１記載の多出力スイッチング電源装置。
前記第１トランスの二次巻線は、第１の二次巻線と第２の二次巻線とを有し、
前記第１整流平滑回路は、前記第１トランスの第１の二次巻線に発生する電圧を整流及び平滑し、
前記第２直列共振回路は、前記第１トランスの第２の二次巻線に並列に接続されることを特徴とする請求項７記載の多出力スイッチング電源装置。
前記第２トランスの複数の二次巻線は、第１の二次巻線とこの前記第１の二次巻線に直列に接続された第２の二次巻線とを有し、
前記第２整流平滑回路は、その一端が前記第１の二次巻線の一端と前記第２の二次巻線の一端との接続点に接続された平滑コンデンサと、前記第１の二次巻線の他端と前記平滑コンデンサの他端とに接続された第１ダイオードと、前記第２の二次巻線の他端と前記平滑コンデンサの他端とに接続された第２ダイオードとを有することを特徴とする請求項７記載の多出力スイッチング電源装置。
多出力スイッチング電源装置であって、
直流電源の出力端子間に直列に接続された第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子と、
第１電流共振コンデンサと第１共振リアクトルと第１トランスの一次巻線とが直列に接続された第１直列共振回路であって、前記第１スイッチング素子又は第２スイッチング素子に並列に接続されるものと、
第２電流共振コンデンサと第２共振リアクトルと第２トランスの一次巻線とが直列に接続された第２直列共振回路であって、前記第１共振リアクトルと前記第１トランスの一次巻線との直列回路に並列に接続されるものと、
前記第１トランスの二次巻線に発生する電圧を整流及び平滑する第１整流平滑回路と、
前記第２トランスの二次巻線に発生する電圧を整流及び平滑する第２整流平滑回路と、
制御回路であって、前記第１整流平滑回路または前記第２整流平滑回路のいずれか一方で得られた電圧に応じて前記第１スイッチング素子のオン期間を決定し、前記第１整流平滑回路または前記第２整流平滑回路の他方で得られた電圧に応じて前記第２スイッチング素子のオン期間を決定して該第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とを交互にオンオフさせる制御回路と、
を備えることを特徴とする多出力スイッチング電源装置。
前記第１共振リアクトルおよび第２共振リアクトルがそれぞれ前記第１トランスおよび第２トランスのリーケージインダクタンスであることを特徴とする請求項１０記載の多出力スイッチング電源装置。
前記第１トランスの二次巻線は、前記第１スイッチング素子又は第２スイッチング素子の一方のオン期間に、前記第１整流平滑回路によって整流される電圧を発生する向きに巻回され、
前記第２トランスの二次巻線は、前記第１スイッチング素子又は第２スイッチング素子の他方のオン期間に、前記第２整流平滑回路によって整流される電圧を発生する向きに巻回されることを特徴とする請求項１０記載の多出力スイッチング電源装置。
前記第１トランスの二次巻線は、前記第１スイッチング素子又は第２スイッチング素子の一方のオン期間に、前記第１整流平滑回路によって整流される電圧を発生する向きに巻回され、
前記第２トランスの二次巻線は、前記オン期間に、前記第２整流平滑回路によって整流される電圧を発生する向きに巻回されることを特徴とする請求項１０記載の多出力スイッチング電源装置。