JP2010068701A - Dc−dcコンバータ - Google Patents
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Abstract
【課題】簡単な構成で効率を向上させ、小型化、コスト減に寄与する。
【解決手段】直流電圧源10に直列に接続され、出力電圧に応じた比率で交互にオンオフ制御される交互にオンオフ制御されるハイサイド及びローサイドのスイッチング素子11,12と、ローサイドスイッチング素子12の両端間に一次巻線が接続されるトランス15と、ローサイドスイッチング素子12に対してトランスの一次巻線と直列に接続される直流カット用コンデンサ13と、トランス15の二次巻線の順方向出力を整流する整流素子16及び逆方向出力を整流する整流素子17とを備える整流回路と、整流回路の出力を出力平滑用のチョークコイル14及びコンデンサ18による平滑回路とを具備し、入力電圧をVin、出力電圧をVout、時比率D、前記トランスの1次巻数/2次巻数をnとしたとき、Vout=D×(1−D)×Vin/nとなる基本式が成立する。
【選択図】 図1
【解決手段】直流電圧源10に直列に接続され、出力電圧に応じた比率で交互にオンオフ制御される交互にオンオフ制御されるハイサイド及びローサイドのスイッチング素子11,12と、ローサイドスイッチング素子12の両端間に一次巻線が接続されるトランス15と、ローサイドスイッチング素子12に対してトランスの一次巻線と直列に接続される直流カット用コンデンサ13と、トランス15の二次巻線の順方向出力を整流する整流素子16及び逆方向出力を整流する整流素子17とを備える整流回路と、整流回路の出力を出力平滑用のチョークコイル14及びコンデンサ18による平滑回路とを具備し、入力電圧をVin、出力電圧をVout、時比率D、前記トランスの1次巻数/2次巻数をnとしたとき、Vout=D×(1−D)×Vin/nとなる基本式が成立する。
【選択図】 図1
Description
本発明は、例えば商用電源をDC化させて+3.3Vに電圧変換させるような降圧比の大きいDC−DCコンバータに関する。
トランスを用いた降圧型のDC−DCコンバータは、その基本式が入力電圧をVin、出力電圧をVout、時比率D、トランスの1次巻数/2次巻数=nとしたとき、Vout=D×Vin/nで表される。
このようなDC−DCコンバータでは、降圧比を大きくすると、トランスの巻数比が高くなり、巻数を多く巻かなければならない。巻数が多いと、周波数特性が劣化してしまうため、高周波数化すなわち小型化が困難であった。よって、一般的には、一旦中間電圧に降圧し、再度降圧する方式(POL:Point of Load)が採用されている。但し、このPOL方式では、DC−DCコンバータが2段以上挿入されることとなり、効率の低下、部品点数増加等の問題が生じている。
ここで、特許文献1,2に、降圧比の大きいDC−DCコンバータにおいて、高効率でかつノイズの少ない回路方式が提案されている。但し、特許文献1の回路方式では、2つのトランスを使用しており、コストアップにつながる。また、特許文献2の回路方式では、絶縁型のコンバータには適用できない。また、ローサイドスイッチがオフの期間にメイン電流はトランスを介して1次側に流れるため、導通損失が増加し効率低下につながる。
特開2008−054378号公報
特開2008−072834号公報。
上記のように従来のDC−DCコンバータでは、降圧比を高くすると、小型化が困難であり、効率低下、部品点数増加等が問題となる。
本発明の目的は、上記の問題を解決し、比較的簡単な構成で効率を向上させることができ、小型化、コスト減に寄与することのできるDC−DCコンバータを提供することを目的とする。
上記目的を達成するために本発明に係るDC−DCコンバータは、直流電圧源から供給される入力電圧を電圧変換して直流電圧を出力するDC−DCコンバータにおいて、前記直流電圧源に直列に接続され、出力電圧に応じた比率で交互にオンオフ制御されるハイサイドスイッチング素子及びローサイドスイッチング素子と、前記ローサイドスイッチング素子の両端間に一次巻線が接続されるトランスと、前記ローサイドスイッチング素子に対して前記トランスの一次巻線と直列に接続され、直流成分をカットする第1のコンデンサと、前記トランスの二次巻線に接続され、前記二次巻線の順方向出力を整流する第1の整流素子及び前記二次巻線の逆方向出力を整流する第2の整流素子とを備える整流回路と、前記整流回路の出力をチョークコイル及び第2のコンデンサによるフィルタによって平滑出力する平滑回路とを具備し、入力電圧をVin、出力電圧をVout、時比率D、前記トランスの1次巻数/2次巻数をnとしたとき、
Vout=D×(1−D)×Vin/n
となる基本式が成立することを特徴とする。
Vout=D×(1−D)×Vin/n
となる基本式が成立することを特徴とする。
本発明の基本式は、特許文献1と同じくVout=D×(1−D)×Vin/nとなるが、出力平滑用のチョークコイルを用いることによってトランスは1つとなり、コスト低減が図れる。また、ローサイドスイッチング素子がオンの時に出力電流が出力平滑用のチョークコイルおよび整流素子に流れ、1次側はトランスのオン時の電流及び励磁電流しか流れないため、導通損失は減少し、効率の向上が図れる。
以上のように構成したことにより、本発明によれば、比較的簡単な構成で効率を向上させることができ、小型化、コスト減に寄与することのできるDC−DCコンバータを提供することができる。
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。
図1は本発明に係るDC−DCコンバータの一実施形態を示す回路図である。図1において、DC−DCコンバータ100は、入力電圧源10で発生される直流電圧Vinを入力して直列に接続されたハイサイドのスイッチング素子11とローサイドのスイッチング素子12の両端に印加する。ローサイド側のスイッチング素子12の両端には直流カット用コンデンサ13及びトランス15の一次巻線が直列に接続される。
トランス15は巻数比がn:1で、二次巻線の両端は、順方向配置の整流素子(例えばダイオード)16、逆方向配置の整流素子(例えばダイオード)17による全波整流回路、出力平滑用チョークコイル(以下、インダクタ)14及び出力平滑用コンデンサ18によるフィルタ回路を介して出力端子19に接続される。
ここで、上記スイッチング素子11,12は例えばFET(電界効果トランジスタ)で構成され、それぞれ駆動電圧(DRV)A,Bによって個別にスイッチング制御されるものとする。これらの駆動電圧A,Bは、両素子11,12の同時導通を防止すると共に、ゼロ電圧スイッチングを実現するために、オフの期間(デッドタイム期間)以外はどちらかのスイッチが必ずオンするように制御される。
上記構成において、以下にその動作を説明する。なお、説明を簡単にするため、スイッチング素子11,12、トランス15、インダクタ14の電圧降下、トランス15、インダクタ14の漏れインダクタンス、デッドタイムは無視する。
入力電圧をVin、出力電圧をVout、コンデンサ13に印加される電圧をVc、スイッチング素子11がオンする期間をton、オフする期間をtoffとし、スイッチング周期をTsとしたとき、次式が成立する。
Ts=Ton+Toff (1)
このとき、時比率Dを次式で定義する。
D=Ton/Ts (2)
トランス15の1次側の巻数をNp、2次側をNsとしたとき、巻数比nを下式のように定義する。
n=Np/Ns (3)
このとき、コンデンサ13に印加される電圧Vcは次式で表される。
Vc=DVin (4)
また、トランス15の2次側に印加される電圧をVsとすると、Vsは下式で表される。
Vs=(Vin−DVin)/n (5)
これより、インダクタ14のインダクタンスをL、tonの期間にインダクタ14に流れる電流の変化分をΔI1on、toffの期間にインダクタ14に流れる電流の変化分をΔI1offとしたとき、次式が成立する。
Ts=Ton+Toff (1)
このとき、時比率Dを次式で定義する。
D=Ton/Ts (2)
トランス15の1次側の巻数をNp、2次側をNsとしたとき、巻数比nを下式のように定義する。
n=Np/Ns (3)
このとき、コンデンサ13に印加される電圧Vcは次式で表される。
Vc=DVin (4)
また、トランス15の2次側に印加される電圧をVsとすると、Vsは下式で表される。
Vs=(Vin−DVin)/n (5)
これより、インダクタ14のインダクタンスをL、tonの期間にインダクタ14に流れる電流の変化分をΔI1on、toffの期間にインダクタ14に流れる電流の変化分をΔI1offとしたとき、次式が成立する。
ΔI1on={(Vin−DVin)/n−Vout}×ton/L (6)
ΔI1off=Vout×toff/L (7)
ここで、
ΔI1off=ΔI1on (8)
となる電流連続モードの式を(2)式、(7)〜(9)式より求める。
Vout=D×(1−D)×Vin/n (9)
(9)式は従来の降圧形コンバータ式に(1−D)が乗算された形となっており、降圧比が従来に比べて大きいことがわかる。また、D=0.5のときが最大で、Dを0.5より大きくしても小さくしても、出力電圧Voutは小さくなることがわかる。
ΔI1off=Vout×toff/L (7)
ここで、
ΔI1off=ΔI1on (8)
となる電流連続モードの式を(2)式、(7)〜(9)式より求める。
Vout=D×(1−D)×Vin/n (9)
(9)式は従来の降圧形コンバータ式に(1−D)が乗算された形となっており、降圧比が従来に比べて大きいことがわかる。また、D=0.5のときが最大で、Dを0.5より大きくしても小さくしても、出力電圧Voutは小さくなることがわかる。
よって、出力電圧を帰還して安定化電源を構成する場合は、0<D<0.5と0.5<D<1のいずれかの範囲で動作させるよう、時比率に制限をかける必要がある。
上記の動作を図2に示す波形図を参照して説明する。尚、図2中、Vinは入力電圧、Dはデューティ、Ioutは出力電流を表す。
図2(a),(b)はそれぞれスイッチング素子11,12に対する駆動信号(DRV)A,Bを示しており、各スイッチング素子のオン期間が重ならないゼロ電圧スイッチング処理が行われている。このとき、スイッチング素子12に係る印加電圧は図2(c)に示すようになる。この結果、コンデンサ13の印加電圧は、図2(d)に示すように、スイッチング素子12のオン期間には一定の時定数で上昇し、オフ期間で下降する。但し、ゼロ電圧スイッチング期間は一定である。これに伴い、トランス15の1次側印加電圧は、図2(e)は段階的に変化し、トランス15の1次側電流は、図2(f)に示すように連続的に変化するようになる。
一方、スイッチング素子11,12によって導出される電流は、それぞれ図2(g),(h)に示すようにオフと同時に瞬断される。しかしながら、この瞬断はコンデンサ13の充放電によって吸収され、トランス15を介してインダクタ13に図2(i)に示すような電流が流れる。このときの整流素子16,17の電流は図2(j),(k)に示すように滑らかに変化するようになり、印加電圧も図2(l),(m)に示すように、安定した出願が得られるようになる。
したがって、上記構成によるDC−DCコンバータによれば、1次側で一対のスイッチング素子11,12をオンオフさせ、入力電圧とコンデンサ13に印加された電圧との差分をインダクタ14およびトランス15により2次側へ電力を伝送させることにより、通常の降圧形コンバータに(1−D)を乗算した降圧比の大きいコンバータを構成することが可能となり、効率の向上、部品点数の削減が可能となる。
すなわち、本発明の基本式は、特許文献1と同じくVout=D×(1−D)×Vin/nとなるが、出力平滑用チョークコイル(インダクタ)14を用いることにより、トランスは1つとなり、安価となり、ローサイドスイッチング素子(FET)12がオン時に出力電流は出力平滑用チョークコイルおよび、整流素子に流れ、1次側はトランスのオン時の電流及び励磁電流しか流れないため、導通損失は減少し、効率の向上が図れる。
なお、この発明は前述した実施の形態に限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で種々に変形することが可能である。具体的には、ゼロ電圧スイッチングによる損失改善のため、図3に示すようにスイッチング素子11または12と並列にコンデンサ201を挿入しても同様の効果が得られ、コンデンサ13とトランス15の一次巻線との接続の順序を変えて構成しても同様の効果が得られる。また、コンデンサ13、トランス15の一次巻線とシリーズに部分共振用のインダクタ200を挿入しても同様の効果が得られる。
トランス15は、図示しないが、多出力化のために2巻線以上の構成にしても同様の効果は得られる。また、トランス15は非絶縁化のため、図4に示すように1巻線のインダクタ300に置き換えて構成にしても同様の効果は得られる。
トランス15の一次巻線の片側は入力電圧の正側に接続しても同様の効果が得られる。整流素子16または17は極性を逆にすると、出力電圧の極性が変わるだけで、同様な効果が得られる。
また、軽負荷時にはVout=D×(1−D)×Vin/nまたはVout=D×(1−D)×Vinが成立しなくなるが、負荷が変わるだけで回路の構成が変わらない場合には、本発明の範囲とする。
その他、各実施形態は可能な限り適宜組み合わせて実施してもよく、その場合組み合わせた効果が得られる。更に、上記実施形態には種々の段階の発明が含まれており、開示される複数の構成要件における適当な組み合わせにより種々の発明が抽出され得る。例えば、実施形態に示される全構成要件からいくつかの構成要件が削除されても、発明が解決しようとする課題の欄で述べた課題が解決でき、発明の効果の欄で述べられている効果が得られる場合には、この構成要件が削除された構成が発明として抽出され得る。
100…DC−DCコンバータ、10…入力電圧源、11,12…スイッチング素子、13…コンデンサ、14…インダクタ(出力平滑用チョークコイル)、15…トランス、16,17…整流素子(例えばダイオード)、18…出力平滑用コンデンサ、19…出力端子。
Claims (8)
- 直流電圧源から供給される入力電圧を電圧変換して直流電圧を出力するDC−DCコンバータにおいて、
前記直流電圧源に直列に接続され、出力電圧に応じた比率で交互にオンオフ制御されるハイサイドスイッチング素子及びローサイドスイッチング素子と、
前記ローサイドスイッチング素子の両端間に一次巻線が接続されるトランスと、
前記ローサイドスイッチング素子に対して前記トランスの一次巻線と直列に接続され、直流成分をカットする第1のコンデンサと、
前記トランスの二次巻線に接続され、前記二次巻線の順方向出力を整流する第1の整流素子及び前記二次巻線の逆方向出力を整流する第2の整流素子とを備える整流回路と、
前記整流回路の出力をチョークコイル及び第2のコンデンサによるフィルタによって平滑出力する平滑回路と
を具備し、
入力電圧をVin、出力電圧をVout、時比率D、前記トランスの1次巻数/2次巻数をnとしたとき、
Vout=D×(1−D)×Vin/n
となる基本式が成立することを特徴とするDC−DCコンバータ。 - さらに、前記トランスの一次巻線及び第1のコンデンサと直列に接続される部分共振用のインダクタを備えることを特徴とする請求項1記載のDC−DCコンバータ。
- さらに、前記ローサイドスイッチング素子の両端間に、前記一次巻線及び第1のコンデンサの直列回路と並列に接続される第3のコンデンサを備えることを特徴とする請求項1記載のDC−DCコンバータ。
- 前記ハイサイドスイッチング素子、ローサイドスイッチング素子に対し、デッドタイム期間以外はどちらかのスイッチング素子が必ずオンして動作するように制御すること特徴とする請求項1記載のDC−DCコンバータ。
- 直流電圧源から供給される入力電圧を電圧変換して直流電圧を出力するDC−DCコンバータにおいて、
前記直流電圧源に直列に接続され、出力電圧に応じた比率で交互にオンオフ制御されるハイサイドスイッチング素子及びローサイドスイッチング素子と、
前記ローサイドスイッチング素子の両端間に接続される一巻線による第1のインダクタと、
前記ローサイドスイッチング素子に対して前記第1のインダクタと直列に接続され、直流成分をカットする第1のコンデンサと、
前記第1のインダクタに接続され、当該インダクタの順方向出力を整流する第1の整流素子及び前記インダクタの逆方向出力を整流する第2の整流素子とを備える整流回路と、
前記整流回路の出力をチョークコイル及び第2のコンデンサによるフィルタによって平滑出力する平滑回路と
を具備し、
入力電圧をVin、出力電圧をVout、時比率Dとしたとき、
Vout=D×(1−D)×Vin
となる基本式が成立することを特徴とするDC−DCコンバータ。 - さらに、前記第1のインダクタ及び第1のコンデンサと直列に接続される部分共振用の第2のインダクタを備えることを特徴とする請求項5記載のDC−DCコンバータ。
- さらに、前記ローサイドスイッチング素子の両端間に、前記第1のインダクタ及び第1のコンデンサの直列回路と並列に接続される第3のコンデンサを備えることを特徴とする請求項5記載のDC−DCコンバータ。
- 前記ハイサイドスイッチング素子、ローサイドスイッチング素子に対し、デッドタイム期間以外はどちらかのスイッチング素子が必ずオンして動作するように制御すること特徴とする請求項5記載のDC−DCコンバータ。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2008235643A JP2010068701A (ja) | 2008-09-12 | 2008-09-12 | Dc−dcコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2008235643A JP2010068701A (ja) | 2008-09-12 | 2008-09-12 | Dc−dcコンバータ |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2010068701A true JP2010068701A (ja) | 2010-03-25 |
Family
ID=42193781
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2008235643A Withdrawn JP2010068701A (ja) | 2008-09-12 | 2008-09-12 | Dc−dcコンバータ |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2010068701A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2019017193A (ja) * | 2017-07-07 | 2019-01-31 | 日本アビオニクス株式会社 | チョッパ型dc/dcコンバータおよび宇宙用チョッパ型dc/dcコンバータ |
US11303214B2 (en) | 2020-02-19 | 2022-04-12 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Power conversion device and power supply device |
-
2008
- 2008-09-12 JP JP2008235643A patent/JP2010068701A/ja not_active Withdrawn
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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