JP2008131793A

JP2008131793A - 直流変換装置

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Publication number: JP2008131793A
Application number: JP2006315787A
Authority: JP
Inventors: Shinji Aso; 真司麻生
Original assignee: Sanken Electric Co Ltd
Current assignee: Sanken Electric Co Ltd
Priority date: 2006-11-22
Filing date: 2006-11-22
Publication date: 2008-06-05
Also published as: US7583520B2; US20080239768A1

Abstract

【課題】駆動回路を簡素化し、入力電圧が低い時にも高効率で小型で安価な直流変換装置。
【解決手段】直流電源Vinの直流電圧を高周波交流電圧に変換する高周波変換回路と、１次巻線Ｐと２次巻線Ｓとを有するトランスＴ１と、２次巻線Ｓに誘起される電圧を整流及び平滑して直流出力を取り出す整流平滑回路２０とを備え、高周波変換回路は、第１巻線ｎ１と第２巻線ｎ２を有するトランスＴ２と、ソースが直流電源の負極に接続されドレインが第１巻線ｎ１を介して直流電源の正極に接続されたスイッチング素子Ｑ１と、ソースが直流電源の負極に接続されドレインが第２巻線ｎ２を介して直流電源の正極に接続されスイッチング素子Ｑ１と交互にオン／オフされるスイッチング素子Ｑ２とを有し、第１巻線ｎ１とＱ１のドレインとの接続点と、第２巻線ｎ２とＱ２のドレインとの接続点との間に１次巻線Ｐが接続される。
【選択図】図１

Description

本発明は、高効率、小型で安価な直流変換装置に関する。

図５に従来の直流変換装置の回路構成図を示す（特許文献１）。図５に示す直流変換装置は、ハーフブリッジ回路で構成されており、直流電源Ｖｉｎの両端には、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ２との直列回路が接続されている。スイッチング素子Ｑ２のドレインが直流電源Ｖｉｎの正極に接続され、スイッチング素子Ｑ１のソースが直流電源Ｖｉｎの負極に接続されている。

スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間には、ダイオードＤ１及び電圧共振コンデンサＣｖが並列に接続されるとともに、リアクトルＬｒとトランスＴ１の１次巻線Ｐと電流共振コンデンサＣｉとの直列回路が接続されている。リアクトルＬｒはトランスＴ１の１次２次間のリーケージインダクタンスからなり、１次巻線Ｐには励磁インダクタンスがリアクトルＬｐとして等価的に接続されている。スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間には、ダイオードＤ２が並列に接続されている。

トランスＴ１の２次巻線Ｓの一端（●側）には、ダイオードＤ３のアノードとダイオードＤ４のカソードとが接続され、ダイオードＤ３のカソードは平滑用のコンデンサＣ４の一端に接続され、ダイオードＤ４のアノードはコンデンサＣ４の他端に接続されている。

トランスＴ１の２次巻線Ｓの他端には、ダイオードＤ５のアノードとダイオードＤ６のカソードとが接続され、ダイオードＤ５のカソードはコンデンサＣ４の一端に接続され、ダイオードＤ６のアノードはコンデンサＣ４の他端に接続されている。コンデンサＣ４の両端には負荷ＲＬが接続されている。

制御回路１０は、コンデンサＣ４からの出力電圧Ｖｏに基づきスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とを交互にオン／オフさせてＰＦＭ制御（周波数制御）を行い、コンデンサＣ４の出力電圧Ｖｏが一定になるように制御する。

次にこのように構成された従来の直流変換装置の動作を図６に示すタイミングチャートを参照しながら詳細に説明する。

図６において、Ｖｄｓ１はスイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間電圧、Ｉｄ１はスイッチング素子Ｑ１のドレイン電流、Ｉ_Ｄ１はダイオードＤ１の電流、Ｖｄｓ２はスイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間電圧、Ｉｄ２はスイッチング素子Ｑ２のドレイン電流、Ｉ_Ｄ２はダイオードＤ２の電流、Ｖｃｖは電圧共振コンデンサＣｖの両端電圧、Ｉｃｖは電圧共振コンデンサＣｖの電流、Ｉ_ＬｒはリアクトルＬｒの電流、Ｉ_ＬｐはリアクトルＬｐの電流、Ｖｃｉは電流共振コンデンサＣｉの両端電圧、Ｉ_Ｄ３はダイオードＤ３の電流、Ｉ_Ｄ５はダイオードＤ５の電流である。

なお、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との両方が共にオフ状態となるデットタイムを有し、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とが交互にオン／オフ動作するものとする。

まず、時刻ｔ０〜時刻ｔ１の期間では、時刻ｔ０において、スイッチング素子Ｑ１がオンからオフになる。スイッチング素子Ｑ１がオンしている状態では、トランスＴ１の１次側はＣｉ→Ｌｐ→Ｌｒ→Ｑ１→Ｃｉの経路で電流が流れており、トランスＴ１の２次側はＣ４→ＲＬ→Ｃ４の経路で電流が流れている。スイッチング素子Ｑ１がオフすると、トランスＴ１の１次側に流れていた電流は、スイッチング素子Ｑ１から電圧共振コンデンサＣｖに転流され、Ｃｉ→Ｌｐ→Ｌｒ→Ｃｖ→Ｃｉの経路で電流が流れる。

従って、電圧共振コンデンサＣｖは、スイッチング素子Ｑ１がオンしていた状態では略０Ｖであったが、直流電源Ｖｉｎの電圧まで充電される（以下、直流電源Ｖｉｎの電圧もＶｉｎで示すことにする）。従って、電圧共振コンデンサＣｖの電圧Ｖｃｖはスイッチング素子Ｑ１の電圧Ｖｄｓ１と等しいので、スイッチング素子Ｑ１の電圧Ｖｄｓ１は、０ＶからＶｉｎまで上昇する。また、スイッチング素子Ｑ２の電圧Ｖｄｓ２は、（Ｖｉｎ−Ｖｃｖ）であるので、Ｖｉｎから０Ｖに減少する。

時刻ｔ１〜時刻ｔ２の期間では、時刻ｔ１において、電圧共振コンデンサＣｖの電圧ＶｃｖがＶｉｎまで上昇すると、ダイオードＤ２が導通して、Ｃｉ→Ｌｐ（Ｐ）→Ｌｒ→Ｄ２→Ｖｉｎ→Ｃｉの経路で電流が流れる。また、トランスＴ１の２次巻線Ｓの電圧が出力電圧Ｖｏに達し、トランスＴ１の２次側はＣ４→ＲＬ→Ｃ４の経路の電流とＳ→Ｄ３→Ｃ４→Ｄ６→Ｓの経路の電流とが流れる。また、時刻ｔ１〜時刻ｔ２の期間において、スイッチング素子Ｑ２のゲート信号をオンすることにより、スイッチング素子Ｑ２はゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）及びゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）動作となる。

時刻ｔ２〜時刻ｔ３の期間では、時刻ｔ２において、スイッチング素子Ｑ２がオンしているので、Ｖｉｎ→Ｑ２→Ｌｒ→Ｌｐ（Ｐ）→Ｃｉ→Ｖｉｎの経路で電流が流れ、電流共振コンデンサＣｉの電圧Ｖｃｉは上昇していく。また、トランスＴ１の２次側にはＳ→Ｄ３→Ｃ４→Ｄ６→Ｓの経路の電流と、Ｃ４→ＲＬ→Ｃ４の経路の電流とが流れる。２次巻線Ｓの電圧は出力電圧Ｖｏの電圧でクランプされ、１次巻線Ｐの電圧は、出力電圧Ｖｏの巻数比の電圧でクランプされるので、トランスＴ１の１次側はリアクトルＬｒと電流共振コンデンサＣｉとによる共振電流が流れている。

時刻ｔ３〜時刻ｔ４の期間では、時刻ｔ３において、２次巻線Ｓの電圧は出力電圧Ｖｏ以下になり、トランスＴ１の２次側はＣ４→ＲＬ→Ｃ４の経路で電流が流れる。また、トランスＴ１の１次側はＶｉｎ→Ｑ２→Ｌｒ→Ｌｐ→Ｃｉ→Ｖｉｎの経路で電流が流れ、トランスＴ１の１次側には、２つのリアクトルＬｒ，Ｌｐの和（Ｌｒ＋Ｌｐ）と電流共振コンデンサＣｉとによる共振電流が流れる。

時刻ｔ４〜時刻ｔ５の期間では、時刻ｔ４において、スイッチング素子Ｑ２がオフすると、トランスＴ１の１次側に流れていた電流は、スイッチング素子Ｑ２から電圧共振コンデンサＣｖに転流され、Ｌｒ→Ｌｐ→Ｃｉ→Ｃｖ→Ｌｒの経路で電流が流れる。

従って、電圧共振コンデンサＣｖは、スイッチング素子Ｑ２がオンしていた状態では、略Ｖｉｎであったが０Ｖまで放電される。従って、電圧共振コンデンサＣｖの電圧Ｖｃｖは、スイッチング素子Ｑ１の電圧Ｖｄｓ１と等しいので、スイッチング素子Ｑ１はＶｉｎから０Ｖまで減少する。また、スイッチング素子Ｑ２の電圧Ｖｄｓ２は、（Ｖｉｎ−Ｖｃｖ）であるので、０ＶからＶｉｎに上昇する。

時刻ｔ５〜時刻ｔ６の期間では、時刻ｔ５において、電圧共振コンデンサＣｖの電圧Ｖｃｖが０Ｖまで減少すると、ダイオードＤ１が導通して、Ｌｒ→Ｌｐ（Ｐ）→Ｃｉ→Ｄ１→Ｌｒの経路で電流が流れる。また、トランスＴ１の２次巻線Ｓの電圧が出力電圧Ｖｏに達し、トランスＴ１の２次側はＣ４→ＲＬ→Ｃ４の経路の電流とＳ→Ｄ５→Ｃ４→Ｄ４→Ｓの経路の電流とが流れる。また、時刻ｔ５〜時刻ｔ６の期間において、スイッチング素子Ｑ１のゲート信号をオンすることにより、スイッチング素子Ｑ１はゼロ電圧スイッチング及びゼロ電流スイッチング動作となる。

時刻ｔ６〜時刻ｔ７の期間では、時刻ｔ６において、スイッチング素子Ｑ１がオンしているので、Ｃｉ→Ｌｐ（Ｐ）→Ｌｒ→Ｑ１→Ｃｉの経路で電流が流れ、電流共振コンデンサＣｉの電圧Ｖｃｉは減少していく。また、トランスＴ１の２次側にはＳ→Ｄ５→Ｃ４→Ｄ４→Ｓの経路の電流と、Ｃ４→ＲＬ→Ｃ４の経路の電流とが流れる。２次巻線Ｓの電圧は出力電圧Ｖｏの電圧でクランプされ、１次巻線Ｐの電圧は、出力電圧Ｖｏの巻数比の電圧でクランプされるので、トランスＴ１の１次側は、リアクトルＬｒと電流共振コンデンサＣｉとによる共振電流が流れている。

時刻ｔ７〜時刻ｔ８の期間では、時刻ｔ７において、２次巻線Ｓの電圧は出力電圧Ｖｏ以下になり、トランスＴ１の２次側はＣ４→ＲＬ→Ｃ４の経路で電流が流れる。また、トランスＴ１の１次側はＣｉ→Ｌｐ→Ｌｒ→Ｑ１→Ｃｉの経路で電流が流れ、トランスＴ１の１次側には２つのリアクトルＬｒ，Ｌｐの和（Ｌｒ＋Ｌｐ）と電流共振コンデンサＣｉとによる共振電流が流れる。
特開２００３−３１９６５０号公報

このように図５に示す従来の直流変換装置では、デューティを略５０％としたパルス信号を用いて、スイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２のスイッチング周波数を制御することにより、リアクトルＬｒ，Ｌｐと電流共振コンデンサＣｉによる共振電流を変化させ、出力電圧Ｖｏを制御している。このため、スイッチング周波数を高くすると、出力電圧Ｖｏは低くなる。

また、図５に示す従来の直流変換装置では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のソース電位が異なるため駆動回路が複雑になり、また、入力電圧が低い場合にはトランスＴ１の１次側の共振電流が大きくなり、共振回路のリアクトルＬｒ、電流共振コンデンサＣｉの電流も大きくなる。例えば、直流電源Ｖｉｎの電圧値が２０Ｖで、負荷ＲＬにおいて、１００Ｖ、１Ａを消費している場合には、スイッチング素子Ｑ１がオン時には５Ａの共振電流が流れ、スイッチング素子Ｑ２がオン時には５Ａの共振電流が流れて、合計で１０Ａの共振電流が流れる。

このため、入力電圧が低い場合にはリアクトルＬｒ、電流共振コンデンサＣｉの損失が大きくなって、効率の低下を招いたり、リアクトルＬｒ、電流共振コンデンサＣｉの部品が大きくなり、直流変換装置の大型化を招いたりするという課題を有していた。

本発明の課題は、２つのスイッチング素子の基準電位（ソース電位）を共通にして駆動回路を簡素化し、また、入力電圧が低い時にも高効率で小型で安価な直流変換装置を提供することにある。

上記課題を解決するために、請求項１の発明は、直流電源の直流電圧を高周波交流電圧に変換する高周波変換回路と、１次巻線と２次巻線とを有する第１トランスと、前記第１トランスの２次巻線に誘起される電圧を整流及び平滑して直流出力を取り出す整流平滑回路とを備え、前記高周波変換回路は、第１巻線と第２巻線を有する第２トランスと、第１主電極が前記直流電源の負極に接続され第２主電極が前記第２トランスの第１巻線を介して前記直流電源の正極に接続された第１スイッチング素子と、第３主電極が前記直流電源の負極に接続され第４主電極が前記第２トランスの第２巻線を介して前記直流電源の正極に接続され前記第１スイッチング素子と交互にオン／オフされる第２スイッチング素子とを有し、前記第２トランスの第１巻線と前記第１スイッチング素子の第２主電極との接続点と、前記第２トランスの第２巻線と前記第２スイッチング素子の第４主電極との接続点との間に前記第１トランスの１次巻線が接続されていることを特徴とする。

請求項２の発明は、請求項１記載の直流変換装置において、前記第２トランスの第１巻線と前記第１スイッチング素子の第２主電極との接続点と、前記第２トランスの第２巻線と前記第２スイッチング素子の第４主電極との接続点との間に前記第１トランスの１次巻線とコンデンサとが直列に接続された直列共振回路を有することを特徴とする。

請求項３の発明は、請求項１記載の直流変換装置において、前記第２トランスの第１巻線と前記第１スイッチング素子の第２主電極との接続点と、前記第２トランスの第２巻線と前記第２スイッチング素子の第４主電極との接続点との間に共振コンデンサと共振インダクタンスと前記第１トランスの１次巻線とが直列に接続された直列共振回路を有することを特徴とする。

請求項４の発明は、請求項３記載の直流変換装置において、前記共振インダクタンスは、前記第１トランスの１次巻線及び２次巻線間のリーケージインダクタンスからなることを特徴とする。

請求項５の発明は、請求項１乃至請求項４のいずれか１項記載の直流変換装置において、前記第２トランスの第１巻線と前記第２トランスの第２巻線とは、互いに逆極性となるように巻回されていることを特徴とする。

請求項６の発明は、請求項１乃至請求項５のいずれか１項記載の直流変換装置において、前記整流平滑回路の出力電圧に基づき発振周波数を変化させて、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを交互にオン／オフさせる制御回路を有することを特徴とする。

本発明によれば、第１スイッチング素子は、第１主電極が直流電源の負極に接続され第２主電極が第２トランスの第１巻線を介して直流電源の正極に接続され、第２スイッチング素子は、第３主電極が直流電源の負極に接続され第４主電極が第２トランスの第２巻線を介して直流電源の正極に接続され、第２トランスの第１巻線と第１スイッチング素子の第２主電極との接続点と、第２トランスの第２巻線と第２スイッチング素子の第４主電極との接続点との間に第１トランスの１次巻線が接続されているので、第１トランスの１次巻線に印加される電圧が直流電源の電圧の４倍になり、第１トランスの１次巻線に流れる電流が従来回路の電流に対して１／４となる。従って、直流電源電圧が低い時にも高効率で安価な直流変換装置を提供できる。

また、２つのスイッチング素子の第１主電極及び第３主電極が直流電源の負極に接続されるので、２つのスイッチング素子の基準電位が共通になり、駆動回路が簡素化され、小型な直流変換装置を構成できる。

以下、本発明の直流変換装置のいくつかの実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。

図１は本発明の実施例１の直流変換装置の回路構成図である。図１に示す実施例１の直流変換装置は、本発明の概念図であり、第１巻線と第２巻線を有した第２トランスを備え、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子との基準電位を共通化し、第１トランスの１次巻線を直流電源の電圧の４倍の電圧振幅で励振することにより、１次巻線に流れる電流をハーフブリッジ構成の従来回路に対して１／４に低減して、高効率で小型で安価な直流変換装置を図ることを特徴とする。

図１に示す直流変換装置において、トランスＴ２は第１巻線ｎ１と第１巻線ｎ１に電磁結合する第２巻線ｎ２を有し、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１は、ソースが直流電源Ｖｉｎの負極（基準電位）に接続されドレインがトランスＴ２の第１巻線ｎ１を介して直流電源Ｖｉｎの正極に接続されている。スイッチング素子Ｑ２は、ソースが直流電源Ｖｉｎの負極に接続されドレインがトランスＴ２の第２巻線ｎ２を介して直流電源Ｖｉｎの正極に接続されている。

スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間には、ダイオードＤ１が並列に接続されている。スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間には、ダイオードＤ２が並列に接続されている。

トランスＴ２の第１巻線ｎ１とスイッチング素子Ｑ１のドレインとの接続点と、トランスＴ２の第２巻線ｎ２とスイッチング素子Ｑ２のドレインとの接続点との間に、トランスＴ１の１次巻線Ｐが接続されている。

トランスＴ２とスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とは、直流電源Ｖｉｎの直流電圧を高周波交流電圧に変換する高周波変換回路を構成し、高周波交流電圧をトランスＴ１の１次巻線Ｐに印加する。整流平滑回路２０は、トランスＴ１の２次巻線Ｓに誘起される電圧を整流及び平滑して直流出力を抵抗ＲＬに供給する。

制御回路１０ａは、整流平滑回路２０の出力電圧Ｖｏに基づき発振周波数を変化させて（即ち、パルス周波数制御（ＰＦＭ））、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とを交互にオン／オフさせる。

このように構成された実施例１の直流変換装置の動作を説明する。トランスＴ１から出力電圧Ｖｏを取り出すまでの原理は、図５及び図６に示す従来の直流変換装置と同等であるので、ここでは、直流電源の電圧の４倍の電圧がトランスＴ１の１次巻線Ｐの両端に発生する理由を説明する。

図１に示すトランスＴ２と２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２からなる高周波変換回路において、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とは、共にオフするデットタイム期間を有し、交互にオン／オフを繰り返す。

まず、スイッチング素子Ｑ１がオンであり、スイッチング素子Ｑ２がオフである時には、トランスＴ１の１次巻線Ｐの巻始側（●）は、ＧＮＤ（基準電位）である。また、トランスＴ２の第１巻線ｎ１は巻終側が正電圧であり、直流電源電圧Ｖｉｎが印加される。

従って、トランスＴ２の第２巻線ｎ２は、巻終側が正電圧であり、直流電源電圧Ｖｉｎの電圧が発生する。このため、トランスＴ１の１次巻線Ｐの巻終側には、直流電源電圧ＶｉｎとトランスＴ２の第２巻線ｎ２に発生した電圧との合計電圧が印加される。即ち、トランスＴ１の１次巻線Ｐの巻終側には、直流電源電圧Ｖｉｎの２倍の電圧２Ｖｉｎが印加される。

次に、スイッチング素子Ｑ１がオフであり、スイッチング素子Ｑ２がオンであるときには、トランスＴ１の１次巻線Ｐの巻終側は、ＧＮＤである。また、トランスＴ２の第２巻線ｎ２は巻始側が正電圧であり、直流電源電圧Ｖｉｎが印加される。

従って、トランスＴ２の第１巻線ｎ１は、巻始側が正電圧であり、直流電源電圧Ｖｉｎの電圧が発生する。このため、トランスＴ１の１次巻線Ｐの巻始側には、直流電源電圧ＶｉｎとトランスＴ２の第１巻線ｎ１に発生した電圧との合計電圧が印加される。即ち、トランスＴ１の１次巻線Ｐの巻始側には、直流電源電圧Ｖｉｎの２倍の電圧２Ｖｉｎが印加される。従って、スイッチング素子Ｑ１のオンとオフとの合計期間において、直流電源の電圧Ｖｉｎの４倍の電圧振幅でトランスＴ１の１次巻線Ｐを励振できる。

従って、図１に示す実施例１では、トランスＴ１の１次巻線Ｐに印加される高周波交流電圧は、図５に示す従来方式の４倍になり、１次巻線に流れる電流は、図５に示す従来方式の１／４倍となる。即ち、直流電源電圧が低い時に高効率で小型な直流変換装置を提供できる。また、２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の基準電位（ソース電位）が共通になり、駆動回路も簡素化され、高効率で小型で安価な直流変換装置を構成できる。

図２は本発明の実施例２の直流変換装置の回路構成図である。図２に示す実施例２の直流変換装置は、図１に示す実施例１の直流変換装置の構成に対して、トランスＴ２の第１巻線ｎ１とスイッチング素子Ｑ１のドレインとの接続点と、トランスＴ２の第２巻線ｎ２とスイッチング素子Ｑ２のドレインとの接続点との間に、トランスＴ１の１次巻線ＰとコンデンサＣ１との直列共振回路が接続されている点が異なる。

このような構成の実施例２の直流変換装置にあっても、実施例１の直流変換装置の動作と略同様な動作が行われ、同様な効果が得られる。

図３は本発明の実施例３の直流変換装置の回路構成図である。図３に示す実施例３の直流変換装置は、図１に示す実施例１の直流変換装置に対して、トランスＴ２の第１巻線ｎ１とスイッチング素子Ｑ１のドレインとの接続点と、トランスＴ２の第２巻線ｎ２とスイッチング素子Ｑ２のドレインとの接続点との間に、電圧共振コンデンサＣｖが並列に接続されるとともに、トランスＴ１の１次巻線Ｐと電流共振コンデンサＣｉとリアクトルＬｒとの直列共振回路が接続されている。リアクトルＬｒはトランスＴ１の１次２次間のリーケージインダクタンスからなり、１次巻線Ｐには励磁インダクタンスがリアクトルＬｐとして等価的に接続されている。

トランスＴ１の２次側の整流平滑回路２０は、図５に示すトランスＴ１の２次側の整流平滑回路と同一構成であるので、その詳細な説明は省略する。

図３に示す本発明の実施例３では、１次巻線Ｐと電流共振コンデンサＣｉとリアクトルＬｒとの直列共振回路に、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とでスイッチングされた高周波電圧を印加して、２次巻線Ｓに発生する電圧を整流平滑回路２０で整流平滑する。即ち、図３に示す実施例３と図５に示す従来の方式との違いは、直流電源の直流電圧を高周波スイッチングする方法が異なるのみで、直流電源の電圧の４倍の電圧振幅で直列共振回路を励振できることを特徴とする。

次にこのように構成された実施例３の直流変換装置の動作を図４に示すタイミングチャートを参照しながら詳細に説明する。

なお、図４に示す電圧及び電流は、図６に示すそれらと同一であるので、その説明は省略する。また、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との両方が共にオフ状態となるデットタイムを有し、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とが交互にオン／オフ動作する。

まず、時刻ｔ０〜時刻ｔ１の期間では、時刻ｔ０において、スイッチング素子Ｑ１がオンからオフになる。スイッチング素子Ｑ１がオンしている状態では、トランスＴ１の１次側はＣｉ→Ｌｐ→Ｌｒ→Ｑ１→Ｖｉｎ→ｎ２→Ｃｉの経路でｉ／４の電流Ｉ_Ｌｒ、Ｉ_Ｌｐが流れている。ここで、ｉは図５に示す従来の直流変換装置の電流Ｉ_Ｌｒ、Ｉ_Ｌｐに相当する。また、Ｖｉｎ→ｎ１→Ｑ１→Ｖｉｎの経路でｉ／４の電流が流れている。このため、スイッチング素子Ｑ１には、ｉ／２の電流Ｉｄ１が流れる。この電流Ｉｄ１は、図６に示す電流Ｉｄ１の半分である。また、トランスＴ１の２次側はＣ４→ＲＬ→Ｃ４の経路で電流が流れている。

スイッチング素子Ｑ１がオフすると、トランスＴ１の１次側に流れていた電流は、スイッチング素子Ｑ１から電圧共振コンデンサＣｖに転流され、Ｃｉ→Ｌｐ→Ｌｒ→Ｃｖ→Ｃｉの経路で電流が流れる。

従って、電圧共振コンデンサＣｖは、スイッチング素子Ｑ１がオンしていた状態では略−２Ｖｉｎであったが、＋２Ｖｉｎの電圧まで充電される。従って、スイッチング素子Ｑ１の電圧Ｖｄｓ１は、０Ｖから＋２Ｖｉｎまで上昇する。スイッチング素子Ｑ２の電圧Ｖｄｓ２は、２Ｖｉｎから０Ｖに減少する。

時刻ｔ１〜時刻ｔ２の期間では、時刻ｔ１において、電圧共振コンデンサＣｖの電圧Ｖｃｖが＋２Ｖｉｎまで上昇すると、ダイオードＤ２が導通して、Ｃｉ→Ｌｐ（Ｐ）→Ｌｒ→ｎ１→Ｖｉｎ→Ｄ２→Ｃｉの経路で電流Ｉ_Ｄ２が流れる。また、トランスＴ１の２次巻線Ｓの電圧が出力電圧Ｖｏに達し、トランスＴ１の２次側はＣ４→ＲＬ→Ｃ４の経路の電流とＳ→Ｄ３→Ｃ４→Ｄ６→Ｓの経路の電流とが流れる。また、時刻ｔ１〜時刻ｔ２の期間において、スイッチング素子Ｑ２のゲート信号をオンすることにより、スイッチング素子Ｑ２はゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）及びゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）動作となる。

時刻ｔ２〜時刻ｔ３の期間では、時刻ｔ２において、スイッチング素子Ｑ２がオンしているので、Ｖｉｎ→ｎ１→Ｌｒ→Ｌｐ（Ｐ）→Ｃｉ→Ｑ２→Ｖｉｎの経路でｉ／４の電流Ｉ_Ｌｒ、Ｉ_Ｌｐが流れる。また、Ｖｉｎ→ｎ２→Ｑ２→Ｖｉｎの経路でｉ／４の電流が流れている。このため、スイッチング素子Ｑ２には、ｉ／２の電流Ｉｄ２が流れる。この電流Ｉｄ２は、図６に示す電流Ｉｄ２の半分である。

そして、電流共振コンデンサＣｉの電圧Ｖｃｉは上昇していく。この電圧Ｖｃｉは図６に示す電圧Ｖｃｉの４倍である。また、トランスＴ１の２次側にはＳ→Ｄ３→Ｃ４→Ｄ６→Ｓの経路の電流と、Ｃ４→ＲＬ→Ｃ４の経路の電流とが流れる。２次巻線Ｓの電圧は出力電圧Ｖｏの電圧でクランプされ、１次巻線Ｐの電圧は、出力電圧Ｖｏの巻数比の電圧でクランプされるので、トランスＴ１の１次側はリアクトルＬｒと電流共振コンデンサＣｉとによる共振電流が流れている。

時刻ｔ３〜時刻ｔ４の期間では、時刻ｔ３において、２次巻線Ｓの電圧は出力電圧Ｖｏ以下になり、トランスＴ１の２次側はＣ４→ＲＬ→Ｃ４の経路で電流が流れる。また、トランスＴ１の１次側はＶｉｎ→ｎ１→Ｌｒ→Ｌｐ→Ｃｉ→Ｑ２→Ｖｉｎの経路で電流が流れ、トランスＴ１の１次側には、２つのリアクトルＬｒ，Ｌｐの和（Ｌｒ＋Ｌｐ）と電流共振コンデンサＣｉとによる共振電流が流れる。

従って、電圧共振コンデンサＣｖは、スイッチング素子Ｑ２がオンしていた状態では、略＋２Ｖｉｎであったが略−２Ｖｉｎまで低下する。スイッチング素子Ｑ１は２Ｖｉｎから０Ｖまで減少する。また、スイッチング素子Ｑ２の電圧Ｖｄｓ２は、０Ｖから２Ｖｉｎに上昇する。

時刻ｔ５〜時刻ｔ６の期間では、時刻ｔ５において、電圧共振コンデンサＣｖの電圧Ｖｃｖが−２Ｖｉｎまで減少すると、ダイオードＤ１が導通して、Ｌｒ→Ｌｐ（Ｐ）→Ｃｉ→ｎ２→Ｖｉｎ→Ｄ１→Ｌｒの経路で電流Ｉ_Ｄ１が流れる。また、トランスＴ１の２次巻線Ｓの電圧が出力電圧Ｖｏに達し、トランスＴ１の２次側はＣ４→ＲＬ→Ｃ４の経路の電流とＳ→Ｄ５→Ｃ４→Ｄ４→Ｓの経路の電流とが流れる。また、時刻ｔ５〜時刻ｔ６の期間において、スイッチング素子Ｑ１のゲート信号をオンすることにより、スイッチング素子Ｑ１はゼロ電圧スイッチング及びゼロ電流スイッチング動作となる。

時刻ｔ６〜時刻ｔ７の期間では、時刻ｔ６において、スイッチング素子Ｑ１がオンしているので、Ｃｉ→Ｌｐ（Ｐ）→Ｌｒ→Ｑ１→Ｖｉｎ→ｎ２→Ｃｉの経路でｉ／４の電流Ｉ_Ｌｒ、Ｉ_Ｌｐが流れる。また、Ｖｉｎ→ｎ１→Ｑ１→Ｖｉｎの経路でｉ／４の電流が流れる。そして、電流共振コンデンサＣｉの電圧Ｖｃｉは減少していく。また、トランスＴ１の２次側にはＳ→Ｄ５→Ｃ４→Ｄ４→Ｓの経路の電流と、Ｃ４→ＲＬ→Ｃ４の経路の電流とが流れる。２次巻線Ｓの電圧は出力電圧Ｖｏの電圧でクランプされ、１次巻線Ｐの電圧は、出力電圧Ｖｏの巻数比の電圧でクランプされるので、トランスＴ１の１次側は、リアクトルＬｒと電流共振コンデンサＣｉとによる共振電流が流れている。

時刻ｔ７〜時刻ｔ８の期間では、時刻ｔ７において、２次巻線Ｓの電圧は出力電圧Ｖｏ以下になり、トランスＴ１の２次側はＣ４→ＲＬ→Ｃ４の経路で電流が流れる。また、トランスＴ１の１次側はＣｉ→Ｌｐ→Ｌｒ→Ｑ１→Ｖｉｎ→ｎ２→Ｃｉの経路で電流が流れ、トランスＴ１の１次側には２つのリアクトルＬｒ，Ｌｐの和（Ｌｒ＋Ｌｐ）と電流共振コンデンサＣｉとによる共振電流が流れる。

以上のことから、実施例３の直流変換装置では、従来の直流変換装置に対して、電圧Ｖｃｉ、Ｖｃｖは４倍となり、電流Ｉ_Ｌｒ、Ｉ_Ｌｐは１／４倍となり、電圧Ｖｄｓ１、Ｖｄｓ２は２倍となり、電流Ｉｄ１、Ｉｄ２は１／２倍となる。

本発明は、ＤＣ−ＤＣ変換型の電源回路やＡＣ−ＤＣ変換型の電源回路に適用可能である。

本発明の実施例１の直流変換装置の回路構成図である。本発明の実施例２の直流変換装置の回路構成図である。本発明の実施例３の直流変換装置の回路構成図である。本発明の実施例３の直流変換装置の各部の信号のタイミングチャートである。従来の直流変換装置の回路構成図である。図５に示す従来の直流変換装置の各部の信号のタイミングチャートである。

符号の説明

Ｖｉｎ直流電源
Ｌｒ，Ｌｐリアクトル
ＲＬ負荷
Ｑ１，Ｑ２スイッチング素子
Ｔ１，Ｔ２トランス
Ｐ１次巻線
Ｓ２次巻線
ｎ１第１巻線
ｎ２第２巻線
１０，１０ａ制御回路
２０整流平滑回路
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６ダイオード
Ｃｉ電流共振コンデンサ
Ｃｖ電圧共振コンデンサ
Ｃ４コンデンサ

Claims

直流電源の直流電圧を高周波交流電圧に変換する高周波変換回路と、
１次巻線と２次巻線とを有する第１トランスと、
前記第１トランスの２次巻線に誘起される電圧を整流及び平滑して直流出力を取り出す整流平滑回路とを備え、
前記高周波変換回路は、第１巻線と第２巻線を有する第２トランスと、第１主電極が前記直流電源の負極に接続され第２主電極が前記第２トランスの第１巻線を介して前記直流電源の正極に接続された第１スイッチング素子と、第３主電極が前記直流電源の負極に接続され第４主電極が前記第２トランスの第２巻線を介して前記直流電源の正極に接続され前記第１スイッチング素子と交互にオン／オフされる第２スイッチング素子とを有し、
前記第２トランスの第１巻線と前記第１スイッチング素子の第２主電極との接続点と、前記第２トランスの第２巻線と前記第２スイッチング素子の第４主電極との接続点との間に前記第１トランスの１次巻線が接続されていることを特徴とする直流変換装置。
前記第２トランスの第１巻線と前記第１スイッチング素子の第２主電極との接続点と、前記第２トランスの第２巻線と前記第２スイッチング素子の第４主電極との接続点との間に前記第１トランスの１次巻線とコンデンサとが直列に接続された直列共振回路を有することを特徴とする請求項１記載の直流変換装置。
前記第２トランスの第１巻線と前記第１スイッチング素子の第２主電極との接続点と、前記第２トランスの第２巻線と前記第２スイッチング素子の第４主電極との接続点との間に共振コンデンサと共振インダクタンスと前記第１トランスの１次巻線とが直列に接続された直列共振回路を有することを特徴とする請求項１記載の直流変換装置。
前記共振インダクタンスは、前記第１トランスの１次巻線及び２次巻線間のリーケージインダクタンスからなることを特徴とする請求項３記載の直流変換装置。
前記第２トランスの第１巻線と前記第２トランスの第２巻線とは、互いに逆極性となるように巻回されていることを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか１項記載の直流変換装置。
前記整流平滑回路の出力電圧に基づき発振周波数を変化させて、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを交互にオン／オフさせる制御回路を有することを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか１項記載の直流変換装置。