JP4797637B2 - 共振型スイッチング電源装置 - Google Patents

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Description

本発明は、過電流保護機能を有する共振型スイッチング電源装置に関し、特に出力電圧が所定電圧に達していない低電圧時であっても過電流保護機能を働かせる技術に関する。
図８は、従来の共振型スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。この共振型スイッチング電源装置では、交流電源ＡＣの出力をダイオードブリッジ回路ＤＢで整流し、さらに平滑コンデンサＣで平滑化して得られる電力を直流入力電源としている。この直流入力電源を供給するコンデンサＣの両端子間には、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２とが直列に接続されている。第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２は、例えばＭＯＳＦＥＴから構成されている。
第２スイッチング素子Ｑ２のソース−ドレイン間には、電圧共振コンデンサＣｒｖと、共振リアクトルＬｒｉ、トランスＴ１の一次巻線Ｎｐ及び電流共振コンデンサＣｒｉからなる直列共振回路とが接続されている。共振リアクトルＬｒｉとしてはトランスＴ１の漏れインダクタンスが用いられる場合もある。トランスＴ１の二次巻線Ｎｓの両端間にはダイオードＤ１とコンデンサＣ１とが直列に接続された整流平滑回路が接続されている。この整流平滑回路は、トランスＴ１の二次巻線Ｎｓに発生された電圧を整流平滑する。この整流平滑回路から出力される電圧（コンデンサＣ１の両端間の電圧）は、出力電圧として負荷Ｌに供給される。
コンデンサＣ１の両端間には、抵抗Ｒ２、抵抗Ｒ３、シャントレギュレータＳＲ及びフォトカプラの発光部ＰＣ１−１からなる出力電圧検出回路が接続されている。この出力電圧検出回路では、出力電圧を抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３とによって抵抗分割した電圧が、分圧電圧としてシャントレギュレータＳＲに送られる。シャントレギュレータＳＲは、その内部で分圧電圧と基準電圧とを比較し、これらの差電圧（以下、「誤差電圧」という）に対応する電流をフォトカプラの発光部ＰＣ１−１に流す。
フォトカプラの受光部ＰＣ１−２の一端は、抵抗Ｒ１を介して制御回路１０に内蔵されている図示しない基準電源Ｖｒｅｆに接続され、他端は接地されている。フォトカプラの受光部ＰＣ１−２は、出力電圧検出回路で検出された誤差電圧に応じた電圧Ｖｐｃを発生し、比較器Ｃｏｍｐ１の非反転入力端子（＋）に印加する。比較器Ｃｏｍｐ１の反転入力端子（−）には、コンデンサＣｔの一端が接続され、コンデンサＣｔの他端は接地されている。また、コンデンサＣｔの一端には、抵抗Ｒｔの一端が接続され、抵抗Ｒｔの他端はフリップフロップＦＦの出力端子Ｎに接続されている。比較器Ｃｏｍｐ１の出力端子は、アンドゲートＡＮＤ１の一方の入力端子に接続されている。
また、抵抗Ｒｔに並列にダイオードＤ２が接続され、ダイオードＤ２のアノードは抵抗Ｒｔの一端に、カソードは抵抗Ｒｔの他端に接続されている。また、フリップフロップＦＦの出力端子Ｎはハイサイドドライバ１１に接続され、反転出力端子Ｃは第２スイッチング素子Ｑ２に接続されている。フリップフロップＦＦの反転出力端子Ｃはパルス発生器１２の入力端子に接続され、パルス発生器１２の出力端子は、フリップフロップＦＦのセット端子Ｓに接続されている。
次にこのように構成された共振型スイッチング電源装置の動作を説明する。まず、フリップフロップＦＦの出力端子Ｎの出力が高レベル（以下、「Ｈレベル」という）の時は、抵抗Ｒｔを介してコンデンサＣｔが充電されるとともに、ハイサイドドライバ１１を介して第１スイッチング素子Ｑ１が駆動され、第１スイッチング素子Ｑ１がオンする。このとき、フリップフロップＦＦの反転出力端子Ｃの出力は低レベル（以下、「Ｌレベル」という）であるので、第２スイッチング素子Ｑ２はオフする。コンデンサＣｔの充電が進み、その電圧Ｖｃｔがフォトカプラの受光部ＰＣ１−２で発生された電圧Ｖｐｃに到達すると、比較器Ｃｏｍｐ１の出力はＬレベルになる。
比較器Ｃｏｍｐ１の出力はアンドゲートＡＮＤ１の一方の入力端子に供給される。アンドゲートＡＮＤ１の他方の入力端子は、後述する過電流検出回路に接続され、通常の状態ではＨレベルの信号が供給される。したがって、比較器Ｃｏｍｐ１の出力は、アンドゲートＡＮＤ１を介してフリップフロップＦＦのリセット端子Ｒに入力されるので、フリップフロップＦＦはリセットされる。その結果、フリップフロップＦＦの出力端子Ｎの出力はＬレベルになり、反転出力端子Ｃの出力はＨレベルになる。
なお、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２がスイッチングする時は、図示しない回路によりオンを遅延して、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２が同時にオフ状態になるデットタイムが存在するように制御される。
フリップフロップＦＦの出力端子Ｎの出力がＬレベルになると、第１スイッチング素子Ｑ１はオフするとともに、コンデンサＣｔに充電された電荷はダイオードＤ２を介して急速に放電されるので、比較器Ｃｏｍｐ１の出力は再びＨレベルになる。フリップフロップＦＦの反転出力端子Ｃの出力がＨレベルになると、第２スイッチング素子Ｑ２がオンするとともに、パルス発生器１２にＨレベルの信号が入力される。
これにより、パルス発生器１２は、所定時間の経過後にフリップフロップＦＦのセット端子ＳにＬレベルの信号を送り、フリップフロップＦＦをセットする。その結果、フリップフロップＦＦの出力端子Ｎの出力はＨレベルになり、再び第１スイッチング素子Ｑ１がオンし、抵抗Ｒｔを介してコンデンサＣｔの充電が開始される。このとき、フリップフロップＦＦの反転出力端子Ｃの出力はＬレベルになるので、第２スイッチング素子Ｑ２はオフする。
以上の動作が繰り返されることによって、出力電圧検出回路で検出された誤差電圧に応じて第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間が決定される。パルス発生器１２によって生成される所定時間（パルス発生器１２にＨレベルの信号が入力されてからフリップフロップＦＦがセットされるまで）によって第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間が決定され、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２が交互にオンオフする。
また、過電流検出回路は、コンデンサＣｏｃ、抵抗Ｒｏｃ、比較器Ｃｏｍｐ２及び基準電源ＯＣＰ１から構成されている。過電流保護回路は、過電流検出回路の出力によってフリップフロップＦＦをリセットすることにより第１スイッチング素子Ｑ１をオフするアンドゲートＡＮＤ１によって構成されている。
過電流検出回路を構成するコンデンサＣｏｃと抵抗Ｒｏｃとからなる直列回路は、電流共振コンデンサＣｒｉに並列に接続されている。比較器Ｃｏｍｐ２の非反転入力端子（＋）には、基準電源ＯＣＰ１が接続され、基準電源ＯＣＰ１から基準電圧Ｖｒｅｆ１が供給される。比較器Ｃｏｍｐ２の反転入力端子（−）は、コンデンサＣｏｃと抵抗Ｒｏｃとの接続点に接続されている。比較器Ｃｏｍｐ２の出力端子は、アンドゲートＡＮＤ１の他方の入力端子に接続されている。
コンデンサＣｏｃには、電流共振コンデンサＣｒｉに流れる電流、つまり、共振リアクトルＬｒｉ、トランスＴ１の一次巻線Ｎｐ及び電流共振コンデンサＣｒｉからなる直列共振回路に流れる電流のうちの電流共振コンデンサＣｒｉとコンデンサＣｏｃとの容量比で決まる電流が流れる。このため、抵抗Ｒｏｃには直列共振回路に流れる電流に応じた電圧が発生する。
抵抗Ｒｏｃに発生された電圧は比較器Ｃｏｍｐ２の反転入力端子（−）に供給され、比較器Ｃｏｍｐ２において、基準電源ＯＣＰ１で発生される基準電圧Ｖｒｅｆ１と比較される。比較器Ｃｏｍｐ２の出力はアンドゲートＡＮＤ１の他方の入力端子に供給される。アンドゲートＡＮＤ１は、比較器Ｃｏｍｐ1の出力と比較器Ｃｏｍｐ２の出力との論理積をとりフリップフロップＦＦのリセット端子Ｒに送る。
以上の構成において、第１スイッチング素子Ｑ１がオンしたときに、直列共振回路に流れる電流が大きくなって、抵抗Ｒｏｃに発生する電圧が基準電源ＯＣＰ１で発生される基準電圧Ｖｒｅｆ１になると、フリップフロップＦＦがリセットされるので、第１スイッチング素子Ｑ１はオフする。第１スイッチング素子Ｑ１がオフすると電流共振コンデンサＣｒｉに蓄積される電荷が制限されるので、二次側に伝達される電力が抑制される。つまり、直列共振回路に流れる電流を検出して負荷Ｌに供給する電力を制限する過電流保護機能が働く。
図９は、図８に示した従来のスイッチング電源装置の定常時の動作波形を示す図であり、図１０は、過負荷時の動作波形を示す図である。図８、図９において、Ｖｄｓ（Ｑ２）は第２スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間電圧、Ｉｄ（Ｑ１）は第１スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流、Ｉｄ（Ｑ２）は第２スイッチング素子Ｑ２のドレイン電流、Ｉｆ（Ｄ１）はダイオードＤ１に流れる電流を示している。
制御回路１０で生成された信号によって第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２は、数１００ｎｓ程度のデッドタイムをもって交互にオンオフする。第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間に、共振リアクトルＬｒｉ、トランスＴ１の一次巻線Ｎｐを介して電流共振コンデンサＣｒｉに電荷が蓄えられ、第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間に、トランスＴ１の励磁インダクタンスに蓄積された励磁エネルギーは放出される。
第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間にトランスＴ１の一次巻線Ｎｐには、電流共振コンデンサＣｒｉの電圧Ｖ（Ｃｒｉ）を一次巻線Ｎｐのインダクタンスと共振リアクトルＬｒｉとで分圧した電圧Ｖ（Ｎｐ）が印加される。トランスＴ１の一次巻線Ｎｐの巻数をｎｐ、二次巻線Ｎｓの巻数をｎｓ、出力電圧をＶｏとすると、一次巻線Ｎｐの電圧Ｖ（Ｎｐ）はＶｏ×（ｎｐ／ｎｓ）になるとクランプされ、電流共振コンデンサＣｒｉと共振リアクトルＬｒｉで発生する共振電流が二次側へ送られる。一次巻線Ｎｐの電圧Ｖ（Ｎｐ）がＶｏ×（ｎｐ／ｎｓ）未満のときは二次側へのエネルギーの伝達はなく、共振リアクトルＬｒｉ、トランスＴ１の一次巻線Ｎｐ、電流共振コンデンサＣｒｉからなる直列共振回路に共振電流が流れるのみである。
上述した従来の共振型スイッチング電源装置は、通常の状態では、第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間にトランスＴ１の一次巻線Ｎｐに蓄えられた励磁エネルギーは、第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間に、一次巻線ＮｐにＶｏ×（ｎｐ／ｎｓ）で表される電圧Ｖ（Ｎｐ）が発生することによりリセットされるので、励磁電流は、図９の共振リアクトルＬｒｉに流れる電流Ｉ（Ｌｒｉ）の破線部に示すように、第１スイッチング素子Ｑ１がオンする直前と同じになる。
ところが、起動時や負荷短絡などによって出力電圧が著しく低下した状態では、図１０のＶ（Ｎｐ）に示すように、トランスＴ１の一次巻線Ｎｐに発生する電圧が低く、十分に励磁エネルギーをリセットすることができない。このため、励磁電流は、図１０のＩ（Ｌｒｉ）に示すように、片側（図１０では下側）に増加し、偏磁する。この結果、第１スイッチング素子Ｑ１又は第２スイッチング素子Ｑ２がオンした時に、これらに流れる電流が増加して破損することがある。
そこで、従来の共振型スイッチング電源装置では過電流保護回路を備え、第１スイッチング素子Ｑ１の電流が所定値になると第１スイッチング素子Ｑ１をオフさせて電流を制限するようにしている。しかし、起動時などのように出力電圧が低下して励磁電流が片側に多く流れることにより偏磁すると、第２スイッチング素子Ｑ２がオフした瞬間に一次巻線Ｎｐに流れる電流は共振リアクトルＬｒｉと電圧共振コンデンサＣｒｖで決まる急峻な傾きで励磁電流まで戻る。そのため、過電流保護回路が応答するまでに励磁電流が流れるので、第１スイッチング素子Ｑ１の電流を制限できず、結果として励磁電流が増加していく。
このような問題を解決するために、特許文献１は、出力電圧が低下すると、過電流検出回路の基準電圧を変え、出力電圧が正常の時より少ない電流で過電流保護回路を動作させるスイッチング電源装置を開示している。
このスイッチング電源装置は、出力電圧検出回路の検出信号の電圧レベルが基準電源の基準電圧のレベル以下になったときに高い電圧（Ｈ）レベルの電圧レベル変更信号を出力する電圧レベル検出用コンパレータと、電圧レベル検出用コンパレータの電圧レベル変更信号により基準電源の基準電圧の絶対値レベルを低下させる電圧レベル変更回路とを備えている。過負荷時、負荷短絡時又は起動時にトランスの一次巻線側及び二次巻線側に流れる電流がより強く制限されるので、スイッチング電源装置の一次側及び二次側の各部品に加わる電気的なストレスを軽減できる。
特開２００３−２９９３５１号公報
しかしながら、特許文献１に開示された技術では、トランスの励磁エネルギーのリセットについて考慮されていないので、特許文献１に開示された技術を上述した共振型スイッチング電源装置に応用しても、依然としてトランスが偏磁し、直列共振回路に過大な励磁電流が流れ、第１スイッチング素子Ｑ１又は第２スイッチング素子Ｑ２がオンした時に、これらに流れる電流が増加して破損する可能性がある。
本発明の課題は、スイッチング素子に過大な電流が流れるのを抑止して破壊を防止できる共振型スイッチング電源装置を提供することにある。
前記課題を解決するために、本発明は以下の手段を採用した。請求項１記載の発明は、直流電源の出力端子間に直列に接続されて交互にオンオフする第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子と、前記第２スイッチング素子に並列に接続されたトランスの一次巻線と電流共振コンデンサとからなる直列共振回路と、前記第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、前記制御回路により制御される前記第２スイッチング素子のオン期間に前記トランスの二次巻線に発生する電圧を整流平滑して出力する整流平滑回路と、前記直列共振回路に流れる電流が第１の電流値であるかどうかを検出する第１過電流検出回路と、前記直列共振回路に流れる電流が前記第１の電流値より大きい第２の電流値であるかどうかを検出する第２過電流検出回路と、前記第１過電流検出回路が第１の電流値を検出したとき、前記第１スイッチング素子をオフさせる第１過電流保護回路と、前記第２過電流検出回路が前記第２の電流値を検出したとき、前記第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子を１周期以上の所定時間だけオフさせて前記トランスの励磁エネルギーをリセットさせる第２過電流保護回路とを備えることを特徴とする。
請求項２の発明は、直流電源の出力端子間に直列に接続されて交互にオンオフする第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子と、前記第２スイッチング素子に並列に接続されたトランスの一次巻線と電流共振コンデンサとからなる直列共振回路と、前記第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、前記制御回路により制御される前記第２スイッチング素子のオン期間に前記トランスの二次巻線に発生する電圧を整流平滑して出力する整流平滑回路と、前記直列共振回路に流れる電流が第１の電流値であるかどうかを検出する第１過電流検出回路と、前記第２スイッチング素子に流れる電流が前記第１の電流値より大きい第２の電流値であるかどうかを検出する第２過電流検出回路と、前記第１過電流検出回路が第１の電流値を検出したとき、前記第１スイッチング素子をオフさせる第１過電流保護回路と、前記第２過電流検出回路が前記第２の電流値を検出したとき、前記第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子を１周期以上の所定時間だけオフさせて前記トランスの励磁エネルギーをリセットさせる第２過電流保護回路とを備えることを特徴とする。
請求項３の発明は、請求項１又は請求項２記載の共振型スイッチング電源装置において、前記第２過電流検出回路が前記第２の電流値を検出したとき、前記第１過電流検出回路で検出する第１の電流値を、初期値から徐々に増大させるソフトスタート回路を備えることを特徴とする。
請求項４の発明は、請求項１又は請求項２記載の共振型スイッチング電源装置において、前記第２過電流検出回路が前記第２の電流値を検出したとき、前記第１スイッチング素子のオン期間を、初期値から徐々に増大させるソフトスタート回路を備えることを特徴とする。
本発明によれば、起動時や過負荷時に出力電圧が低下し通常の第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子のオンオフでは励磁電流のリセットが十分に行われない時に、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子を所定時間だけオフさせてリセットさせるので、第１スイッチング素子又は第２スイッチング素子に過大な電流が流れるのを防ぐことができる。したがって、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子の破壊を防止できる。
以下、本発明の実施例を説明する。
図１は、本発明の実施例１に係る共振型スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。この共振型スイッチング電源装置は、背景技術の欄で示した従来の共振型スイッチング電源装置の制御回路１０に、アンドゲートＡＮＤ２、タイマ１３、比較器Ｃｏｍｐ３及び基準電源ＯＣＰ２が追加されて構成されている。
本発明の第１過電流検出回路は、コンデンサＣｏｃ、抵抗Ｒｏｃ、比較器Ｃｏｍｐ２及び基準電源ＯＣＰ１に対応し、第１過電流保護回路は、アンドゲートＡＮＤ１に対応する。第２過電流検出回路は、コンデンサＣｏｃ、抵抗Ｒｏｃ、比較器Ｃｏｍｐ３及び基準電源ＯＣＰ２に対応し、第１過電流保護回路は、タイマ１３及びアンドゲートＡＮＤ２に対応する。
なお、本発明の電流検出回路は、第１過電流検出回路及び第２過電流検出回路を有し、本発明の過電流保護回路は、第１過電流保護回路及び第２過電流保護回路を有する。
以下では、背景技術の欄で説明した従来の共振型スイッチング電源装置と同一の構成部分の説明は省略または簡略化し、異なる部分を中心に説明する。
アンドゲートＡＮＤ２の一方の入力端子は、フリップフロップＦＦの出力端子Ｎに接続され、他方の入力端子は、タイマ１３の出力端子に接続されている。アンドゲートＡＮＤ２の出力端子はハイサイドドライバ１１に接続されている。
比較器Ｃｏｍｐ３の非反転入力端子（＋）には基準電源ＯＣＰ２が接続され、基準電源ＯＣＰ２から基準電圧Ｖｒｅｆ２が供給される。基準電圧Ｖｒｅｆ２は、基準電圧Ｖｒｅｆ１より高い電圧である。また、比較器Ｃｏｍｐ３の反転入力端子（−）は、コンデンサＣｏｃと抵抗Ｒｏｃとの接続点に接続され、直列共振回路に流れる電流に応じた電圧が供給される。比較器Ｃｏｍｐ３の出力端子は、タイマ１３に接続され、比較器Ｃｏｍｐ３は、直列共振回路に流れる電流に応じた電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ２より大きくなったときにＬレベルの信号をタイマ１３に供給する。
タイマ１３は、比較器Ｃｏｍｐ３からＬレベルの信号が送られてきたときに、その出力を一定期間だけＬレベルに保持する。タイマ１３の出力はアンドゲートＡＮＤ２の他方の入力端子に入力される。したがって、定常時で抵抗Ｒｏｃの電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ２未満の時にはタイマ１３の出力はＨレベルとなり、図８に示した従来の共振型スイッチング電源装置と同じ動作が行われる。
一方、起動時や負荷短絡時などにおいて出力電圧が著しく低下し、一次巻線Ｎｐの励磁電流が片側に多く流れて偏磁すると、スイッチング素子Ｑ１のオン時の電流の傾きが急峻になり、制御回路１０の遅延時間によりアンドゲートＡＮＤ１による通常の過電流保護回路では抑えきれずに一次巻線Ｎｐの電流が増加する。そして、抵抗Ｒｏｃの電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ２に達すると、比較器Ｃｏｍｐ３の出力がＬレベルとなり、タイマ１３は一定期間だけＬレベルの出力を保持する。
タイマ１３の出力がＬレベルを保持している期間では、アンドゲートＡＮＤ２の出力はＬレベルになるので、第１スイッチング素子Ｑ１はオフに保持される。一定期間の経過後にタイマ１３の出力がＨレベルに戻ると、アンドゲートＡＮＤ２の出力がＨレベルになり、ハイサイドドライバ１１を介して第１スイッチング素子Ｑ１が駆動される。
図２は、図１に示した本発明の実施例１に係るスイッチング電源装置の動作波形を示す図である。起動時には出力電圧が低く、破線で示す一次巻線Ｎｐの励磁電流は、第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間にリセットできず徐々に増加する。そして、時刻ｔ１において抵抗Ｒｏｃの電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ２に達すると、第１スイッチング素子Ｑ１がオンされるタイミングであっても第１スイッチング素子Ｑ１はオンされず、一定期間だけオフを保持する。したがって、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２は一定期間だけオフに保持される。その間に、励磁電流は第２スイッチング素子Ｑ２のボディーダイオードを通り、徐々にリセットされる。
時刻ｔ１から一定期間が経過した時刻ｔ２において、第１スイッチング素子Ｑ１は再度オンするが、一次巻線Ｎｐの励磁電流はリセットされているので、電流が急激に大きくなることはなく、その後、徐々に電流が大きくなる。以上の動作を繰り返しながら二次側へエネルギーが送られ、出力電圧がある程度上昇すると、第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間に励磁電流がリセットされるようになり、通常の動作に戻る。
図３は、本発明の実施例２に係る共振型スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。この共振型スイッチング電源装置は、実施例１に係る共振型スイッチング電源装置において、第２スイッチング素子Ｑ２のソースとグランドとの間に電流検出用の抵抗Ｒｏｃ２が追加されるとともに、比較器Ｃｏｍｐ３の反転入力端子（−）が第２スイッチング素子Ｑ２のソースと抵抗Ｒｏｃ２の接続点に接続されて構成されている。
図４は、図３に示した実施例２に係る共振型スイッチング電源装置の動作波形を示す図である。上述したように起動時には出力電圧が低く、第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間に一次巻線Ｎｐの励磁電流をリセットできず、第１スイッチング素子Ｑ１のオン時のスイッチング電流が徐々に増加する。また、第１スイッチング素子Ｑ１のオン時のスイッチング電流の増加に伴い、第２スイッチング素子Ｑ２のオン時の電流も増加する。
抵抗Ｒｏｃ２は、第２スイッチング素子Ｑ２のオン時の電流が著しく増加し、時刻ｔ１において、抵抗Ｒｏｃ２の電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ２に達すると、実施例１と同様に、第１スイッチング素子Ｑ１がオンされるタイミングであっても第１スイッチング素子Ｑ１はオンされず、一定期間だけオフを保持する。したがって、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２は一定期間だけオフに保持される。その間に励磁電流は第２スイッチング素子Ｑ２のボディーダイオードを通り徐々にリセットされる。
一定期間が経過した時刻ｔ２において、第１スイッチング素子Ｑ１が再度オンするが、一次巻線Ｎｐの励磁電流はリセットされているので電流が急激に大きくなることはなく、その後、徐々に電流が大きくなる。以上の動作を繰り返しながら二次側へエネルギーが送られ、出力電圧がある程度上昇すると、第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間に励磁電流がリセットされるようになり、通常の動作に戻る。
本発明の実施例３に係る共振型スイッチング電源装置は、起動時の電流の増加を抑えるためのソフトスタート回路を備え、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２に過大な電流が流れるのを抑止するようにしたものである。
図５は、本発明の実施例３に係る共振型スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。この共振型スイッチング電源装置は、実施例１に係る共振型スイッチング電源装置から基準電源ＯＣＰ１が除去されるとともに、抵抗Ｒ４、抵抗Ｒ５、コンデンサＣ３及びダイオードＤ４から成るソフトスタート回路が追加されて構成されている。このソフトスタート回路は、実施例１の基準電圧Ｖｒｅｆ１を抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３とで分圧した電圧に変えたものである。
抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４とは直列に接続され、図示しない基準電源Ｖｒｅｆとグランドとの間に配置されている。抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４との接続点は、比較器Ｃｏｍｐ１の非反転入力端子（＋）に接続されている。また、コンデンサＣ３は、抵抗Ｒ５に並列に接続されている。さらに、ダイオードＤ３のアノードは比較器Ｃｏｍｐ１の非反転入力端子（＋）に接続され、カソードはタイマ１３の出力端子に接続されている。
図６は、図５に示した実施例３に係る共振型スイッチング電源装置の動作波形を示す図である。上述したように起動時には出力電圧が低く、破線で示す一次巻線Ｎｐの励磁電流は、第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間にリセットできずに徐々に増加する。
そして、時刻ｔ１において、抵抗Ｒｏｃの電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ２に達すると、第１スイッチング素子Ｑ１がオンされるタイミングであっても第１スイッチング素子Ｑ１はオンされず、一定期間だけオフを保持する。したがって、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２は一定期間だけオフに保持される。その間に、励磁電流は第２スイッチング素子Ｑ２のボディーダイオードを通り徐々にリセットされる。また、コンデンサＣ３に充電されている電荷はダイオードＤ３を介して放電され、基準電圧Ｖｒｅｆ１は急激に低下する。
一定期間が経過した時刻ｔ２において、第１スイッチング素子Ｑ１が再度オンするが、一次巻線Ｎｐの励磁電流はリセットされているので電流が急激に大きくなることはなく、その後、徐々に電流が大きくなる。一方、時刻ｔ２において第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２のスイッチングが再開された時は、基準電圧Ｖｒｅｆ１は低い電圧になっており、その後、コンデンサＣ３と抵抗Ｒ４との時定数によりコンデンサＣ３が徐々に充電されることにより基準電圧Ｖｒｅｆ１は上昇する。
したがって、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２のスイッチングが再開された後も、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２に流れる電流が増大する割合を抑えることができる。以上の動作を繰り返しながら二次側へエネルギーが送られ、出力電圧がある程度上昇すると、第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間に励磁電流がリセットされるようになり、通常の動作に戻る。
図７は、本発明の実施例４に係る共振型スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。この共振型スイッチング電源装置は、実施例１に係る共振型スイッチング電源装置にコンデンサＣ４及びダイオードＤ４から成るソフトスタート回路が追加されて構成されている。
コンデンサＣ４は、フォトカプラの受光部ＰＣ１−２に並列に接続されている。また、ダイオードＤ４のアノードは、コンデンサＣ４の一端（フォトカプラの受光部ＰＣ１−２と比較器Ｃｏｍｐ１の非反転に端子（＋）との接続点）に接続され、カソードは、タイマ１３の出力端子に接続されている。
このように構成される共振型スイッチング電源装置においては、起動時は、コンデンサＣ４の電圧は、基準電源Ｖｒｅｆとの間に接続された抵抗Ｒ１とコンデンサＣ４との時定数により初期値（０Ｖ）から徐々に増加する。つまり、第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間を決めている基準電源Ｖｒｅｆの電圧値を徐々に増加させる場合と等価な機能が発揮されるので、第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間が初期値から徐々に増大されるソフトスタート機能が働く。
このコンデンサＣ４とタイマ１３とはダイオードＤ４を介して接続されているので、起動時等において、抵抗Ｒｏｃの電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ２に達すると、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２は一定期間だけオフに保持され、その間に、励磁電流は第２スイッチング素子Ｑ２のボディーダイオードを通り徐々にリセットされる。
同時に、コンデンサＣ４に蓄積されている電荷がダイオードＤ４を介して放電され、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２のスイッチングが再開された時もソフトスタートになる。これにより、上述した実施例３と同様の効果が得られる。
本発明は、電流耐性が小さいスイッチング素子を用いる共振型スイッチング電源装置に利用することが可能である。
本発明の実施例１に係る共振型スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。 本発明の実施例１に係る共振型スイッチング電源装置の動作波形を示す図である。 本発明の実施例２に係る共振型スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。 本発明の実施例２に係る共振型スイッチング電源装置の動作波形を示す図である。 本発明の実施例３に係る共振型スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。 本発明の実施例３に係る共振型スイッチング電源装置の動作波形を示す図である。 本発明の実施例４に係る共振型スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。 従来の共振型スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。 従来の共振型スイッチング電源装置の定常時の動作波形を示す図である。 従来の共振型スイッチング電源装置の過負荷時の動作波形を示す図である。
符号の説明
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、Ｒｔ、Ｒｏｃ、Ｒｏｃ２ 抵抗
Ｃ１、Ｃ３、Ｃ４、Ｃｔ、Ｃｏｃ コンデンサ
Ｃ 平滑コンデンサ
Ｃｒｖ 電圧共振コンデンサ
Ｃｒｉ 電流共振コンデンサ
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４ ダイオード
ＳＲ シャントレギュレータ
Ｌｒｉ 共振リアクトル
Ｑ１ 第１スイッチング素子、
Ｑ２ 第２スイッチング素子
ＡＮＤ１、ＡＮＤ２ アンドゲート
ＦＦ フリップフロップ
Ｃｏｍｐ１、Ｃｏｍｐ２、Ｃｏｍｐ３ 比較器
ＡＣ 交流電源
Ｖｒｅｆ、ＯＣＰ１、ＯＣＰ２ 基準電源
ＤＢ ダイオードブリッジ回路
Ｔ１ トランス
Ｎｐ 一次巻線
Ｎｓ 二次巻線
Ｌ 負荷
ＰＣ１−１ フォトカプラの発光部
ＰＣ１−２ フォトカプラの受光部
１０ 制御回路
１１ ハイサイドドライバ
１２ パルス発生器
１３ タイマ

Claims (4)

  1. 直流電源の出力端子間に直列に接続されて交互にオンオフする第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子と、
    前記第２スイッチング素子に並列に接続されたトランスの一次巻線と電流共振コンデンサとからなる直列共振回路と、
    前記第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、
    前記制御回路により制御される前記第２スイッチング素子のオン期間に前記トランスの二次巻線に発生する電圧を整流平滑して出力する整流平滑回路と、
    前記直列共振回路に流れる電流が第１の電流値であるかどうかを検出する第１過電流検出回路と、
    前記直列共振回路に流れる電流が前記第１の電流値より大きい第２の電流値であるかどうかを検出する第２過電流検出回路と、
    前記第１過電流検出回路が第１の電流値を検出したとき、前記第１スイッチング素子をオフさせる第１過電流保護回路と、
    前記第２過電流検出回路が前記第２の電流値を検出したとき、前記第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子を１周期以上の所定時間だけオフさせて前記トランスの励磁エネルギーをリセットさせる第２過電流保護回路と、
    を備えることを特徴とする共振型スイッチング電源装置。
  2. 直流電源の出力端子間に直列に接続されて交互にオンオフする第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子と、
    前記第２スイッチング素子に並列に接続されたトランスの一次巻線と電流共振コンデンサとからなる直列共振回路と、
    前記第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、
    前記制御回路により制御される前記第２スイッチング素子のオン期間に前記トランスの二次巻線に発生する電圧を整流平滑して出力する整流平滑回路と、
    前記直列共振回路に流れる電流が第１の電流値であるかどうかを検出する第１過電流検出回路と、
    前記第２スイッチング素子に流れる電流が前記第１の電流値より大きい第２の電流値であるかどうかを検出する第２過電流検出回路と、
    前記第１過電流検出回路が第１の電流値を検出したとき、前記第１スイッチング素子をオフさせる第１過電流保護回路と、
    前記第２過電流検出回路が前記第２の電流値を検出したとき、前記第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子を１周期以上の所定時間だけオフさせて前記トランスの励磁エネルギーをリセットさせる第２過電流保護回路と、
    を備えることを特徴とする共振型スイッチング電源装置。
  3. 前記第２過電流検出回路が前記第２の電流値を検出したとき、前記第１過電流検出回路で検出する第１の電流値を、初期値から徐々に増大させるソフトスタート回路を備えることを特徴とする請求項１又は請求項２記載の共振型スイッチング電源装置。
  4. 前記第２過電流検出回路が前記第２の電流値を検出したとき、前記第１スイッチング素子のオン期間を、初期値から徐々に増大させるソフトスタート回路を備えることを特徴とする請求項１又は請求項２記載の共振型スイッチング電源装置。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104901547A (zh) * 2014-03-06 2015-09-09 三垦电气株式会社 电流谐振型电源装置

Families Citing this family (38)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2008535455A (ja) * 2005-04-01 2008-08-28 エヌエックスピー ビー ヴィ 共振コンバータの制御
JP2007074794A (ja) * 2005-09-06 2007-03-22 Rohm Co Ltd 過電流保護回路、負荷駆動装置、モータ駆動装置、電気機器、電源装置
CN101278468B (zh) * 2005-10-03 2010-09-29 三垦电气株式会社 多输出开关电源装置
US7983373B2 (en) * 2007-02-07 2011-07-19 Vintomie Networks B.V., Llc Clock distribution for 10GBase-T analog front end
JP4222421B2 (ja) * 2007-02-28 2009-02-12 サンケン電気株式会社 多出力スイッチング電源装置
JP4245066B2 (ja) 2007-06-11 2009-03-25 サンケン電気株式会社 多出力スイッチング電源装置
JP4258560B2 (ja) 2007-06-28 2009-04-30 サンケン電気株式会社 多出力スイッチング電源装置
JP4229202B1 (ja) * 2007-08-27 2009-02-25 サンケン電気株式会社 多出力スイッチング電源装置
KR100975925B1 (ko) * 2008-07-25 2010-08-13 삼성전기주식회사 어댑터 전원장치
JP5446539B2 (ja) * 2008-08-27 2014-03-19 サンケン電気株式会社 共振型インバータ装置
JP5293006B2 (ja) * 2008-08-29 2013-09-18 サンケン電気株式会社 半波整流電流共振型スイッチング電源装置、及びその起動方法
JP5251391B2 (ja) * 2008-09-19 2013-07-31 サンケン電気株式会社 Ｄｃ／ａｃコンバータ
JP4525817B2 (ja) * 2008-10-30 2010-08-18 サンケン電気株式会社 スイッチング電源装置
WO2010097752A1 (en) * 2009-02-26 2010-09-02 Philips Intellectual Property & Standards Gmbh Converter for supplying pulsed power to light source
CN102396140B (zh) * 2009-04-14 2015-05-13 株式会社村田制作所 开关电源装置
CN102136801B (zh) * 2010-01-21 2014-02-19 台达电子工业股份有限公司 谐振转换器以及其间歇模式控制方法
TW201134073A (en) * 2010-03-22 2011-10-01 Skynet Electronic Co Ltd Series resonant converter with overload delay and short circuit protection mechanism
CN102859856B (zh) * 2010-04-21 2016-09-14 佳能株式会社 电流共振电源
TW201210184A (en) * 2010-08-23 2012-03-01 Skynet Electronic Co Ltd Series resonant converter capable of reducing rated voltage and rated current of power switch
US9312746B2 (en) * 2011-04-25 2016-04-12 Fairchild Semiconductor Corporation Switching techniques to reduce current overshoot in a DC to DC converter
CN102801318B (zh) * 2011-05-23 2016-06-08 崇贸科技股份有限公司 谐振式功率转换器的控制电路与控制方法
JP2013005547A (ja) 2011-06-15 2013-01-07 Sanken Electric Co Ltd スイッチング電源装置
CN103107708B (zh) 2011-11-15 2015-05-13 登丰微电子股份有限公司 谐振式转换电路及谐振控制器
TWI506929B (zh) * 2011-11-15 2015-11-01 Green Solution Tech Co Ltd 諧振式轉換電路及諧振控制器
US9391524B2 (en) * 2012-12-07 2016-07-12 Apple Inc. Hysteretic-mode pulse frequency modulated (HM-PFM) resonant AC to DC converter
CN103066967B (zh) * 2012-12-10 2015-10-28 广州金升阳科技有限公司 一种驱动电路
US8842449B1 (en) * 2013-03-12 2014-09-23 XP Power Limited LLC resonant converter with lossless primary-side current feedback
US9444346B2 (en) * 2013-10-17 2016-09-13 Futurewei Technologies, Inc. Apparatus and efficiency point tracking method for high efficiency resonant converters
JP6007935B2 (ja) * 2014-03-26 2016-10-19 サンケン電気株式会社 電流共振型電源装置
CN105226916B (zh) * 2014-06-25 2018-02-27 台达电子企业管理（上海）有限公司 隔离型功率变换器的电流采样方法及采样装置
US20160105125A1 (en) * 2014-10-14 2016-04-14 Samsung Electro-Mechanics Co., Ltd. Power supply apparatus
CN104407185B (zh) * 2014-12-08 2018-09-04 上海图菱新能源科技有限公司 电力振荡波发生器
JP6938854B2 (ja) * 2016-05-10 2021-09-22 富士電機株式会社 スイッチング電源装置
US9979297B2 (en) * 2016-08-08 2018-05-22 Sanken Electric Co., Ltd. Current resonant power supply device
TWI630782B (zh) * 2016-11-22 2018-07-21 國家中山科學研究院 Single-phase isolated power factor adjustment circuit
CN107294409B (zh) * 2017-07-26 2023-07-28 江西联智集成电路有限公司 有源整流器
CN109495095B (zh) * 2018-11-27 2022-08-30 黄山市祁门新飞电子科技发展有限公司 带保护功能的增强型GaN功率器件栅驱动电路
JP7341178B2 (ja) 2021-03-16 2023-09-08 コーセル株式会社 スイッチング電源装置

Family Cites Families (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR830001286B1 (ko) * 1980-01-10 1983-07-01 후지쓰후아낙크 가부시끼 가이샤 과전류 보호장치
JPH061940B2 (ja) * 1985-10-28 1994-01-05 新電元工業株式会社 ブ−スタ電源装置
JP3013697B2 (ja) * 1994-03-24 2000-02-28 サンケン電気株式会社 スイッチング電源装置
JPH09117132A (ja) * 1995-10-16 1997-05-02 Fuji Electric Co Ltd スイッチング電源装置の過電流保護回路
JPH10333760A (ja) * 1997-05-30 1998-12-18 Fujitsu Ltd 電源回路
FR2768241B1 (fr) * 1997-09-10 1999-12-03 Ge Medical Syst Sa Dispositif et procede de regulation a commande optimale d'un convertisseur a transistors
US5986895A (en) * 1998-06-05 1999-11-16 Astec International Limited Adaptive pulse width modulated resonant Class-D converter
US6154375A (en) * 1999-10-08 2000-11-28 Philips Electronics North America Corporation Soft start scheme for resonant converters having variable frequency control
DE10123789A1 (de) * 2001-05-16 2002-11-21 Philips Corp Intellectual Pty Stromversorgungssystem
DE10143169A1 (de) * 2001-09-04 2003-03-20 Philips Corp Intellectual Pty Gleichspannungswandler und Regelverfahren hierfür
KR100418902B1 (ko) * 2001-09-06 2004-02-14 엘지전자 주식회사 전원제어장치
US6903949B2 (en) * 2001-12-12 2005-06-07 International Rectifier Corporation Resonant converter with phase delay control
JP3500631B2 (ja) 2002-03-29 2004-02-23 サンケン電気株式会社 スイッチング電源装置
JP4159312B2 (ja) * 2002-06-07 2008-10-01 太陽誘電株式会社 零電圧スイッチング電源回路
JP4652726B2 (ja) * 2004-06-11 2011-03-16 富士通セミコンダクター株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータの制御回路、ｄｃ−ｄｃコンバータ及び電子機器
JP4371042B2 (ja) 2004-11-11 2009-11-25 サンケン電気株式会社 スイッチング電源装置
JP4506469B2 (ja) * 2005-01-06 2010-07-21 サンケン電気株式会社 共振型電源装置
JP4735072B2 (ja) 2005-06-23 2011-07-27 サンケン電気株式会社 スイッチング電源装置
US7313004B1 (en) * 2006-12-21 2007-12-25 System General Corp. Switching controller for resonant power converter

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104901547A (zh) * 2014-03-06 2015-09-09 三垦电气株式会社 电流谐振型电源装置
CN104901547B (zh) * 2014-03-06 2017-05-17 三垦电气株式会社 电流谐振型电源装置

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