CN103066967B - 一种驱动电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种驱动电路，包括：脉冲信号输出电路、隔离驱动变压器、功率回路主开关管、第一电容、第二电容、第一二极管；所述的脉冲信号输出电路与所述的第一电容、所述的隔离驱动变压器输入绕组串联组成输入侧回路；所述的功率回路主开关管与所述的第二电容、所述的隔离驱动变压器输出绕组串联组成输出侧回路，所述的第一二极管与所述的功率回路主开关管并联；所述第一电容两端连接有用于破坏原边谐振过程的电路。本发明不需要依靠任何检测电路即可实现自动的钳位，且电路结构极为简单，因此电路可靠性能极高。

Description

一种驱动电路

技术领域

本发明涉及驱动电路技术领域，特别涉及磁隔离驱动电路。

背景技术

磁隔离驱动电路广泛应用于驱动悬浮地开关管，其作用是用来驱动主开关管的开通和关闭。许多行业的发展对开关电源的设计提出了许多新的要求。如更高的输入电压，更宽的输入范围。特别是在某些新兴行业，对高输入电压，宽输入范围的开关电源需求量十分可观。而在设计宽输入的开关电源时，开关电源占空比的变化范围意味着输入电压的变化范围。占空比变化量的大小直接决定了开关电源的输入范围和带载能力。

传统的磁隔离驱动电路如图1所示，其中C1是输入侧隔直电容，C2是输出侧电平转移电容，变压器T1是磁隔离变压器，二极管D1与开关管并联。

上述现有技术中存在的问题是：当脉冲信号失效时，输入侧电容C1上的电荷无法立刻释放，此自举电压加到隔离变压器输入端，输入侧电容C1将与隔离变压器发生振荡，随之输入侧电容C1两端的电压开始下降，隔离变压器输入侧电压和隔离变压器输出侧电压也逐渐减小。而输出侧电容C2两端的电压由于无快速放电回路，C2两端的电压下降缓慢。这势必会使得输出电压Vout上升。当输出电压Vout上升到功率回路主开关管导通阀值时，将会导致开关管误操作，这可能造成电源失效，甚至危害到操作人员的人身安全。

为了解决C2电容无法快速放电的问题，业内采取了多种技术措施，如：公开号为CN1523741A、CN101621246A、CN101267156A、CN101621246A、CN102307003A，以上专利文件中所公开的技术均能解决上述因电容C2能量无法快速释放而导致开关管误导通的问题。但上述专利均有一个共同的缺点：它们均无法解决在脉冲信号为大占空的情况下，当脉冲信号失效时，由原边隔直电容C1和磁隔离变压器电感LP谐振所引起的误导通。通过对磁隔离驱动电路的实际调试实验发现，在脉冲信号为大占空比的情况下，突然关断脉冲信号，即使磁隔离驱动变压器副边电容C2的能量已全部被释放，功率开关管仍会存在误导通的过程。以下是对问题产生的根源作进一步的分析：

脉冲信号在稳态输出过程中，输入侧隔直电容C1两端的电压差为一恒定值，理论计算式子如下：

V_C1=D*V_IN-------------------------公式1

D为占空比，V_IN为脉冲信号幅值

从上式可以观察到，隔直电容上的电压与占空比成正比；电容存储能量的理论计算公式为：

$w_{c1}=\frac{1}{2}*c_1*V_{C1}^2$ ----------------------公式2

公式2表明，电容两端电压越高，所存储的能量越大。从理论分析的角度看，当隔直电容C2的电容量足够大，其存储能量可以大于磁隔离驱动变压器所能存储的能量；则当脉冲信号失效时，隔直电容两端电压长时间加载在原边电感LP上，原边电感电流不断上升，最终引起驱动变压器饱和。当变压器处于饱和状态时，隔直电容C1相当于短路状态，电容C1上的能量快速泄放，电流不断减小。直到隔直电容C1的短路泄放电流减小到变压器临界饱和电流，电容C1与原边电感LP进入振荡状态。以原边电感同名端为参考，电感LP两端电压不断下降。而副边电容C2的能量释放速度较慢，最终引起D1二极管两端的电压差不断增加，也即是输出电压Vout增加；当输出电压Vout上升到功率回路主开关管导通阀值时，将会导致开关管误操作。这可以称之为第一次误导通。

在原边隔直电容C1与原边电感LP发生振荡的初始阶段，原边电感两端电压，以同名端为参考地时为一正值。谐振过程中原边电感两端电压不断减小，直到经过电压0点，原边电感LP两端电压开始出现反向。此时以地为参考点，则同名端电压为一正值。振荡过程继续进行，电感两端电压差不断增大。直到原边电感LP同名端出现电压峰值时，由于电流反向而停止振荡。在大占空的条件下，电容C1两端电压差大，经过半个周期的振荡后，电感两端的电压仍有可能大于开关管的开通阀值电压。这可称之为第二次误导通。适当增加原边振荡回路的阻尼，能起到一定的抑制作用，但不能根除。图7是脉冲信号丢失时测量的相关电压波型图。

测试条件：

脉冲频率：100KHz、脉冲幅值：16VDC、占空比：0.7、匝比：1。原副边的电感量均为2.5mH。隔直电容C1与电平转移电容C2的取值为1uF。

如图中所示，VLP是以地为参点的原边电感电压波型；VLS是以地为参考点的副边电感电压波型；Vout为磁隔离驱动变压器输出电压波型。当时间在2.05ms时原边隔直电容C1与原边电感LP振荡，两端电压过0点。在时间2.09ms时原边电感电压达到正向最大值。此时Vout输出电压达到最大值，开关误导通。

公开号为CN1901373A，申请日为2005年7月22日，公开日为2007年1月24日的中国发明专利，利用二极管的钳位作用来解决隔直电容与原边电感振荡的问题。然而该电路是存在缺点的：

1、电路结构复杂，增加成本。该专利的主要特征是钳位二极管与振荡电路中的电感并联。这种接法存在的缺点是需要增加一个控制开关才能避开钳位电路对磁隔离驱动电路稳态工作的影响。

2、电路可靠性不高。该专利的第一实施例使用了相应的开关管钳位控制电路，钳位控制电路输出的信号必需与脉冲信号的相位相差180度。这必然会增加开关管控制的延时。另外为了防止开关管动作延时造成的直通现象，钳位控制电路的驱动信号必须与脉冲信号之间设置一个死区时间来避开直通现象。

3、在其第二实施例中，使用P型开关管，并使用脉冲信号同步控制的方法的确可以省去钳位控制电路，但开关管却是必需的，同时还增加了一个二极管，结构上无法再进一步优化。

发明内容

有鉴于此，本发明提供一种可靠性能高的磁隔离驱动电路，同时电路结构简单，成本也低。

本发明的上述目的是通过以下技术方案实现的：一种驱动电路，包括脉冲信号输出电路、隔离驱动变压器、功率回路主开关管、第一电容、第二电容、第一二极管；所述的脉冲信号输出电路与所述的第一电容、所述的隔离驱动变压器输入绕组串联组成输入侧回路；所述的功率回路主开关管与所述的第二电容、所述的隔离驱动变压器输出绕组串联组成输出侧回路，所述的第一二极管与所述的功率回路主开关管并联；所述第一电容两端连接有用于破坏原边谐振过程的电路。

优选地，所述用于破坏原边谐振过程的电路包括一个P型三极管，P型三极管的基极直接连接于脉冲信号输出电路的正输出端，发射极接到原边电感LP的同名端，集电极连接于脉冲信号输出电路的正输出端。

更优的，上述用于破坏原边谐振过程的电路还包括一个调速电阻，P型三极管的基极通过调速电阻接于脉冲信号输出电路的正输出端。

优选地，所述用于破坏原边谐振过程的电路包括一个N型三极管，N型三极管的基极直接连接于原边电感LP的同名端，发射极连接到脉冲信号输出电路的正输出端，集电极连接到原边电感LP的同名端。

更优的，上述用于破坏原边谐振过程的电路还包括一个调速电阻，N型三极管的基极通过调速电阻连接于原边电感LP的同名端。

优选地，所述用于破坏原边谐振过程的电路为一个二极管；二极管的阴极连接于脉冲信号的的正端，阳极连接于原边电感的同名端。

本发明的有益效果为：

1、无需像公开号为CN1901373A，申请日为2005年7月22日，公开日为2007年1月24日的中国发明专利的钳位驱动电路，而本发明不需要依靠任何检测电路即可实现自动的钳位，且电路结构极为简单，因此电路可靠性能极高。

2、成本最低，只需一个三极管或一个二极管即可解决磁隔离驱动电路二次误动作的问题。

3、无需其它驱动电路，同时不影响磁隔离驱动电路的稳态工作，效率高。

附图说明

图1为传统磁隔离驱动电路原理图；

图2为本发明第一实施例电路的原理图；

图3为本发明第二实施例电路的原理图；

图4为本发明第三实施例电路的原理图；

图5为本发明第四实施例电路的原理图；

图6为本发明第五实施例电路的原理图；

图7现有隔离驱动电路中脉冲信号关断时原边电感LP与隔直电容C1谐振波型图。

具体实施方式

第一实施例

图2为本发明第一实施例电路原理图，包括脉冲信号输出电路、隔离驱动变压器、功率回路主开关管、第一电容、第二电容、第一二极管，第一电容两端连接有用于破坏原边谐振过程的电路。所述的破坏原边谐振过程的电路包括一个P型三极管和一个调速电阻。所述的P型三极管的基极通过调速电阻接于脉冲信号的正端，发射极接到原边电感LP的同名端，集电极连接于脉冲信号的正端。其他电路器件的连接方式与功能与现有技术中的一致，在此不再赘述。

该电路的工作原理为：在脉冲信号输出为高电平时，由于P型三极管的基极连接于脉冲信号的正端，因此基极的电势一定比发射极的高。P型三极不导通。脉冲信号的电压通过隔直电容C1加载在原边电感L1的两端，通过隔离变压器T1的作用，将原边绕组电压感应到副边。此时副边绕组同名端电压为正，驱动电路的输出电压即为副边绕组电压与电平转移电容两端压差之和。当不考虑电路寄生参数的影响，输出电压与脉冲输入电压的参数一致。当输入脉冲为低电压时，隔直电容两端存储的能量为原边绕组LP提供去磁电压，变压器T1副边的电压产生反向并为电平转移电容充电，同时将磁隔离驱动器的输出电压钳位于二极管D1的导通电压。在此过程中隔直电容两端的电势差方向并没出现过变化，因此P型三极管保持关断，不影响电路的正常工作。当磁隔离驱动电路的脉冲信号突然消失时，隔直电容先为变压器原边电感提供去磁电压，变压器T1完成磁复位后与隔直电容将发生振荡。在前1/4的振荡周期内，隔直电容两端电势差不断减小，但方向并没出现变化，直到振荡周期超过1/4后隔直电容两端电压反向，并在电压差大于P型三极管的导通电压时触发其导通。通过调速电阻R1的阻值即可实现破坏原边谐振的作用，从而防止开关管误导通。

第二实施例

图3为本发明第二实施例的电路原理图，与实施例一不同的是：所述的破坏原边谐振过程的电路包括一个N型三极管和一个调速电阻。所述的N型三极管的基极通过调速电阻连接到原边电感LP的同名端，发射极接到脉冲信号的正端，集电极连接于原边电感LP的同名端。

该电路的工作原理与第一实施例相同在此不赘述。

第三实施例

图4为本发明第三实施例的电路原理图，与第一实施例不同点在于去掉了调速电阻R1。这种处理方式的好处是可以确保开关管处于临界状态。发射极与集电极的压差将被钳位于基极的导通电压。由于失去了调速电阻的作用，因此流经开关管基极的电流瞬间峰值电流会很大，而获得的好处是，响应速度加快了。

第四实施例

图5为本发明第四实施例的电路原理图，与第二实施例不同的是去掉了调速电阻R1。

第五实施例

如图6所示，为本发明的第五实施例，该方案的工作原理与上述方案相同，不同点在于使用普通二极替代上述方案中的三极管。二极管与第一电容并联，二极管的阴极连接于脉冲信号的的正端，阳极连接于原边电感LP的同名端。

以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，本发明的实施例不限于此，利用本领域的普通技术知识和惯用手段，在不脱离本发明上述基本技术思想前提下，本发明中具体实施电路还可以做出其它多种形式的修改、替换或变更，均落在本发明权利保护范围之内。

Claims (2)

1.一种驱动电路，包括：脉冲信号输出电路、隔离驱动变压器、功率回路主开关管、第一电容、第二电容、第一二极管；所述的脉冲信号输出电路与所述的第一电容、所述的隔离驱动变压器输入绕组串联组成输入侧回路；所述的功率回路主开关管与所述的第二电容、所述的隔离驱动变压器输出绕组串联组成输出侧回路，所述的第一二极管与所述的功率回路主开关管并联；其特征在于：所述第一电容两端连接有用于破坏原边谐振过程的电路；

所述用于破坏原边谐振过程的电路包括一个P型三极管，P型三极管的基极直接或通过调速电阻连接于脉冲信号输出电路的正输出端，发射极接到隔离驱动变压器的一端，集电极连接于脉冲信号输出电路的正输出端。

2.一种驱动电路，包括：脉冲信号输出电路、隔离驱动变压器、功率回路主开关管、第一电容、第二电容、第一二极管；所述的脉冲信号输出电路与所述的第一电容、所述的隔离驱动变压器输入绕组串联组成输入侧回路；所述的功率回路主开关管与所述的第二电容、所述的隔离驱动变压器输出绕组串联组成输出侧回路，所述的第一二极管与所述的功率回路主开关管并联；其特征在于：所述第一电容两端连接有用于破坏原边谐振过程的电路；

所述用于破坏原边谐振过程的电路包括一个N型三极管，N型三极管的基极直接或通过调速电阻连接于隔离驱动变压器的一端，发射极连接到脉冲信号输出电路的正输出端，集电极连接到隔离驱动变压器的一端。