CN203326575U - 一种推挽架构电流检测电路 - Google Patents

Abstract

本实用新型属于电子电路技术领域，尤其涉及一种推挽架构电流检测电路。本实用新型包括通断交替电路1、通断交替电路2、变压器T2、电流互感器CT1、CT2，本实用新型在常规推挽电路的基础上增加电流互感器CT1、CT2，通过电流互感器CT1、CT2检测变压器初级绕组中的电流，当检测到电流过大时，及时控制推挽电路中的开关管关断，从而避免电流过大造成开关管器件损毁的现象，达到保护开关管器件不被损毁的目的。

Description

一种推挽架构电流检测电路

技术领域

本实用新型属于电子电路技术领域，尤其涉及一种推挽架构电流检测电路。 

背景技术

推挽架构电路就是两个不同极性晶体管连接的输出电路。推挽架构电路采用两个参数相同的双极性晶体管或者MOS管，以推挽方式存在于电路中，各负责正负半周的波形放大任务，电路工作时，两只对称晶体管每次只有一个导通，所以导通损耗小、效率高。推挽变换器电路将推挽架构电路与变压器连接，其拓扑结构有很好的对称性，应用方便。 

但是，在推挽变换器电路中普遍存在一个非常棘手的问题，即变压器的偏磁现象。理论上，开关管的饱和压降一致、导通时间相等，变压器线圈正负对称、且内阻相等，磁通在正负两个方向变化时，在一个管导通时有正的增量，在另一个管导通时有负的增量，理论上无直流磁化分量，故磁通正负对称，励磁电流也正负对称。但是，在实际中，存在诸多导致变压器偏礠的因素。导致变压器偏磁的因素主要有以下几种： 

(1)开关管器件通态压降存在差异，如图1中开关管Q4、Q6的压降不等，这将导致加在变压器T1初级绕组上的电压波形正、负幅值不等。 

(2)两路驱动信号传输过程中的延迟不同，功率器件自身开关速度上存在差异，这将导致变压器T1初级绕组上的电压波形正、负脉宽不等。 

(3)如图1，由滤波电感L3，L4的滤波作用使两个次级绕组电流最大值差别较小，每个次级绕组与相应初级绕组的磁动势受到牵制。（每个次级绕组磁动势接近于两个初级绕组磁动势的平均值）。 

（4)推挽电路的全部时间都被强制箝位，没有像单端电路那样的负电压面积自动和正电压面积相平衡的时间上和电压上的自由度。 

以上四种因素导致在初级绕组正、反两个方向激励时，相应的伏秒面积不相等，此时变压器处于不平衡运行状态，磁心的工作磁化曲线不再对于原点对称。由于变压器的初级绕组等效电抗对直流分量只呈现电阻特性，而初级绕组的内阻一般都很小，因此初级绕组电压中很小的直流分量就会在绕组中形成很大的直流激磁磁势，该直流磁势与交流磁势一起共同作用在变压器初级绕组中，初级绕组电流不平衡，就会导致变压器磁心的工作磁化曲线产生偏移，不再对于原点对称，即所谓变压器磁心出现了偏磁现象。当偏磁严重到一定程度，磁心工作将进入单向饱和区，此时磁心的导磁率将急剧下降，变压器初级绕组等效电感迅速减少，回路电流瞬间上升，最终导致功率开关管烧毁。 

综上所述，推挽变换器电路中普遍存在一个非常棘手的问题，即变压器的偏磁现象，偏磁严重时会导致变压器磁心单向饱和，致使初级绕组瞬时过流，损毁开关管器件。 

实用新型内容

为了解决推挽变换器电路中，变压器偏磁严重导致的变压器磁心单向饱和，初级绕组瞬时过流，损毁开关管器件的问题，本实用新型提供一种推挽架构电流检测电路。 

本实用新型技术方案如下： 

一种推挽架构电流检测电路，包括：通断交替电路1、通断交替电路2、变压器T2，变压器T2为ERL39-1型号，所述推挽架构电流检测电路还包括：电流互感器CT1、CT2，电阻R15、R16、R17、R18，控制板端口DCC+1、DCC+2、DCC-1、DCC-2；电流互感器CT2初级绕组的一端与通断交替电路2的输出端连接，电流 互感器CT2初级绕组的另一端与变压器T2的第一管脚、第二管脚连接，变压器T2的第三管脚、第四管脚、第五管脚与电池正极连接端连接，电流互感器CT2次级绕组的一端与电阻R17一端、电阻R18一端、控制板端口DCC+1连接，电流互感器CT2次级绕组的另一端与电阻R17另一端、电阻R18另一端、控制板端口DCC+2连接，电流互感器CT1初级绕组的一端与通断交替电路1的输出端连接，电流互感器CT1初级绕组的另一端与变压器T2的第六管脚、第七管脚连接，电流互感器CT1次级绕组的一端与电阻R15一端、电阻R16一端、控制板端口DCC-1连接，电流互感器CT1次级绕组的另一端与电阻R15另一端、电阻R16另一端、控制板端口DCC-2连接。 

进一步地，所述电流互感器CT1、CT2为CT1：1000型号，电流互感器CT2的第五管脚与通断交替电路2的输出端连接，电流互感器CT2的第六管脚与变压器T2的第一管脚、第二管脚连接，电流互感器CT2的第一管脚与电阻R17一端、电阻R18一端、控制板端口DCC+1连接，电流互感器CT2的第四管脚与电阻R17另一端、电阻R18另一端、控制板端口DCC+2连接，电流互感器CT1的第六管脚与通断交替电路1的输出端连接，电流互感器CT1的第五管脚与变压器T2的第七管脚、第八管脚连接，电流互感器CT1的第一管脚与电阻R15一端、电阻R16一端、控制板端口DCC-1连接，电流互感器CT1的第四管脚与电阻R15另一端、电阻R16另一端、控制板端口DCC-2连接。 

进一步地，所述通断交替电路1包括：MOS管Q5，电阻R24、R32、R48，电容C6，电池负极连接端，控制板驱动端口DRV2；控制板驱动端口DRV2与电阻R32一端连接，电阻R32另一端与MOS管Q5的栅极、电阻R48一端连接，电阻R48另一端与MOS管Q5的源极、电池负极连接端、电容C6一端连接，电容C6另一端与电阻R24一端连接，电阻R24另一端与MOS管Q5的漏极连接，电阻R24 另一端与MOS管Q5的漏极的连接端为通断交替电路1的输出端。 

进一步地，所述通断交替电路2包括：MOS管Q7，电阻R25、R34、R47，电容C5，电池负极连接端，控制板驱动端口DRV1；控制板驱动端口DRV1与电阻R34一端连接，电阻R34另一端与MOS管Q7的栅极、电阻R47一端连接，电阻R47另一端与MOS管Q7的源极、电池负极连接端、电容C5一端连接，电容C5另一端与电阻R25一端连接，电阻R25另一端与MOS管Q7的漏极连接，电阻R25另一端与MOS管Q7的漏极的连接端为通断交替电路2的输出端。 

进一步地，所述推挽架构电流检测电路还包括整流吸收电路。 

进一步地，所述整流吸收电路包括：二极管D14、D15、D16、D17、D18、D19，电感L5、L6，电容C17、C18，电阻R73、R74、R75、R76，控制板总线正极连接端、控制板总线负极连接端；变压器T2的第十三管脚、第十管脚接地，变压器T2的第八管脚、第十一管脚、第十二管脚悬空，变压器T2的第九管脚与二极管D14的负极、二极管D16的正极连接，变压器T2的第十四管脚与二极管D18的负极、二极管D19的正极连接，二极管D14的正极与二极管D18的正极、二极管D15的负极、电感L5一端连接，二极管D15的正极与电阻R73一端、电阻R74一端、电容C18一端连接，电感L5另一端与电阻R73另一端、电阻R74另一端、电容C18另一端、控制板总线负极连接端连接，二极管D16的负极与二极管D19的负极、二极管D17的正极、电感L6一端连接，二极管D17的负极与电阻R75一端、电阻R76一端、电容C17一端连接，电感L6另一端与电阻R75另一端、电阻R76另一端、电容C17另一端、控制板总线正极连接端连接。 

进一步地，所述MOS管Q5、Q7为IRF3710型，电阻R24为5W/56Ω、R25为5W/56Ω、R32为1/2W/10Ω、R34为1/2W/10Ω、R47为20KΩ、R48为20KΩ，R73为7W/680Ω、R74为7W/680Ω、R75为7W/680Ω、R76为7W/680Ω， 电容C5、C6为1000V/103型，电阻R15为100Ω、R16为200Ω、R17为200Ω、R18为100Ω，二极管D14、D16、D18、D19为RHRP15120型D15、D17为RHRP8120型，电感L5、L6为150UH型，电容C17、C18为MPP-400V/223型。 

本实用新型通过检测变压器初级绕组中的电流，当检测到电流过大时，及时控制推挽电路中的开关管关断，从而避免电流过大造成开关管器件损毁的现象，达到保护开关管器件不被损毁的目的。 

附图说明

图1是推挽变换器电路现有技术的电路图； 

图2是本实用新型一种推挽架构电流检测电路的电路图。 

具体实施方式

为了更清楚地说明本实用新型的技术方案，下面结合附图对本实用新型的技术方案做进一步详细的说明。 

参见图2，一种推挽架构电流检测电路，包括：MOS管Q5、Q7，电阻R15、R16、R17、R18、R24、R25、R32、R34、R47、R48，电容C5、C6，型号为ERL39-1的变压器T2，电流互感器CT1、CT2，电池正极连接端、负极连接端，控制板驱动端口DRV1、DRV2，，控制板端口DCC+1、DCC+2、DCC-1、DCC-2；控制板驱动端口DRV1与电阻R34一端连接，电阻R34另一端与MOS管Q7的栅极、电阻R47一端连接，电阻R47另一端与MOS管Q7的源极、电池负极连接端、电容C5一端连接，电容C5另一端与电阻R25一端连接，电阻R25另一端与电流互感器CT2初级绕组的一端、MOS管Q7的漏极连接，电流互感器CT2初级绕组的另一端与变压器T2的第一管脚、第二管脚连接，电流互感器CT2次级绕组的一端与电阻R17一端、电阻R18一端、控制板端口DCC+1连接，电流互感器CT2次级绕组的另一端与电阻R17另一端、电阻R18另一端、控制板端口DCC+2连接， 变压器T2的第三管脚、第四管脚、第五管脚与电池正极连接端连接，控制板驱动端口DRV2与电阻R32一端连接，电阻R32另一端与MOS管Q5的栅极、电阻R48一端连接，电阻R48另一端与MOS管Q5的源极、电池负极连接端、电容C6一端连接，电容C6另一端与电阻R24一端连接，电阻R24另一端与电流互感器CT1初级绕组的一端、MOS管Q5的漏极连接，电流互感器CT1初级绕组的另一端与变压器T2的第六管脚、第七管脚连接，电流互感器CT1次级绕组的一端与电阻R15一端、电阻R16一端、控制板端口DCC-1连接，电流互感器CT1次级绕组的另一端与电阻R15另一端、电阻R16另一端、控制板端口DCC-2连接。 

推挽电路的基本工作原理是，通过控制两个MOS管Q5、Q7交替地导通，将直流电池电压转换成高频交流信号，该高频交流信号通过变压器传送被到变压器次级绕组侧。在这种推挽变换器电路中，普遍存在一个非常棘手的问题，即变压器的偏磁现象，偏磁严重时会导致变压器磁心单向饱和，致使初级绕组瞬时过流，损毁开关管器件（关于变压器的偏磁详情可参见现有技术）。为了解决这一问题，本实用新型在现有推挽变换器电路的基础上增加了电流互感器，用来检测变压器初级绕组中的电流，当检测到电流过大时，及时控制推挽电路中的开关管关断，从而避免电流过大造成开关管器件损毁的现象，达到保护开关管器件不被损毁的目的。本实用新型的具体方式为：在MOS管与变压器初级绕组之间串联电流互感器，来检测变压器初级绕组与MOS管中的电流，如图2所示，在MOS管Q7与变压器T2的初级绕组之间串联电流互感器CT2，在MOS管Q5与变压器T2的初级绕组之间串联电流互感器CT1。在MOS管Q7导通时，如果由于磁通不平衡造成MOS管Q7电流过大，电流互感器CT2将检测到电路中电流过大，电流互感器CT2将检测到的电流过大的信号发送给DSP，DSP一旦接收到此电流过大的信号，则将控制MOS管Q7的驱动控制板驱动端口DRV1停止驱 动MOS管Q7，关断MOS管Q7，从而避免电流过大造成MOS管Q7损毁的现象，达到保护开关管器件不被损毁的目的。MOS管Q5关断的原理同所述MOS管Q7关断的原理，此处不再做赘述。 

进一步地，如果用SG3525驱动MOS管，DSP在接收到电流过大的信号时，DSP将控制SG3525的第10管脚为高电平，当SG3525的第10管脚为高电平时，SG3525将停止驱动MOS管，从而避免电流过大造成MOS管损毁，达到保护MOS管不被损毁的目的。 

本实用新型采用电流互感器检测电流，灵敏度高，保护的速度快，使推挽电路双管电流平衡问题得以解决。 

当所述电流互感器CT1、CT2采用CT1：1000实现时，将CT1：1000接入电路的方式为：电流互感器CT2的第五管脚与电阻R25另一端、MOS管Q7的漏极连接，电流互感器CT2的第六管脚与变压器T2的第一管脚、第二管脚连接，电流互感器CT2的第一管脚与电阻R17一端、电阻R18一端、控制板端口DCC+1连接，电流互感器CT2的第四管脚另一端与电阻R17另一端、电阻R18另一端、控制板端口DCC+2连接，电流互感器CT1的第六管脚与电阻R24另一端、MOS管Q5的漏极连接，电流互感器CT1的第五管脚与变压器T2的第六管脚、第七管脚连接，电流互感器CT1的第一管脚与电阻R15一端、电阻R16一端、控制板端口DCC-1连接，电流互感器CT1的第四管脚与电阻R15另一端、电阻R16另一端、控制板端口DCC-2连接。 

进一步地，所述推挽架构电流检测电路还包括整流吸收电路。 

进一步地，所述整流吸收电路包括：二极管D14、D15、D16、D17、D18、D19，电感L5、L6，电容C17、C18，电阻R73、R74、R75、R76，控制板总线正极连接端、控制板总线负极连接端；变压器T2的第十三管脚、第十管脚接地，变压器 T2的第八管脚、第十一管脚、第十二管脚悬空，变压器T2的第九管脚与二极管D14的负极、二极管D16的正极连接，变压器T2的第十四管脚与二极管D18的负极、二极管D19的正极连接，二极管D14的正极与二极管D18的正极、二极管D15的负极、电感L5一端连接，二极管D15的正极与电阻R73一端、电阻R74一端、电容C18一端连接，电感L5另一端与电阻R73另一端、电阻R74另一端、电容C18另一端、控制板总线负极连接端连接，二极管D16的负极与二极管D19的负极、二极管D17的正极、电感L6一端连接，二极管D17的负极与电阻R75一端、电阻R76一端、电容C17一端连接，电感L6另一端与电阻R75另一端、电阻R76另一端、电容C17另一端、控制板总线正极连接端连接。 

整流吸收电路中，D14，D16，D18，D19构成全桥整流，L6是正BUS总线的滤波电感，D17、C17、R75、R76构成正BUS总线的RCD吸收电路。L5是负BUS总线的滤波电感，D15、C18、R73、R74构成正BUS总线的RCD吸收电路。 

推挽电路的基本工作原理是，通过控制两个MOS管Q5、Q7交替地导通，将直流电池电压转换成高频交流信号，该高频交流信号通过变压器传送被到变压器次级绕组侧，变压器次级绕组输出端电路经过全桥整流、滤波后得到直流电压。D17、D15、C17、C18、R75、R76、R73、R74构成次级箝位电路，以减少高压大功率变换器中整流管的过冲和振铃现象。由于开关管最小承受反压为输入电压的两倍，而电流则是额定电流，所以推挽电路一般用在输入电压较低的中小功率场合。 

进一步地，所述MOS管Q5、Q7为IRF3710型，电阻R24为5W/56Ω、R25为5W/56Ω、R32为1/2W/10Ω、R34为1/2W/10Ω、R47为20KΩ、R48为20KΩ，R73为7W/680Ω、R74为7W/680Ω、R75为7W/680Ω、R76为7W/680Ω，电容C5、C6为1000V/103型，电阻R15为100Ω、R16为200Ω、R17为200Ω、 R18为100Ω，二极管D14、D16、D18、D19为RHRP15120型D15、D17为RHRP8120型，电感L5、L6为150UH型，电容C17、C18为MPP-400V/223型。 

本实用新型通过检测变压器初级绕组中的电流，当检测到电流过大时，及时控制推挽电路中的开关管关断，从而避免电流过大造成开关管器件损毁的现象，达到保护开关管器件不被损毁的目的。 

以上结合具体实施例描述了本实用新型的技术原理。这些描述只是为了解释本实用新型的原理，而不能以任何方式解释为对本实用新型保护范围的限制。基于此处的解释，本领域的技术人员不需要付出创造性的劳动即可联想到本实用新型的其它具体实施方式，这些方式都将落入本实用新型的保护范围之内。 

Claims (7)

1.一种推挽架构电流检测电路，包括：通断交替电路1、通断交替电路2、变压器T2，变压器T2为ERL39-1型号，其特征在于，所述推挽架构电流检测电路还包括：电流互感器CT1、CT2，电阻R15、R16、R17、R18，控制板端口DCC+1、DCC+2、DCC-1、DCC-2；电流互感器CT2初级绕组的一端与通断交替电路2的输出端连接，电流互感器CT2初级绕组的另一端与变压器T2的第一管脚、第二管脚连接，变压器T2的第三管脚、第四管脚、第五管脚与电池正极连接端连接，电流互感器CT2次级绕组的一端与电阻R17一端、电阻R18一端、控制板端口DCC+1连接，电流互感器CT2次级绕组的另一端与电阻R17另一端、电阻R18另一端、控制板端口DCC+2连接，电流互感器CT1初级绕组的一端与通断交替电路1的输出端连接，电流互感器CT1初级绕组的另一端与变压器T2的第六管脚、第七管脚连接，电流互感器CT1次级绕组的一端与电阻R15一端、电阻R16一端、控制板端口DCC-1连接，电流互感器CT1次级绕组的另一端与电阻R15另一端、电阻R16另一端、控制板端口DCC-2连接。 

2.根据权利要求1所述的一种推挽架构电流检测电路，其特征在于，所述电流互感器CT1、CT2为CT1：1000型号，电流互感器CT2的第五管脚与通断交替电路2的输出端连接，电流互感器CT2的第六管脚与变压器T2的第一管脚、第二管脚连接，电流互感器CT2的第一管脚与电阻R17一端、电阻R18一端、控制板端口DCC+1连接，电流互感器CT2的第四管脚与电阻R17另一端、电阻R18另一端、控制板端口DCC+2连接，电流互感器CT1的第六管脚与通断交替电路1的输出端连接，电流互感器CT1的第五管脚与变压器T2的第七管脚、第八管脚连接，电流互感器CT1的第一管脚与电阻R15一端、电阻R16一端、控制板端口DCC-1连接，电流互感器CT1的第四管脚与电阻R15另一端、电阻R16另一端、控制板端口DCC-2连接。 

3.根据权利要求1所述的一种推挽架构电流检测电路，其特征在于，所述通断交替电路1包括：MOS管Q5，电阻R24、R32、R48，电容C6，电池负极连接端，控制板驱动端口DRV2；控制板驱动端口DRV2与电阻R32一端连接，电阻R32另一端与MOS管Q5的栅极、电阻R48一端连接，电阻R48另一端与MOS管Q5的源极、电池负极连接端、电容C6一端连接，电容C6另一端与电阻R24一端连接，电阻R24另一端与MOS管Q5的漏极连接，电阻R24另一端与MOS管Q5的漏极的连接端为通断交替电路1的输出端。 

4.根据权利要求1所述的一种推挽架构电流检测电路，其特征在于，所述通断交替电路2包括：MOS管Q7，电阻R25、R34、R47，电容C5，电池负极连接端，控制板驱动端口DRV1；控制板驱动端口DRV1与电阻R34一端连接，电阻R34另一端与MOS管Q7的栅极、电阻R47一端连接，电阻R47另一端与MOS管Q7的源极、电池负极连接端、电容C5一端连接，电容C5另一端与电阻R25一端连接，电阻R25另一端与MOS管Q7的漏极连接，电阻R25另一端与MOS管Q7的漏极的连接端为通断交替电路2的输出端。 

5.根据权利要求1所述的一种推挽架构电流检测电路，其特征在于，所述推挽架构电流检测电路还包括整流吸收电路。 

6.根据权利要求5所述的一种推挽架构电流检测电路，其特征在于，所述整流吸收电路包括：二极管D14、D15、D16、D17、D18、D19，电感L5、L6，电容C17、C18，电阻R73、R74、R75、R76，控制板总线正极连接端、控制板总线负极连接端；变压器T2的第十三管脚、第十管脚接地，变压器T2的第八管脚、第十一管脚、第十二管脚悬空，变压器T2的第九管脚与二极管D14的负极、二极管D16的正极连接，变压器T2的第十四管脚与二极管D18的负极、二极管D19的正极连接，二极管D14的正极与二极管D18的正极、二极管D15的负极、 电感L5一端连接，二极管D15的正极与电阻R73一端、电阻R74一端、电容C18一端连接，电感L5另一端与电阻R73另一端、电阻R74另一端、电容C18另一端、控制板总线负极连接端连接，二极管D16的负极与二极管D19的负极、二极管D17的正极、电感L6一端连接，二极管D17的负极与电阻R75一端、电阻R76一端、电容C17一端连接，电感L6另一端与电阻R75另一端、电阻R76另一端、电容C17另一端、控制板总线正极连接端连接。 

7.根据权利要求1至6任一项所述的一种推挽架构电流检测电路，其特征在于，所述MOS管Q5、Q7为IRF3710型，电阻R24为5W/56Ω、R25为5W/56Ω、R32为1/2W/10Ω、R34为1/2W/10Ω、R47为20KΩ、R48为20KΩ，R73为7W/680Ω、R74为7W/680Ω、R75为7W/680Ω、R76为7W/680Ω，电容C5、C6为1000V/103型，电阻R15为100Ω、R16为200Ω、R17为200Ω、R18为100Ω，二极管D14、D16、D18、D19为RHRP15120型D15、D17为RHRP8120型，电感L5、L6为150UH型，电容C17、C18为MPP-400V/223型。 

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