CN104518653A - 一种用于吸收双管正激变换器的尖峰电压的吸收电路 - Google Patents

Abstract

本发明涉及开关电源领域，特别涉及一种用于吸收双管正激变换器的尖峰电压的吸收电路。本发明使用铁硅铝磁环代替电阻在开关电源中作为吸收回路，解决了现有技术采用阻容方式对尖峰电压进行吸收时发热量大、能量损耗大、且能效低的技术问题，不仅能有效抑制二极管反向恢复产生的电压尖峰，保证电路的可靠运行，还能避免常规RCD缓冲方式吸收网络损耗大的缺点，不但完全替代RC吸收的作用，而且发热量低、跟安全、能效高，可广泛应用于电源产品中。

Description

一种用于吸收双管正激变换器的尖峰电压的吸收电路

技术领域

本发明涉及开关电源领域，特别涉及一种用于吸收双管正激变换器的尖峰电压的吸收电路。

背景技术

随着全球对能源问题的重视，电子产品的耗能问题将愈来愈突出，如何降低其待机功耗，提高供电效率成为一个急待解决的问题。传统的线性电源虽然电路结构简单、工作可靠，但它存在着效率低(只有40％－50％)、体积大、铜铁消耗量大，工作温度高及调整范围小等缺点。为了提高效率，人们研制出了开关电源，它的效率可达85％以上，稳压范围宽，除此之外，还具有稳压精度高、不使用电源变压器等特点，是一种较理想的稳压电源，已广泛应用于各种电子设备中。开关电源就是利用电子开关器件(如晶体管、场效应管、可控硅闸流管等)，通过控制电路，使电子开关器件不停地“接通”和“关断”，让电子开关器件对输入电压进行脉冲调制，从而实现DC/AC、DC/DC电压变换，以及输出电压可调和自动稳压。

根据开关器件在电路中连接的方式，目前比较广泛的开关电源包括串联式开关电源、并联式开关电源和变压器开关电源等三大类，而根据变压器开关电源的激励和输出电压的相位，变压器开关电源又可以分成正激式、反激式、单激式和双激式等多种类型。双管正激变换器就是一种应用广泛的实现DC/DC变换的开关电源，它降低了正激变换器的电压应力，为发展高电压输入正激变换器创造了条件，在通信电源、焊接电源、计算机电源等许多领域都得到了广泛的应用。然而在双管正激变换器次级整流电路中整流器换向期间，由于二极管的结电容与变压器的漏感以及杂散电容的寄生谐振作用，会在二极管两端形成严重的电压过冲，直接影响系统的可靠运行。在实际应用中，为有效减小寄生振荡，减小二极管的电压应力，必须在输出端设置缓冲吸收回路，以吸收开关电源关断时产生的尖峰电压。现有技术通常通过RC(阻容)对尖峰电压进行吸收，这样方式存在发热量大、能量损耗大、能效低的问题。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种用于吸收双管正激变换器的尖峰电压的吸收电路，解决了现有技术采用阻容方式对尖峰电压进行吸收时发热量大、能量损耗大、且能效低的技术问题。

本发明解决上述技术问题的技术方案如下：一种用于吸收双管正激变换器的尖峰电压的吸收电路，所述双管正激变换器包括变压器T1、第一开关管Q7、第二开关管Q8、第一钳位二极管D18和第二钳位二极管D23，所述变压器T1的一次绕组、第一开关管Q7和第二开关管Q8依次串联连接，所述第一开关管Q7和一次绕组之间并联设置第一钳位二极管D18，所述第二开关管Q8和一次绕组之间并联设置第二钳位二极管D23，所述变压器T1的二次绕组连接输出回路；所述吸收电路包括用于吸收第一开关管Q7在关断瞬间产生的尖峰电压的第一吸收回路和用于吸收第二开关管Q8在关断瞬间产生的尖峰电压的第二吸收回路；所述第一吸收回路包括第一缓冲二极管D16、铁硅铝磁环L3和第一缓冲电容C59，所述第一缓冲二极管D16、铁硅铝磁环L3和第一缓冲电容C59依次串联后与所述第一开关管Q7并联，所述第一缓冲二极管D16正极连接在所述第一开关管Q7的源极，所述第一缓冲二极管D16负极通过铁硅铝磁环L3连接所述第一缓冲电容C59正极，所述第一缓冲电容C59负极连接所述第一开关管Q7的漏极；所述所述第二吸收回路包括第二缓冲二极管D22、铁硅铝磁环L3和第二缓冲电容C56，所述第二缓冲二极管D22、铁硅铝磁环L3和第二缓冲电容C56依次串联后与所述第二开关管Q8并联，所述第二缓冲二极管D22负极连接在所述第二开关管Q8的漏极，所述第二缓冲二极管D22正极通过铁硅铝磁环L3连接所述第二缓冲电容C56负极，所述第二缓冲电容C56正极连接所述第二开关管Q8的源极；所述第二开关管Q8的漏极和所述第二钳位二极管D23的负极连接电源输入端VBUS上，所述第一开关管Q7的源极和第一钳位二极管D18的正极连接到工作地端GBUS上。

在上述技术方案的基础上，本发明还可以做如下改进。

进一步，所述第一吸收回路和第二吸收回路还包括第五二极管D20，所述第五二极管D20与铁硅铝磁环L3串联，所述第五二极管D20正极连接所述铁硅铝磁环L3，所述第五二极管D20负极连接所述第二缓冲二极管D22正极和第一缓冲电容C59正极之间的结点。

进一步，所述双管钳位正激变换器好包括第三开关管Q13和第四开关管Q12，所述第三开关管Q13与所述第二开关管Q8并联后连接到所述变压器T1的一次绕组，所述第四开关管Q12与所述第一开关管Q7并联后连接到所述变压器T1的一次绕组，所述第三开关管Q13的漏极连接到电源输入端VBUS上，所述第四开关管Q12源极连接到工作地端GBUS上。

进一步，所述第一开关管Q7、第二开关管Q8、第三开关管Q13和/或第四开关管Q12为场效应晶体管。

本发明的有益效果是：本发明的一种用于吸收双管正激变换器的尖峰电压的吸收电路，解决了现有技术采用RC(阻容)方式对尖峰电压进行吸收时发热量大、能量损耗大、且能效低的技术问题，不仅能有效抑制二极管反向恢复产生的电压尖峰，保证电路的可靠运行，还能避免常规电阻-电容-二极管(RCD)缓冲吸收网络损耗大的缺点，不但完全替代RC吸收的作用，而且发热量低、跟安全、能效高。

附图说明

图1为本发明一种用于吸收双管正激变换器尖峰电压的吸收电路的电路结构图；

图2为本发明吸收电路在开关管导通期间的等效电路图；

图3a为本发明吸收电路缓冲作用期间的等效电路图；

图3b为本发明吸收电路缓冲作用期间的简化等效电路图；

图4为本发明吸收电路缓冲作用结束时的等效电路图；

图5a为本发明吸收电路复位时的等效电路图；

图5b为本发明吸收电路复位结束时的等效电路图。

具体实施方式

以下结合附图对本发明的原理和特征进行描述，所举实例只用于解释本发明，并非用于限定本发明的范围。

本实施例为一种用于吸收双管正激变换器尖峰电压的吸收电路，本吸收电路为无源无损耗电路，包括Q8和Q7两个开关管，在其他实施例中，也可以包含Q8、Q7、Q13、Q12四个开关管，如图1所示。图中C59、C56分别为Q8和Q13、Q7和Q12的缓冲电容，D16、D22分别为单向导电的缓冲二极管，在开关管断开，即在吸收电路作用期间提供单向导电回路；L3使用铁硅铝磁环,为吸收电路提供复位电路；D18、D23分别为双管正激变换器中开关管Q7和开关管Q8的箝位二极管，将开关管Q7和开关管Q8的电压箝位在输入电压，同时为变压器的励磁电流提供回路，以反馈回输入电源中。本吸收电路工作状态可分为：开关管导通、开关管由导通转变为关断(吸收电路缓冲作用期间)、开关管关断期间和开关管导通期间的吸收电路复位过程。以下通过等效电路图来分别描述。

如图2所示，为本实施例吸收电路在开关管Q8和Q7导通期间的等效电路图，此时，缓冲电容C59和C56的电压均为Vbus，极性分别为：C56左负右正，C59左正右负。

如图3a和图3b所示，图3a为本实施例开关管由导通转变为关断时，即吸收电路缓冲作用期间的等效电路图，图3b为吸收电路缓冲作用期间的简化等效电路。本实施例包括Q7和Q8两个开关管，此时，开关管Q8、Q7由导通转变为关断，原电流通路被切断，由于电感电流不能跃变，因此，产生感生电势并寻求新的电流通路，即流过开关管Q7、Q8的寄生电容C1、C2和缓冲电容C56、C59，等效电路如图3所示。此时，一次绕组电压开始下降，寄生电容和缓冲电容开始充电，开关管两端电压由零开始上升，由于这一过程持续时间很短，为分析方便，可以认为变压器初极电流(寄生电感电流)不变。则上升规律为：

$V_{\mathrm{ds}=}{i}_L\·t/C_1\⊕C_{56}$

V_ds＝i_L·t/C₂+C₅₉

将缓冲电容C59、C56与开关管Q7、Q8的寄生电容C1、C2等效为电容C_S。则上式可写为：

V_ds＝i_L·t/C_s，

其中V_ds为开关管两端的电压，i_L为开关管的负载电流。当变压器初级电压降到零时，尽管此级电流不再流过初级回路，但初级侧寄生电感释放储能仍将迫使初级侧电流维持在开关管由导通转变为关断时刻的电流值，因此仍符合式上式。

随着吸收电路进行缓冲作用，二极管D23和二极管D18，即钳位二极管开始阳极正向电压而导通，从而将负载电流从吸收电路转移到二极管D23和二极管D18，等效电路如图4所示，此时开关管Q7和Q8的两端电压被钳位在V_bus，吸收电路缓冲作用结束。

缓冲作用时间为：

t＝V_ds·Cs/i_L

也可以根据缓冲作用时间确定缓冲电容量：

Cs＝i_L·t/V_ds

此时缓冲电容C56、C59两端电压为零，吸收电路为静止状态。

开关管Q7和Q8关断期间，双管正激变换器的输出电感向负载释放储能，变压器磁通复位。当变压器磁通复位完成时，其激磁电流降到零，初级两端电压应为零，由于开关管的寄生电容的零电荷，迫使变压器初级电感与开关管的寄生电容在电源电压激励下谐振。与此同时，输出整流管导通，由于变压器初级在次级侧的等效激磁电流小于输出电流，故与续流二极管同时导通，变压器的激磁电流经过输出整流二极管和负载形成通路，激磁电流下降。

为了在下一次开关管的关断过程中，本实施例的吸收电路能起到缓冲作用，吸收电路必须在开关管下一次关断前复位。与有损耗吸收电路不同的是，缓冲电容在吸收电路缓冲作用期间存储的能量不能通过电阻转化为热能，而以LC谐振方式将缓冲电容上的电压复位。复位通路在开关管导通后形成，电路如图5a所示，图5a为吸收电路的复位等效电路：缓冲电容C56、C59、铁硅铝磁环L3与D20形成谐振回路，VBUS通过铁硅铝磁环L3对C56、C59谐振充电，经过半个谐振周期，缓冲电容C56、C59两端电压幅值为VBUS，极性分别为：C56左负右正，C59左正右负，如图5b所示。图5b为吸收电路复位结束时的等效电路，此时缓冲电容已完全复位，为阻止复位电路因负半周期的谐振而导致缓冲电容上的电压丧失，可采用二极管D20阻止反向谐振，根据LC谐振电路原理，吸收电路复位时间为半个谐振周期。

本实施例中，所述吸收电路的作用时间应大于开关管的关断时间，当开关管采用MOSFET管时，MOSFET的实际关断时间由于驱动电路的驱动能力的限制，在50～100kHz的工作频率范围内，约为lOOns左右，因此，吸收电路作用时间应在200～400ns左右。本实施例中，所述Vbus为400V，吸收电路作用时间为400ns为例，则缓冲电容取值与开关管的最大负载电流之间取值大小相等，缓冲电容的电容量的单位为nF。当缓冲作用时间和电源电压与上例不同时，缓冲电容取值计算公式如下：

Cs＝i_L·t/V_ds，i_L开关管的最大负载电流。

本实施例中，缓冲电容的耐压应不低于电源电压VBUS，另外，由于缓冲电容在缓冲作用期间和复位期间均流过相对较大的峰值电流和有效值电流，因此，应选择能承受相应电流的电容。通常，箔电容能承受大的峰值和有效值电流，而金属化电容则相对小，其中的双金属化电容的承受电流耐量相对大些。

本实施例中，由于复位过程在开关管导通过程中完成，因此，复位时间应大于开关管最小导通时间，即：

$t_{\mathrm{on}\min }\≤t=\mathrm{\Π}\sqrt{\frac{L_3\·C_s}{2}}$

其中，L3为复位电感的电感量，Cs为缓冲电容取值。

同样，根据LC谐振电路原理，在已知吸收电路复位时间和缓冲电容量后，可以得到复位电感的电感量：

$L_3=\frac{{2t}^2}{{\mathrm{\Π}}^2\·C_s}$

本实施例中，选择铁硅铝磁粉芯代替传统的电阻，因铁硅铝磁粉芯具有分布式气隙，因此特别适用于开关电源中的储能；而滤波电感，因其具有高的BS值和低的损耗，与同体积、同导磁率的铁粉芯和铁氧体相比具有更高的储能能力，因此铁硅铝磁环应用在本实施例的谐振电路中非常合适。

本实施例中，吸收电路的复位峰值电流为：

$I_{\mathrm{RM}}=\frac{V_{\mathrm{BUS}}}{\sqrt{\frac{{2L}_3}{C_s}}}$

复位电感所需的最大储能系数为：L·IRM，本实施例中，复位时间越长，复位电感量越大，但复位电感所需的最大储能系数不变。

本实施例中，吸收电路的复位有效值为

$I_{\mathrm{mis}}=\frac{I_{\mathrm{RM}}}{2}\·\sqrt{\frac{t}{T}}$ ，即

$I_{\mathrm{mis}}=\frac{V_{\mathrm{BUS}}\·{C_{\$}}^{1/4}}{2^{\frac{5}{4}}\·{\mathrm{\Π}}^{\frac{1}{2}}\·{L_3}^{\frac{3}{4}}\·T^{\frac{1}{2}}}$

本实施例中，吸收电路的复位有效值随复位电感量的增加而下降。因此选择相对大的电感量有利于复位电流有效值的减小。

本实施例中，吸收电路的附加损耗主要为吸收电路复位过程中复位电感上的损耗，主要表现为磁性材料的磁滞损耗和绕组电阻造成的损耗，两种损耗均随复位峰值电流而增加；复位电路中阻断二极管D20的损耗，为吸收电路复位的复位电流流过二极管D20产生的导通损耗及反向恢复损耗，这一损耗随复位峰值电流而增加；开关管的附加导通损耗，为复位电流有效值在开关管导通电阻或导通压降产生的损耗，随复位电流有效值而增加。若双管正激变换器输入采用PFC，双管正激变换器的输入电压则相对稳定(保持为400V)，开关管的最小导通占空比可以接近0.5，复位电流的峰值和有效值均最小，因此吸收电路的附加损耗也最小。同时由上述分析可以看出，本实施例的吸收电路中，复位电流随复位时间的减小而增加，因此本实施例应该尽可能地增加复位时间，有利于减小吸收电路带来的附加损耗。

同时，将采用本实施例的无源无损耗吸收电路制成的l2V/200W双管箝位正激变换器，与采用现有技术有损耗(RC)吸收电路制成的输出为l2V/200W双管箝位正激变换器进行对比测试，可以发现采用本实施例无源无损耗吸收电路可以有效地减小变换器的开关损耗，提高整机效率。实验结果表明：采用本实施例无源无损耗吸收电路时的电源效率为86％；采用有损耗RC吸收电路时的电源效率为83％。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (4)

1.一种用于吸收双管正激变换器的尖峰电压的吸收电路，其特征在于：所述双管正激变换器包括变压器(T1)、第一开关管(Q7)、第二开关管(Q8)、第一钳位二极管(D18)和第二钳位二极管(D23)，所述变压器(T1)的一次绕组、第一开关管(Q7)和第二开关管(Q8)依次串联连接，所述第一开关管(Q7)和一次绕组之间并联设置第一钳位二极管(D18)，所述第二开关管(Q8)和一次绕组之间并联设置第二钳位二极管(D23)，所述变压器(T1)的二次绕组连接输出回路；所述吸收电路包括用于吸收第一开关管(Q7)在关断瞬间产生的尖峰电压的第一吸收回路和用于吸收第二开关管(Q8)在关断瞬间产生的尖峰电压的第二吸收回路；所述第一吸收回路包括第一缓冲二极管(D16)、铁硅铝磁环(L3)和第一缓冲电容(C59)，所述第一缓冲二极管(D16)、铁硅铝磁环(L3)和第一缓冲电容(C59)依次串联后与所述第一开关管(Q7)并联，所述第一缓冲二极管(D16)正极连接在所述第一开关管(Q7)的源极，所述第一缓冲二极管(D16)负极通过铁硅铝磁环(L3)连接所述第一缓冲电容(C59)正极，所述第一缓冲电容(C59)负极连接所述第一开关管(Q7)的漏极；所述所述第二吸收回路包括第二缓冲二极管(D22)、铁硅铝磁环(L3)和第二缓冲电容(C56)，所述第二缓冲二极管(D22)、铁硅铝磁环(L3)和第二缓冲电容(C56)依次串联后与所述第二开关管(Q8)并联，所述第二缓冲二极管(D22)负极连接在所述第二开关管(Q8)的漏极，所述第二缓冲二极管(D22)正极通过铁硅铝磁环(L3)连接所述第二缓冲电容(C56)负极，所述第二缓冲电容(C56)正极连接所述第二开关管(Q8)的源极；所述第二开关管(Q8)的漏极和所述第二钳位二极管(D23)的负极连接电源输入端(VBUS)上，所述第一开关管(Q7)的源极和第一钳位二极管(D18)的正极连接到工作地端(GBUS)上。

2.根据权利要求1所述的吸收电路，其特征在于：所述第一吸收回路和第二吸收回路还包括第五二极管(D20)，所述第五二极管D20与铁硅铝磁环(L3)串联，所述第五二极管(D20)正极连接所述铁硅铝磁环(L3)，所述第五二极管(D20)负极连接所述第二缓冲二极管(D22)正极和第一缓冲电容(C59)正极之间的结点。

3.根据权利要求1或2所述的吸收电路，其特征在于：所述双管钳位正激变换器好包括第三开关管(Q13)和第四开关管(Q12)，所述第三开关管(Q13)与所述第二开关管(Q8)并联后连接到所述变压器(T1)的一次绕组，所述第四开关管(Q12)与所述第一开关管(Q7)并联后连接到所述变压器(T1)的一次绕组，所述第三开关管(Q13)的漏极连接到电源输入端(VBUS)上，所述第四开关管(Q12)源极连接到工作地端(GBUS)上。

4.根据权利要求3所述的吸收电路，其特征在于：所述第一开关管(Q7)、第二开关管(Q8)、第三开关管(Q13)和/或第四开关管(Q12)为场效应晶体管。